JPS6412151B2

JPS6412151B2 -

Info

Publication number: JPS6412151B2
Application number: JP3856678A
Authority: JP
Inventors: Tokuichi Tsunekawa; Makoto Masunaga; Mitsuya Hosoe; Jukichi Niwa; Mitsutoshi Oowada; Nobuyuki Asano
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1978-03-31
Filing date: 1978-03-31
Publication date: 1989-02-28
Also published as: US4368978A; US4283137A; DE2912453A1; JPS54130825A; DE2912453C2

Description

【発明の詳細な説明】本発明は像走査装置、特に、光学系に依つて結
ばれる物体の像を光センサ・アレイ・デバイスを
用いて電気的に走査し、この時に得られる像走査
出力を二値化して上記物体像についての二値化デ
ータを得る様にした像走査装置に関するものであ
る。

近年の半導体技術の目覚しい発展に依り、自己
走査型フオト・ダイオード・アレイ、CCDフオ
ト・センサ、或いはCCDとフオト・ダイオード
とを結合して成るCCDフオト・ダイオード・ア
レイ等の所謂、自己走査型光センサ・アレイ・デ
バイスが安価に提供される様になり、そして、こ
の様な技術革新の流れの中で、例えば斯種光セン
サ・アレイ・デバイスを電気的像走査手段として
利用して、その走査出力信号に依り物体迄の距離
或いは該物体に対する光学系の合焦点を自動的に
検出しようとする試みが為されている。

例えば、米国特許第4004852号に依れば、基線
距離計式光学系に依り目標物体について、基準用
視野の像と、この基準用視野の像を含み、且つ、
これよりも広い範囲での参照用視野の像とを結ば
しめ、これ等基準視野像及び参照視野像を上述の
光センサ・アレイ・デバイスを用いて電気的に走
査し、この時に得られる基準及び参照視野像につ
いての各走査出力信号を二値化回路に依つて二値
化した後、夫々、シフト・レジスタにストアし、
そして、これ等シフト・レジスタにストアされて
いる基準視野像についての二値化データと参照視
野像についての二値化データとを比較することに
依り、即ち、像相関をとることに依り、参照視野
像中で基準視野と一致していると見做し得る像部
分或いは最も似通つた像部分を検出して、この最
も似通つた像部分の、参照視野像中でのアライメ
ント、即ち、存在位置の情報から上記目標物体迄
の距離を知る様にした電子式自動測距装置が提案
されている。

又、特開昭52―55658号及び同52―153433号に
依つても同様の電子式自動測距装置が提案されて
いる。ところで、この様に光センサ・アレイ・デ
バイスを用いて物体の像を走査し、この時に得ら
れる像走査出力信号を二値化して物体の像につい
ての二値化データを得、この二値化像データに基
づいて物体迄の距離或いは該物体に対する光学系
の合焦点を検出しようとする場合、その検出精度
を十分に保証し得る様にするためには、如何にし
て物体の像パターンに正確に対応した二値化デー
タを得るかと云うことが先ずその基本要件とな
る。即ち、この種の装置では、データの処理シス
テムが如何に高性能であろうとも、入力としての
二値化像データが物体の像パターンの情報を正確
に表わしていなければ、その検出精度の劣化は否
めない訳であり、従つて、この種の装置では得ら
れる像走査出力信号の二値化処理の方法１つでそ
の検出精度の良し悪しが決定づけられてしまうも
のである。例えば、上記の米国特許第4004852号
で提案されている装置では、像走査出力信号の二
値化処理の方法として、センサ・デバイス出力の
飽和レベル（即ち、これは、光センサ・アレイ・
デバイスがCCDフオト・センサ或いはCCDフオ
ト・ダイオード・アレイである場合に、その光セ
ンサ部での蓄積電荷が飽和する様な出力レベルを
意味する）と、光が当つていない状態でのセン
サ・デバイス出力のレベル、即ち、ダーク・レベ
ルとを利用して、この飽和レベルとダーク・レベ
ルとの差の1/2を、像走査出力信号を二値化する
上での基準レベル、即ち、スライス・レベルとし
てこのスライス・レベルを越えるものを論理値の
“１”、下回るものを論理値の“０”とする様な方
法が採られているが、これに依るとスライス・レ
ベルは常に固定であり、一方、像走査出力のレベ
ルは目標物体の明るさの変動に応じて多種多様に
変化するものであるために、物体の像についての
正確な二値化データを得ることは到底不可能であ
り、場合によつては、全て“１”、或いは、全て
“０”と云う様なデータしか得られない様なこと
が応々にして起り得、その様な場合には距離の検
出は全く不可能になつてしまうものである。

これに対し、例えば、各回のセンサ・デバイス
出力の読み出しに際して得られる像走査出力のピ
ーク値をその都度検出して、このピーク値に或る
比率（１よりも小さい或る定数）を掛けることに
依つて得られる電圧レベルをスライス・レベルと
して次の回の読み出しが終了する迄保持してお
き、そして、この回の読み出しに際して得られる
像走査出力をこのスライス・レベルを基準にして
二値化する様にすれば、物体の明るさの変動に依
つて像走査出力のレベルが変化した場合には、そ
れに伴つてそのピーク値も変化し、従つて、スラ
イス・レベルも同様に変化するために線走査出力
の二値化を正確に行ない得るものである。

一方、これとは別に、センサ・デバイス出力の
レベルは、後の処理を容易にするために常に所定
のレベル範囲内に在る様にすることが望ましく、
そのため、物体の明るさの変動に対しては、セン
サ・デバイスの積分時間（即ち、CCDフオト・
センサ或いはCCDフオト・ダイオード・アレイ
の場合には光センサ部での電荷の蓄積時間で、こ
れは周知の様にセンサ・デバイス出力の読み出し
時間々隔に相当する）を適宜調整して、物体が明
るい場合にはこの積分時間を短かく、逆に暗い場
合には長くすることに依り、物体の明るさの変動
に拘らず、得られるセンサ・デバイス出力のレベ
ルが常に所定のレベル範囲内に在る様に調整する
様なことが行なわれる。この積分時間の調整方法
として最も合理的で且つ簡易な方法は、センサ・
デバイス出力のレベルを検出して、その結果に基
づいてセンサ・デバイス出力の読み出し時間々隔
を変化させる様な方法であるが、茲で、このセン
サ・デバイスの積分時間を物体の明るさの情報に
基づいて適宜調整する様にする一方で、上記の像
走査出力の二値化処理の方法として例えば前述し
た様な、像走査出力のピーク値に基づいてスライ
ス・レベルを決定してこれを基準にして次の回の
読み出しに際して得られる像走査出力の二値化処
理を行なう様にした場合、次の様な不都合が生じ
てくる。

即ち、例えば、今、センサ・デバイスの積分時
間が変更されたとすると、この積分時間の変更に
依りそのレベルが上記の所定のレベル範囲に在る
様に適正に調整された走査出力は次の次の回、即
ち、積分時間が変更時点から数えて２回目の読み
出しに際して得られる様になる訳であるが、一
方、この積分時間が変更された状態で得られる走
査出力に対するスライス・レベルはその前の回の
読み出しに際して得られた走査出力、即ち、換言
すれば、積分時間が変更されて居らず、従つて、
そのレベルが上記の所定のレベル範囲内に在る様
に適正に調整される以前の走査出力のピーク値に
基づいて決定されているものであり、従つて、こ
の場合には積分時間が変更された状態での良好な
走査出力を、積分時間が変更される前の不適正な
走査出力のピーク値に基づいて設定されたスライ
ス・レベルに依つて二値化することになるために
正確な二値化像データを得ることは到底不可能と
なり、結局、この回の読み出しが全く無駄になつ
てしまうと共に時間的に大きなロスにもなる訳で
ある。そして、これは積分時間の変更が頻繁に行
なわれる場合には非常に大きな問題となつて来る
ものである。

この様に光センサ・アレイ・デバイスを用いて
光学像を走査し、その走査信号を二値化して二値
化像データを得ようとする場合、装置としては
種々の場合に応じて異なつた手法で二値化像デー
タを形成し得る様にして居くことが必要なもので
ある。

本発明は以上に述べた様な事情に鑑みて為され
たもので、光学像をセンサ・アレイ・デバイスを
利用して電気的に走査し、この時に得られる像走
査出力を二値化して該光学像についての二値化デ
ータを得る様にした像走査装置として、異なつた
二値化基準を有することに依り種々の場合に応じ
た二値化データを形成し得る様にした像走査装置
を提供することを目的とし、その特徴とする処
は、光学像を走査して走査信号を出力する光セン
サ・アレイ・デバイスと、上記走査信号のレベル
に依存して変化する二値化基準を出力する第１の
二値化基準出力手段と、所定の二値化基準を出力
する第２の二値化基準出力手段と、上記二値化基
準をもとに上記走査信号を二値化するための二値
化手段とを備えた像走査装置に存するものであ
る。

以下、本発明の好ましい一実施例について添附
の図面を参照して説明する。

先ず、第１図は、本発明の装置に適用可能な光
センサ・アレイ・デバイスの一例としての、４相
転送式自己走査型CCDフオト・センサ、或いは
CCDフオト・ダイオード・アレイの多少改変さ
れた一構成例を模式的に示すもので、該光セン
サ・アレイ・デバイスはその全体を１で示され
る。

２は光信号を電気信号に変換する受光部で、茲
では、入射光に対応した電荷を発生し、これを蓄
積する機能を有するものである。尚、CCDフオ
ト・ダイオード・アレイの場合には、該受光部２
は周知の如く、フオト・ダイオードとCCDとの
結合から成り、矢張り、同様の機能を有している
ものである。

４₁は該受光部２に於ける例えば奇数番グルー
プの受光エレメントでの蓄積電荷を転送ゲート部
３₁、を通じて取り込んで、これを転送クロツク
に応答して順次出力部５迄転送して行く電荷転送
部、４₂は同じく該受光部２に於ける例えば偶数
番グループの受光エレメントでの蓄積電荷を転送
ゲート部３₂を通じて取り込んで、これを同様に
転送クロツクに応答して順次出力部５迄転送して
行く電荷転送部である。尚、出力部５は電荷転送
部４₁及び４₂に依つて順次転送されて来る各受光
エレメントでの蓄積電荷を電圧又は電流等に変換
して出力する機能を有するものである。

１ａは電圧入力端子で、該入力端子１ａを通じ
て附与された電圧V_Eは周知の様に上記受光部２
にフオト・ゲート電圧として附与される。１ｂは
スタート・パルス入力端子で、該入力端子１ｂを
通じ附与されるスタート・パルスφsは上記転送
ゲート部３₁及び３₂にゲート・パルスとして附与
される。１ｃ，１ｄ，１ｅ及び１ｆは、いずれも
転送クロツク入力端子で、各入力端子１ｃ，１
ｄ，１ｅ及び１ｆには夫々相互に1/4周期のずれ
を有した４相の転送クロツクφ１，φ２，φ３及
びφ４が附与され、これ等入力端子１ｃ〜１ｆを
通じて附与される４相の転送クロツクφ１〜φ４
は上記電荷転送部４₁及び４₂に電荷取り込み及び
転送のために附与される。１ｇはアース端子、１
ｈは該光センサ・アレイ・デバイス１の出力端子
で上記出力部５に接続される。

以上はCCDフオト・センサ或いはCCDフオ
ト・ダイオード・アレイの場合の構成であるが、
ちなみに、一般の自己走査型フオト・ダイオー
ド・アレイの場合には、周知の通り、上記受光部
２の各受光エレメントが夫々フオト・ダイオード
になると共に、上記転送ゲート部３₁及び３₂が各
フオト・ダイオードをアドレスするためのMOS
―FETのスイツチ列に、又、上記電荷転送部４₁
及び４₂がスイツチ・アデレス用のシフト・レジ
スタに代わり、そして、上記スタート・パルス
φs並びに４相のクロツクφ１〜φ４の内の、互
いにインバートの関係にある、例えば、クロツク
φ１及びφ３のみが上記シフト・レジスタ４₁，
４₂に附与されて、該シフト・レジスタ４₁，４₂
のシフト動作に依り、各フオト・ダイオードがア
ドレスされて光電変換信号が上記MOS―FETの
スイツチ別３₁，３₂中の各対応するFETスイツチ
を通じて出力端子１ｈから出力される（即ち、こ
の場合、出力部５は不要となる）様になるもので
ある。尚、この自己走査型フオト・アレイの場合
には上記入力端子１ａを通じて附与される電圧
V_Eは、各フオト・ダイオードのｋ―ｎキヤパシ
タに対する充電電圧として利用される。

６は上記受光部２での暗電流についての情報が
得られる様にするために、該受光部２の一部を遮
光すべくAl蒸着等の方法に依つて形成された遮
光層で、該遮光層６で覆われた受光エレメント２
からの信号は暗電流情報信号として像走査出力中
の暗電流成分を除去するために利用される。尚、
上記遮光層６に依つて覆うべき受光エレメント
２′としては、例えば、CCDフオト・センサ、
CCDフオト・ダイオード・アレイの場合には図
に示す様に出力部５に近い方に位置する受光エレ
メント、即ち換言すれば、電荷転送部４₁，４₂に
依る電荷の転送に際してその初めの方で、その蓄
積電荷が出力部５に到達する様な位置に在る受光
エレメントを、又、自己走査型フオト・ダイオー
ド・アレイの場合には、上記シフト・レジスタ４
_１，４₂のシフト動作に際して、その初めの方でア
ドレスされるフオト・ダイオードを選ぶことが得
策であろう。

７は上記入力端子１ａを通じて附与される電圧
V_Eの変動を検出してその変動の情報を電気信号
として出力する電圧変動検出部で、その構成の詳
細は第２図の等価回路で示す如くである。即ち、
図に於て、７ａ及び７ｂは上記添圧V₁を分圧す
るための分圧抵抗で、抵抗７ａは上記入力端子１
ａに、又抵抗７ｂは上記アース端子１ｇに接続さ
れている。７ｄはMOS―FETで、そのゲートは
上記分圧抵抗７ａ，７ｂの分圧点に、そのドレイ
ンは上記入力端子１ａに、又、そのソースは抵抗
７ｃを介して上記アース端子１ｇに、夫々接続さ
れている。斯かる構成に依れば、FET７ｄのソ
ースと抵抗７ｃとの接続点には上記電圧V_Eに対
応した電圧が生じ、従つて、此処で、該電圧V_E
に変動が生じた場合に、その変動情報についての
電気信号が得られることになる訳である。尚、１
ｉは電圧変動情報信号の出力端子で、上記FET
７ｄのソースと抵抗７ｃとの接続点に接続されて
いる。

次に第３図を参照して、第１図に示した様な構
成の光センサ・アレイ・デバイスを適用する様に
した本発明の装置に於ける一回路例について説明
する。

先ず、その構成について説明するに、図に於
て、８はセンサ・デバイス１の出力端子１ｈから
の出力信号（第６図ａ図示―以後、これをセンサ
出力信号と略記する）と出力端１ｉからの出力信
号、即ち、電圧変動検出部７からの電圧変動情報
信号との双方を入力してセンサ出力信号中の電圧
変動成分を除去する電圧変動成分除去回路として
の差動増幅回路で、演算増幅器OP₁及び抵抗R₁〜
R₄より成つて居り、そして、上記出力端子１ｈ
からのセンサ信号が抵抗R₁を介して演算増幅器
OP₁の反転入力端子に、又、出力端子１ｉからの
電圧変動情報信号が抵抗R₃を介して該演算増幅
器OP₁の非反転入力端子に附与される様に為され
ている。

９は上記差動増幅回路８からの出力信号、即
ち、電圧変動成分が除去されたセンサ出力信号を
入力して、このうち、上記センサ・デバイス１の
受光部２に於ける遮光された受光エレメント２′
からの出力信号に相当する信号を暗電流信号とし
て検出保持する暗電流信号検出保持回路で、コン
パレータOP₁、抵抗R₅〜R₇、トランジスタTr₁〜
Tr₅、コンデンサC₁及びバツフア増幅器BP₁より
成つており、そして、上記差動増幅回路８からの
出力信号は抵抗R₅を介して、入力制御用トラン
ジスタTr₁が非導通状態に在る場合にのみ、上記
コンパレータCP₁の非反転入力端子に附与される
様に為されている。又、その際、該コンパレータ
CP₁の反転入力端子には上記コンデンサC₁の保持
電圧が附与され、そして、該コンパレータCP₁の
出力は、該コンデンサC₁充電量を、上記非反転
入力端子に対する入力信号のレベルに応じて規定
すべく、トランジスタTr₂のベースに附与される
様に為されて居り、従つて、該コンデンサC₁は、
該コンパレータCP₁の出力に依つて規定される時
間、即ち換言すれば、該コンパレータCP₁の非反
転入力端子に附与される入力信号のレベルに対応
した時間だけ定電流充電されることになり、結
局、この回路は定電流作動となる訳である。尚、
上記コンパレータCP₁の非反転入力端子への入力
は、上記入力制御用トランジスタTr₁のベースに
制御信号φ₅（第６図ｃ図示）が附与されることに
依り、上述した様に、上記差動増幅回路８からの
出力信号のうち、上記の遮光された受光エレメン
ト２′からの出力信号に相当する信号の一部のみ
となる様に制御される。又、上記コンデンサC₁
の記憶値は、記憶値クリア用トランジスタTr₅の
ベースに制御信号φ₆（第６図ｄ図示）が附与され
ることに依つて、上記コンパレータCP₁の非反転
入力端子に対する上記差動増幅回路８からの出力
の附与が開始される前にクリアされる。

１０は上記差動増幅回路８からの出力信号、即
ち、電圧変動成分が除去されたセンサ出力信号
と、上記暗電流信号検出保持回路９からの出力信
号、即ち、上記コンデンサC₁で保持されている
暗電流情報報信号との双方を入力して、該電圧変
動成分が除去されたセンサ出力信号から更に暗電
流成分を除去する暗電流成分除去回路としての差
動増幅回路で、演算増幅器OP₂及び抵抗R₈〜R₁₁
より成つて居り、そして、上記差動増幅回路８か
らの出力信号は抵抗R₈を介して演算増幅器OP₂の
非反転入力端子に、又、上記暗電流信号検出保持
回路からの出力信号は抵抗R₁₀を介して該演算増
幅器OP₂の反転入力端子に附与される様に為され
ている。

１１は上記差動増幅回路１０からの出力信号、
即ち、電圧変動成分並びに暗電流成分が除去され
たセンサ出力信号から更に高周波雑音成分を除去
するために設けられたフイルタ回路で、抵抗R₁₂
及びコンデンサC₂より成つている。

１２は上記フイルタ回路１１からの出力信号、
即ち、電圧変動成分、暗電流成分並びに高周波雑
音成分が除去されたセンサ出力信号中のピーク値
を検出するためのピーク値検出回路で、コンパレ
ータCP₂、抵抗R₁₃〜R₁₅、トランジスタTr₆〜
Tr₁₀、コンデンサC₃及びバツフア増幅器BP₂を有
して上記暗電流信号検出保持回路９と同様の接続
構成、即ち、定電流作動回路となつて居り、そし
て、上記フイルタ回路１１からの出力信号は抵抗
R₁₃を介してコンパレータCP₂の非反転入力端子
に附与される様に為されている。尚、上記コンパ
レータCP₂の非反転入力端子への入力は、茲で
は、入力制御用トランジスタTr₆のベースに制御
信号φ７（第６図ｅ図示）が附与されることに依
り、上記フイルタ回路１１からの出力信号のう
ち、前述の米国特許第4004852号で提案されてい
る測距装置についての説明中で述べた基準視野像
に相当する信号のみとなる様に制御される。又、
コンデンサC₃の記憶値は記憶値クリア用トラン
ジスタTr₁₀のベースに制御信号φ８（第６図ｆ
図示）が附与されることに依り、上記コンパレー
タCP₂に対する上記フイルタ回路出力の附与の開
始前にクリアされる。

１３は上記ピーク値検出回路１２で検出された
センサ出力信号中のピーク値を一走査期間、保持
しておくためのピーク値保持回路で、コンパレー
タCP₃、抵抗R₁₆〜R₁₈、トランジスタTr₁₁〜
Tr₁₅、ピーク値保持用コンデンサC₄及びバツフ
ア増幅器BP₃を有して上記暗電流信号検出保持回
路９及びピーク値検出回路１２と同様の接続構
成、即ち、定電流作動回路となつて居り、そし
て、上記ピーク値検出回路１２からの出力信号、
即ち、上記コンデンサC₃で保持されているピー
ク値情報信号は抵抗R₁₆を介してコンパレータ
CP₃の非反転入力端子に附与される様に為されて
いる。尚、上記コンパレータCP₃の非反転入力端
子への、上記コンデンサC₃で保持されているピ
ーク値情報信号の附与は入力制御用トランジスタ
Tr₁₁のベースに制御信号φ９（第６図ｇ図示）
が附与されることに依り、センサ・デバイス出力
の読み出し終了後となる様に制御される。又、ピ
ーク値保持用コンデンサC₄の記憶値は、記憶値
クリア用トランジスタTr₁₅のベースに制御信号
φ１０（第６図ｈ図示）が附与されることに依
り、上記コンデンサC₃で保持されているピーク
値情報信号の、上記コンパレータCP₃の非反転入
力端子への附与が行なわれる前にクリアされる。

１４は上記ピーク値保持回路１３からの出力信
号、即ち、上記コンデンサC₄で保持されている
ピーク値電圧（これをV_Pとする）に基づいて、
センサ出力信号を二値化する上で基準となるスラ
イス・レベルを設定するために設けられたスライ
ス・レベル設定回路としての分圧回路で、分圧抵
抗R₁₉，R₂₀及び調整用の可変抵抗VR₁より成つて
居り、抵抗R₁₉と抵抗R₂₀との分圧点で得られる
電圧（これをV_Sとする）が、信号二値化のため
のスライス・レベルとして利用される。

１５は基準電圧設定回路で、定電圧回路RQ、
演算増幅器OP₃、抵抗R₂₁，R₂₂、分圧用抵抗R₂₃
〜R₂₆及び調整用可変抵抗VR₂より成つており、
そして、抵抗R₂₃と抵抗R₂₄〜R₂₆との分圧点で得
られる電圧（これをV_MAXとする）並びに抵抗R₂₃
〜R₂₅と抵抗R₂₆との分圧点で得られる電圧（こ
れをV_MINとする）は、上記ピーク値保持回路１
３で保持されているピーク値電圧V_Pが適正レベ
ル範囲内に在るか否かを知る上での基準電圧とし
て利用され、又、抵抗R₂₃，R₂₄と抵抗R₂₅，R₂₆
との分圧点で得られる電圧（これをV_Fとする）
は、上記ピーク値電圧V_Pが前述の適正レベル範
囲、即ち、電圧V_MINとで定められる電圧範囲を
外れている場合のスライス・レベルとして利用さ
れる。

１６は上記分圧回路１４の抵抗R₁₉と抵抗R₂₀
との分圧点で得られる電圧V_S、即ち、上記ピー
ク値保持回路１３で保持されているピーク値電圧
V_Pの分電圧と、上記基準電圧設定回路１５の抵
抗R₂₃，R₂₄と抵抗R₂₅，R₂₆との分圧点で得られ
る電圧V_Fとを夫々スライス・レベルとして、上
記フイルタ回路１１からの出力信号を二通りに二
値化するための二値化回路で、上記電圧V_Sをス
ライス・レベルとする第１の二値化用コンパレー
タCP₄と、上記電圧V_Fをスライス・レベルとする
第２の二値化用コンパレータCP₅とより成つて居
り、上記フイルタ回路１１からの出力は該コンパ
レータCP₄，CP₅の非反転入力端子に附与される
様に為されている。

尚、茲に、上記分圧回路１４はセンサ・デバイ
ス１からの走査出力のレベルに依存して変化する
二値化基準を出力するための第１の二値化基準出
力手段を構成し、上記基準電圧設定回路１５は所
定の二値化基準を出力するための第２の二値化基
準出力手段を構成し、そして、上記二値化回路１
６は上記二値化基準をもとに上記走査出力を二値
化するための二値化手段を構成するものである。

１７は上記ピーク値保持回路１３で保持されて
いるピーク値電圧V_Pが、上記基準電圧設定回路
１５で設定されている電圧V_MAXと電圧V_MINとで
定められる電圧範囲内に在るか或いはこれを上回
つているか、下回つているかを判別するための判
別回路で、オーバー検出用のコンパレータCP₆と
アンダー検出用のコンパレータCP₇とから成つて
居り、そして、上記ピーク値保持回路１３で保持
されているピーク値電圧V_PはコンパレータCP₆の
非反転入力端子及びコンパレータCP₇の反転入力
端子に附与され、又、上記電圧V_MAXはコンパレ
ータCP₆の反転入力端子に、又、電圧V_MINはコン
パレータCP₇の非反転入力端子に附与される様に
為されている。尚、該判別回路１７からの判別出
力、即ち、上記コンパレータCP₆及びCP₇の出力
（これをT₃及びT₄とする）は、上記二値化回路１
６からの２つの二値化信号、即ち、第１のコンパ
レータCP₄からの二値化信号（これをT₁とする）
と第２のコンパレータCP₅からの二値化信号（こ
れをT₂とする）とのうち、いずれを、像相関を
とる上での二値化信号として利用するかを決定す
るために利用されると共に、更に、センサ・デバ
イス１の受光部２での信号の積分時間（電荷蓄積
時間）を変更するか否かの指令信号としても利用
されるものであるが、これについては後に詳述す
る。

さて次に、この第３図に示す回路系と第１図に
示すセンサ・デバイス１とを組み合せて物体の像
を電気的に走査する場合の動作について説明す
る。尚、此処では、上記センサ・デバイス１とし
てCCDフオト・センサ或いはCCDフオト・ダイ
オード・アレイを用いると共に、前述した様に、
本発明の像走査装置を例えば米国特許第4004852
号で提案されている様な形式の自動測距装置に適
用して、該センサ・デバイス１の受光部２に於け
る遮光されざる受光エレメント２″上には基線距
離計式受光系に依り上述の基準視野の像と参照視
野の像とが夫々異なつた範囲に結ばれているもの
として説明する。

先ず、時刻t₀で不図示の電源スイツチが投入さ
れるとセンサ・デバイス１の入力端子１ａ並びに
第３図示回路系中の差動増幅回路８に電圧V_Eが
附与されると共に他の回路部に電圧V′_Eが附与さ
れ、そしてこれに依り、先ずセンサ・デバイス１
では受光部２に於ける各受光エレメント２′及び
２″の下部又はその近傍にポテンシヤル井戸が形
成されて、その発生電荷の蓄積が開始される様に
なる。次いで、時刻t₁で第６図ｂに示す様にセン
サ・デバイス１の入力端子１ｂにスタートパルス
φsが附与されると、これに依り転送ゲート部３₁
及び３₂にポテンシヤル井戸が形成されて、上記
受光エレメント２″及び２′のうち例えば奇数番グ
ループの受光エレメントでの蓄積電荷が転送ゲー
ト部３₁を通じて電荷転送部４₁に、又、偶数番グ
ループの受光エレメントでの蓄積電荷が転送ゲー
ト部３₂を通じて電荷転送部４₂へ夫々取り込ま
れ、そしてこの時に入力端子１ｃ〜１ｆに、転送
クロツクφ１〜φ４として比較的高周波のクロツ
クパルスを附与することに依り、例えば時刻t₂か
らt₃までの間に上記受光エレメント２″及び２′で
の各蓄積電荷を全て出力部５まで転送させて、第
６図ａに示す様に、この時刻t₂からt₃の間で、出
力端子１ｈより電圧又は電流として時系列的に出
力させることが出来る。尚、第６図ａにはこの出
力端子１ｈから得られるセンサ出力信号をウエー
ブ・フオーム信号で示してあるが、実際にはこれ
は周知の様に、時系列パルス信号として得られる
ものである。又この時刻t₂からt₃の間で得られる
センサ出力信号は上記の基準視野像及び参照視野
像に正しく対応しているという保証がないため、
茲では不要信号として扱われる。従つて、この回
のセンサ・デバイス出力の読み出しは、上記受光
部２に於ける各受光エレメント２″及び２′での蓄
積電荷を不要電荷として除去するためのシーケン
スに相当し、そのため、上記転送クロツクφ１〜
φ４として比較的高周波のクロツク・パルスを附
与する訳である。又、上記の遮光されざる受光エ
レメント２″では、スタート・パルスφsがハイか
らロウに立ち下つた時点で新たに、上記基準視野
像並びに参照視野像に於ける各微小画素の輝度に
対応した発生電荷の蓄積が再び開始される様にな
る。

次いで時刻t₄で上記入力端子１ｂに再びスター
ト・パルスφsが附与されると、受光エレメント
２′に於ける蓄積電荷並びに受光エレメント２″に
於ける各画素の輝度に対応した蓄積電荷が上述の
様に、奇数番グループと偶数番グループと云う様
に分けて電荷転送部４₁，４₂に取り込まれ（従つ
て、スタート・パルスφsが時刻t₁で附与された
後、今回再び時刻t₄で附与される迄の時間―第６
図ｂ中にTiで示す時間―が上記受光部２での積
分時間、即ち、電荷の蓄積時間となる訳である）、
そしてこの時に、入力端子１ｃ〜１ｆに、転送ク
ロツクφ１〜φ４として今度は比較的低周波のク
ロツク・パルスを附与することに依り、例えば時
刻t₅からt₁₃までの間に各受光エレメント２′及び
２″での蓄積電荷を出力部５まで転送させて、第
６図ａに示す様に、この時刻t₅からt₁₃の間に出力
端子１ｈより電圧又は電流として時系列的に出力
させることが出来る。尚、この回の読み出しに際
して得られるセンサ出力信号は有効信号として後
続のアナログ処理回路に附与される訳であるが、
茲で、この回の読み出しに際し、入力端子１ｃ〜
１ｆに附与すべき転送クロツクを比較的低周波の
クロツク・パルスとしたのはセンサ出力信号の読
み出しの速度を低速にして上記アナログ処理回路
の応答特性を緩和するためである。

さて、この回の読み出しに際して得られる出力
端子１ｈからのセンサ出力信号は差動増幅回路８
中の演算増幅器OP₁の反転入力端子に附与される
訳であるが、一方、この時、センサ・デバイス１
では電圧変動検出部７に依り上記入力端子１ａに
附与される電圧V_Eの変動が検出されて出力端子
１ｉより電圧変動情報信号が出力され、そしてこ
れは上記差動増幅回路８中の演算増幅器OP₁の非
反転入力端子に附与されている。従つて、今、出
力端子１ｈからの出力をV₁、出力端子１ｉから
の出力をV₂とすると上記演算増幅器OP₁の出力
V_OP1は、 V_OP1＝r₄／r₃＋r₄・r₁＋r₂／r₁・V₂−r₂／r₁・V₁ で表わされる（但しr₁〜r₄は抵抗R₁〜R₄の抵抗値
である）であるが、ここで、r₁＝r₂＝r₃＝r₄とし
ておくと V_OP1＝V₂−V₁ となつて、差動増幅回路８の出力端には電圧変動
成分が除去された信号が現われる様になり、結局
これに依り、センサ出力信号中の電圧変動成分を
除去することが可能となる。

さて、一方、この回のセンサ・デバイス出力の
読み出しに際しては、例えば時刻t₅からt₈の間で
は上記受光部２に於ける遮光された受光エレメン
ト２′での蓄積電荷に対応した信号が得られる訳
であるが、ここで先ず、暗電流信号検出保持回路
９中のトランジスタTr₅のベースに附与されてい
る制御信号φ６が第６図ｄに示す様に、時刻t₅か
らt₆の間ハイになると、これに依り該トランジス
タTr₅がこの期間導通するためにコンデンサC₁の
電荷がクリアされ、次いでこのコンデンサC₁の
電荷のクリア後、入力制御用トランジスタTr₁の
ベースに附与されている制御信号φ５が第６図ｃ
に示す様に時刻t₆からt₇の間、ロウになるとこれ
に依り該トランジスタTr₁が不導通となるため
に、上記差動増幅回路８の出力、即ち、上記の遮
光された受光エレメント２′での蓄積電荷に対応
した信号が、電圧変動成分が除去された形で、上
記トランジスタTr₁が不導通となつている期間、
即ち時刻t₆からt₇の期間のみ、コンパレータCP₁
の非反転入力端子に附与される。一方、該コンパ
レータCP₁の反転入力端子は上記コンデンサC₁に
接続されているために、上記トランジスタTr₁が
不導通となつて差動増幅回路８の出力が附与され
た時点では非反転入力電位が反転入力電位よりも
高くなり、そのため、該コンパレータCP₁の出力
はロウからハイに反転し、従つてトランジスタ
Tr₂が導通して、ベース・コレクタ間が短絡され
てダイオードとして作動するトランジスタTr₄を
抵抗R₆に依つて規定される一定電流IR₆が流れる
と共に、トランジスタTr₃が導通して該トランジ
スタTr₃を流れる電流I₁に依りコンデンサC₁の充
電が開始される。茲で抵抗R₇の抵抗値が抵抗R₆
のそれよりも十分に高いものとし、且つトランジ
スタTr₃のベース電流を無視すると、トランジス
タTr₄，Tr₃のベースエミツタ間の電圧V_BE4，
V_BE3は V_BE4＝KT／ｇln（I_R6／i₀＋１） V_BE3＝KT／ｇln（I₁／i₀＋１）となる。ここに、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｇは電荷素量、i₀は逆方向飽和電流、I_R6は
抵抗R₆を流れる電流、I₁はコンデンサC₁の充電電
流である。

本回路ではV_BE4＝V_BE3であるので、I_R6＝I₁とな
り、抵抗R₆を流れる電流と同等の一定電流でコ
ンデンサC₁が充電されることになる。

そしてコンデンサC₁の電位が上昇して行つて
コンパレータCP₁の反転入力電位が非反転入力電
位を越えると該コンパレータCP₁の出力はハイか
らロウに反転し、これに依りトランジスタTr₂が
不導通となるためにトランジスタTr₃が不導通と
なつて、コンデンサC₁の充電が断たれる様にな
り、結局この暗電流信号検出保持回路９では、以
上の様にして、上記差動増幅回路８からの出力信
号のうち、上記の遮光された受光エレメント２′
での蓄積電荷に相当する信号に基づいて暗電流信
号の検出保持が行われ、そして上記コンデンサ
C₁で保持された暗電流情報信号はバツフア増幅
器BP₁を通じて出力される。

尚、上記抵抗R₇はトランジスタTr₂が不導通に
なつた際に、ダイオード接続されたトランジスタ
Tr₄の接合容量に因るトランジスタTr₃のスイツ
チングの遅れを取り除くためのものである。又、
ちなみに、上記コンパレータCP₁及びトランジス
タTr₂，Tr₃の反転動作の遅れは一定であるので、
上記差動増幅回路８の出力電圧の変動の如何に拘
らず、コンパレータCP₁の反転入力電位が非反転
入力電位を越えた時点から一定時間（t_D）後に、
コンデンサC₁の充電が断たれるものとすると、
回路系の応答遅れに依る該コンデンサC₁のオー
バー・チヤージに基づく検出誤差電圧ΔVは ΔV＝t_D・I₁／C_q となり（但しC_qはコンデンサC₁の容量である）
従つて、この誤差電圧ΔVに相当する電圧分だけ
コンパレータCP₁或いはバツフア増幅器BP₁のオ
フセツト電圧をシフトするが、或いはバツフア増
幅器BP₁の出力端に差動増幅回路を接続して、こ
の誤差電圧ΔVを差し引くことに依り暗電流信号
電圧に高精度に対応した電圧を得ることが出来る
ものである。

さて、次いで時刻t₈からt₁₃の間では、上記の遮
光されざる受光エレメント２″での蓄積電荷に対
応した信号、即ち、これ等受光エレメント２″上
に結ばれている基準視野像並びに参照視野像に関
する走査信号を含む信号が得られ、これは上記差
動増幅回路８に依つて電圧変動成分が除去された
後、次の差動増幅回路１０中の演算増幅器OP₂の
非反転入力端子に附与される訳であるが、一方、
この時該演算増幅器OP₂の反転入力端子には時刻
t₆からt₇の間で上記暗電流信号検出保持回路９に
依り検出保持された暗電流情報信号が附与されて
居り、従つて、該暗電流検出保持回路９の出力を
V_BP1とすると、該演算増幅器OP₂の出力V_OP2は、
上記差動増幅回路８に於ける演算増幅器OP₁の出
力V_OP1と同様 V_OP2＝r₉／r₈＋r₉・r₁₀＋r₁₁／r₁₀ ・V_OP1−r₁₁／r₁₀・V_BP1 で表わされ（但し、r₈〜r₁₁は抵抗R₆〜R₁₁の抵抗
値である）、ここでr₈＝r₉＝r₁₀＝r₁₁としておく
と、 V_OP2＝V_OP1−V_BP1 となつて、差動増幅回路１０の出力端には暗電流
成分が除去された信号が現われる様になり、結局
これに依り、センサ出力信号中から、更に暗電流
成分を除去することが可能になる。

上記差動増幅回路１０からの出力は次にフイル
タ回路１１に附与されて此処で更に高周波雑音成
分が除去された後、二値化回路１６並びにピーク
値検出回路１２に附与される。該ピーク値検出回
路１２では、先ず、トランジスタTr₁₀のベース
に附与されている制御信号φ８が第６図ｆに示す
様に、時刻t₅からt₉の間、ハイになることに依り
該トランジスタTr₁₀がこの期間、導通してコン
デンサC₃の電荷がクリアされ、そしてこのコン
デンサC₃の電荷のクリア後、入力制御用トラン
ジスタTr₆のベースに附与されている制御信号φ
７が第６図ｅに示す様に時刻t₉からt₁₀の間ロウに
なることに依り該トランジスタTr₆がこの期間不
導通となつて、上記フイルタ回路１１からの出力
のうち、このトランジスタTr₆が不導通となつて
いる、時刻t₉からt₁₀の間での出力、即ち、第６図
ａ，ｅから理解される様に上記の遮光されざる受
光エレメント２″上に結ばれている基準視野像に
対応した出力のみがコンパレータCP₂の非反転入
力端子に附与される様になる。尚、時刻t₈からt₉
の間で得られる信号は、受光エレメント２″中の、
基準視野像に隣接している受光エレメントからの
信号に相当するもので基準視野像に関する走査信
号ではなく、従つてここでは時刻t₉に於て上記制
御信号φ７をハイからロウに反転させることに依
り、コンパレータCP₂には基準視野像に対応した
信号のみが正確に附与される様にしている。

さて、時刻t₉でコンパレータCP₂の非反転入力
端子にフイルタ回路１１からの出力、即ち、電圧
変動成分、暗電流成分並びに高周波雑音成分が除
去された基準視野像についての走査出力が附与さ
れると、該コンパレータCP₂は、上記暗電流信号
検出保持回路９に於けるコンパレータCP₁と同
様、その反転入力端子がコンデンサC₃に接続さ
れているために、上記フイルタ回路１１からの出
力をその非反転入力端子に附与された時点でその
出力はロウからハイに反転し、これに依りトラン
ジスタTr₇，Tr₈が導通して、上記暗電流信号検
出保持回路９の場合と同様にして、抵抗R₁₄を流
れる電流と同等の一定電流でコンデンサC₃の充
電が開始され、そして該コンデンサC₃の充電電
圧が上記フイルタ回路１１からの出力電位を越え
る様になるとコンパレータCP₂の出力がハイから
ロウに反転して該コンデンサＣの充電が遮断され
る様になる。以下、このピーク値検出回路１２で
はフイルタ回路１１からの出力の変化に応じて、
コンパレータCP₂の非反転入力電位が反転入力電
位を越えればコンデンサC₃の充電が再び開始さ
れ、そして、反転入力電位が非反転入力電位を越
えれば該コンデンサC₃の充電が断たれると言つ
た動作が時刻t₁₀が経過するまで繰り返され、最
終的に時刻t₁₀が経過してトランジスタTr₆が導通
することに依りフイルタ回路１１からの出力の、
コンパレータCP₂の非反転入力端子に対する附与
が断たれた時点では、この時刻t₉からt₁₀の間での
該フイルタ回路１１からの出力の最大値、即ち、
換言すれば、上記基準視野像についての走査出力
のピーク値に対応した電圧がコンデンサC₃で保
持され、結局これに依り、上記基準視野像につい
ての走査出力信号中のピーク値の検出が可能とな
る。以下、時刻がt₁₁，t₁₂，t₁₃と進むにつれて得
られる走査信号は上述した通り、差動増幅回路８
で電圧変動成分が除去された後、差動増幅回路１
０で暗電流成分が除去され、更にフイルタ回路１
１で高周波雑音成分が除去されて二値化回路１６
に附与される様になる。尚、時刻t₁₀からt₁₃の間
で得られる信号のうち、時刻t₁₀からt₁₁の間並び
に時刻t₁₂からt₁₃の間で得られる信号は時刻t₈か
らt₉の間で得られる信号と同様、視野像とは無縁
のもので、時刻t₁₁からt₁₂の間で得られる信号の
みが参照視野像についての走査出力信号に相当す
るものである。

さて、時刻t₁₃が経過してセンサ・デバイス出
力の読み出しが終了した後、ピーク値保持回路１
３中のトランジスタTr₁₅のベースに附与されて
いる制御信号φ１０が第６図ｈに示す様に時刻
t₁₄からt₁₅の間ハイになると、これに依り該トラ
ンジスタTr₁₅がこの期間導通してコンデンサC₄
の電荷がクリアされる様になり、そして該コンデ
ンサC₄の電荷のクリア後、入力制御用トランジ
スタTr₁₁のベースに附与されている制御信号φ
９が第６図ｇに示す様に時刻t₁₅からt₁₆の間、ロ
ウになると、これに依り該トランジスタTr₁₁が
この期間不導通となるために上記ピーク値検出回
路１２からの出力がコンパレータCP₃の非反転入
力端子に附与され、そして上記暗電流信号検出保
持回路９及びピーク値検出回路１２に於けると同
様にして、該コンパレータCP₃の非反転入力電位
に対応したレベルまでコンデンサC₄が充電され、
結局、上記ピーク値検出回路１２で検出された基
準視野像についての走査出力信号のピーク値に相
当する電圧がコンデンサC₄で保持される様にな
る。そして該コンデンサC₄の保持電圧はバツフ
ア増幅器BP₃を通じてピーク値電圧V_Pとして判
別回路１７及び分圧回路１４に附与される。そし
て先ず判別回路１７では、オーバー検出用のコン
パレータCP₆に依り該ピーク値電圧V_Pが基準電圧
設定回路１５で設定されている上限の基準電圧
V_MAXを越えているか否かが、又、アダンダー検
出用のコンパレータCP₇に依り同じく下限の基準
電圧V_MINを下回つているか否かが検出され、結
局、上記コンパレータCP₆，CP₇の出力を夫々
T₃，T₄とすると、V_MAX≧V_P≧V_MINの場合には
T₃，T₄は共にロウ、V_P＞V_MAXの場合にはT₃がハ
イ、T₄がロウ、又、V_P＜V_MINの場合にはT₃がロ
ウ、T₄がハイという具合に、上記ピーク値電圧
V_Pのレベルに応じた判別結果が上記コンパレー
タCP₆，CP₇の出力T₃，T₄の組み合せに依つて得
られる様になる。

又、一方、上記分圧回路１４では、その出力端
子に、 V_S＝_P／r₁₉／１／r₁₉＋１／r₂₀＋１／vr₁ （ここにr₁₉，r₂₀，vr₁は抵抗R₁₉，R₂₀及び可変
抵抗VR₁の抵抗値である）で表わされる電圧V_S
が現われ、これは信号二値化のためのスライスレ
ベルとして二値化回路１６に於ける第１の二値化
用コンパレータCP₄の反転入力端子に附与され
る。又、この時該二値化回路１６に於ける第２の
二値化用コンパレータCP₅の反転入力端子には上
記基準電圧設定回路１５で設定されている、上記
電圧V_MAXと電圧V_MINとの間での特定の電圧V_Fが
信号二値化のためのスライス・レベルとして附与
されている。

尚、茲で、上記分圧回路１４で得られるスライ
ス・レベルとしての電圧V_Sはピーク値電圧V_Pに
対して、V_S＝0.6〜0.8V_P程度になる様にして居く
と回路での雑音信号に依る影響が除去されて比較
的良好な二値化データが得られる様になるもので
あることが実験的に確かめられている。又、上記
基準電圧設定回路１５で得られる固定のスライ
ス・レベルとしての電圧V_Fについては、その決
め方は色々考えられるが、例えば上記の電圧
V_MAXとV_MINとの中間のレベル、即ち、 V_F＝V_MAX＋V_MIN／２で求められる電圧レベル、或いは、段数として中
間のレベル、即ち、 V_F＝√_MAX×_MIN で求められる電圧レベルが比較的満足し得るもの
であろう。

さてこの状態で、時刻がt₁₇に進むとセンサ・
デバイス１で不要電荷の排除、即ち、センサ・デ
バイス出力の高速読み出しが再び行われてこれは
時刻t₁₈からt₁₉の間に終了し、そして更に時刻が
t₂₀に進むと、有効信号を得るための、低速での
センサ・デバイス出力の読み出しが再び開始さ
れ、そしてこの時に得られる走査出力信号は、上
述した様に差動増幅回路８，１０及びフイルタ回
路１１を通じて電圧変動成分、暗電流成分並びに
高周波雑音成分が除去された後、二値化回路１６
に於けるコンパレータCP₄，CP₅の各非反転入力
端子に附与され、従つて、第１のコンパレータ
CP₄に依り、前回検出されたピーク値電圧V_Pに基
づいて設定されている電圧V_Sをスライス・レベ
ルとした上記走査信号の二値化が行われてこれは
出力T₁として得られる様になると共に、第２の
コンパレータCP₅に依り、上記基準電圧設定回路
１５で設定されている電圧V_Fをスライス・レベ
ルとした上記走査出力信号の二値化が行われてこ
れは出力T₂として得られる様になる。

尚、この回のセンサ・デバイス出力の読み出し
に際しては、時刻t₂₂からt₂₃の間で上記暗電流信
号検出保持回路９に依り暗電流信号の検出保持が
行われ、その結果に基づいて差動増幅回路１０に
依り暗電流成分の除去が行われるものである。
又、時刻t₂₅からt₂₆の間では上記ピーク値検出回
路１２に依り再びピーク値検出が行われ、そし
て、時刻がt₂₉に達してセンサ・デバイス出力の
読み出しが終了した後、更に時刻がt₃₀に達する
と、ピーク値保持回路１３で保持されているピー
ク値電圧V_Pがクリアされ、そして時刻t₃₁で今回、
時刻t₂₅からT₂₆の間で上記ピーク値検出回路１２
に依り検出されたピーク値に書き換えられ、そし
てこの時に得られる分圧回路１４の出力電圧V_S
は次の回の、有効信号としてのセンサ・デバイス
出力の読み出しに際して得られる走査出力信号の
二値化のためのスライス・レベルとして利用され
る様になる。

以下上述の動作が繰り返されて、センサ・デバ
イス１から有効信号が読み出される度毎に、二値
化回路１６からはセンサ・デバイス１上に結ばれ
る基準視野像並びに参照視野像についての２通り
の２値化データ即ち、電圧V_Sをスライス・レベ
ルとして二値化データT₁と電圧V_Fをスライス・
レベルとした二値化データT₂が得られ、又判別
回路１７からはピーク値保持回路１３で保持され
ているピーク値電圧V_Pが電圧V_MAXと電圧V_MINと
で規定される電圧範囲内に在るか或はこれを上回
つているか下回つているかの判別出力（T₃，T₄）
が得られる様になる。

さて、この第１図示光センサ・アレイ・デバイ
スと第３図示回路系との組み合せに依れば、以上
の様にして物体像の走査が行われて、最終的に、
像走査出力を、ピーク値電圧V_Pに基づいて定ま
るスライス・レベルV_Sに依つて二値化したデー
タT₁と固定のスライス・レベルV_Fに依つて二値
化したデータT₂と、更に上記ピーク値電圧V_Pが
所定の電圧範囲V_MAX〜V_MIN内に在るか否かにつ
いての判別出力T₃，T₄とが得られる訳であるが、
それでは次に、第４図を参照して、上記の判別出
力T₃，T₄に基づいて、上記の２通りの二値化デ
ータT₁，T₂のいずれを距離検出のために利用す
るかを決定すると共にセンサ・デバイス１での積
分時間を制御するための回路の一例について説明
する。

先ずその構成について説明するに、１８は上記
判別回路１７からの判別出力T₃，T₄に基づいて
上記二値回路１６からの２通りの二値化像データ
T₁，T₂のうち、いずれを利用するかを決定する
データ選択回路で、上筋の判別出力T₃，T₄のオ
アをとるオア・ゲートOR₁と、上記二値化回路１
６からの２通りの二値化データのうちのコンパレ
ータCP₄から出力される二値化データT₁と上記オ
アゲートOR₁の出力のインバータIN₁を介しての
信号とのアンドをとるアンド・ゲートAN₁と、
上記二値化回路１６からの２通りの二値化データ
のうちのコンパレータCP₅から出力される二値化
データT₂と上記オア・ゲートOR₁の出力とのア
ンドをとるアンド・ゲートAN₂と、これ等アン
ド・ゲートAN₁，AN₂の出力のオアをとるオ
ア・ゲートOR₂とから成つている。

１９はこの第４図に示す回路系がシーケンシヤ
ルな動作を遂行する上で基本となる基本クロツ
ク・パルスCLKを発生する基本クロツク発生回
路、２０は該基本クロツク発生回路１９から出力
される基本クロツク・パルスCLKに基づいて、
上記暗電流信号検出保持回路９、ピーク値検出回
路１２及びピーク値保持回路１３に附与すべき上
記の制御信号φ５〜φ１０の外、後述の各回路部
のシーケンシヤル制御のための各種制御信号を発
生するシーケンス制御信号発生回路で、分周用の
カウンタ・セレクト・ゲート等を有して成る。２
１は上記基本クロツク発生回路１９から出力され
る基本クロツク・パルスCLKに基づいて上記セ
ンサ・デバイス１に附与すべき転送クロツクφ１
〜φ４を出力するドライバ回路で、分周用カウン
タ、セレクト・ゲート等を有して成つていて、セ
ンサ・デバイス１での不要電荷の排除（即ち、セ
ンサ・デバイス出力の高速読み出し）のための比
較的高周波の転送クロツクと有効走査出力の取り
出し（即ち、センサ・デバイス出力の低速読み出
し）のための比較的低周波の転送クロツクとの２
種類の転送クロツクを選択的に出力する機能を有
している。尚、上記シーケンス制御信号発生回路
２０は該ドライバー回路２１に対し、高速読み出
し及び低速読み出しを選択指令する指令信号φA
を附与し、そして、該ドライバー回路２１に該指
令信号φAに従つて高周波転送クロツク及び低周
波転送クロツクを選択的に出力する。

SR₁は上記の基準視野像についての二値化デー
タをストアするためのシフト・レジスタ、SR₂及
びSR₃は上記の参照視野像についての二値化デー
タをストアするためのシフト・レジスタで（即
ち、上記した様に基準視野に対し参照視野の方が
大きく設定されている関係上、基準視野像につい
てのデータよりも参照視野像についてのデータの
方の多くなる訳であり、従つて、基準視野像につ
いてのデータに対してはシフト・レジスタSR₁を
適用し、他方、参照視野像についてのデータに対
してはシフト・レジスタSR₂及びSR₃の組み合せ
を適用する訳である）、シフト・レジスタSR₁及
びSR₂は共に同一ビツト構成の直列入力―直列出
力の循環型シフト・レジスタとなつて居り、又、
シフト・レジスタSR₃は直列入力―直列出力型の
シフト・レジスタとなつていて、いずれも上記シ
ーケンス信号発生回路２０から附与されるドライ
ブ・クロツクφ１１，φ１２，φ１３に依つてそ
のシフト動作が制御される。。尚、２２はシフ
ト・レジスタSR₂のデータの循環ライン中に設け
られたゲート回路で、そのオン、オフは上記シー
ケンス制御信号発生回路２０からの制御信号φ１
４に依つて制御される。

２３は上記データ選択回路１８で選択された二
値化像データのうち、基準視野像についてのデー
タを上記シフト・レジスタSR₁に、又、参照視野
像についてのデータをシフト・レジスタSR₂及び
SR₃に夫々分配するデータ分配回路で、その動作
は上記シーケンス制御信号発生回路２０からの制
御信号φDに依つて制御される。

ENは上記シフト・レジスタSR₁及びSR₂での
データの循環に際し、１ビツトずつのデータが互
いに一致している場合は、即ち、共に“１”又は
共に“０”である場合に“１”信号をそして不一
致の場合に“０”信号を出力するイクスクル―シ
ブノア・ゲート、２４は上記シフト・レジスタ
SR₁及びSR₂でのデータの循環に際してその都
度、該イクスクル―シブ・ノア・ゲートENから
の“１”信号の数、即ち、シフト・レジスタSR₁
及びSR₂に於けるデータ間での一致データの数を
カウントして、該シフト・レジスタSR₁及びSR₂
でのデータの各循環の度毎に得られる一致データ
数のうちの最大値を検出する最大一致データ数検
出回路で、上記イクスクル―シブ・ノア・ゲート
ENからの“１”信号の数をカウントするカウン
タと、該カウンタのカウント値をストアするレジ
スタと該カウンタとレジスタとでの内容の大小を
比較するコンパレータとから成つている。尚、こ
の場合、コンパレータは「カウンタの内容＞レジ
スタの内容」と云う状態を検出した場合にのみレ
ジスタにロード信号を附与し、そして、レジスタ
はこのコンパレータからのロード信号に応答して
カウンタの内容を取り込む様に為されているもの
である。又、カウンタのカウント動作並びにコン
パレータの比較動作は上記ケーシング制御信号発
生回路２０からの制御信号φB中に含まれる夫々
の信号に依つて制御される。

２５は上記シフト・レジスタSR₁及びSR₂に於
けるデータ間での一致データ数が最大になるまで
に要されるシフト・レジスタSR₂及びSR₃でのデ
ータのシフト量（即ち、基準視野像についてのデ
ータに対する参照視野像についてのデータの相対
的なシフト量で、これはシフト・レジスタSR₃に
ストアされているデータのシフト・レジスタSR₂
への取り込み回数に依つて検出出来る）を検出す
るためのデータ・シフト量検出回路で、上記シー
ケンス制御信号発生回路２０からの制御信号φC
中に含まれる。上記シフト・レジスタSR₃にスト
アされているデータの、シフト・レジスタSR₂へ
の取り込みを示す信号の数をカウントするカウン
タと、上記最大一致データ数検出回路２４中のコ
ンパレータから出力されるロード信号φLに応答
してこのカウンタの内容を取り込むレジスタとか
ら成つて居り、その際該カウンタのカウント動作
は上記の制御信号φC中に含まれる特定の信号に
依つて制御される。

尚、ここで、上記の二値化値データの処理が全
て終了した時点で該データ・シフト量検出回路２
５内のレジスタに残される内容は、シフト・レジ
スタSR₁及びSR₂に於けるデータ間での一致デー
タ数が最大になる迄の、即ち、換言すれば、参照
視野像中で、基準視野像と一致していると見做し
得る像部分、或いは最も似通つた像部分分につい
てのデータがシフト・レジスタSR₂にストアされ
る様になる迄の、参照視野像についてのデータの
シフト量を表わしている訳であるが、これは、上
記基準視野像並びに参照視野像が基線距離計式光
学系に依つて上記センサ・デバイス１の受光部２
に於ける受光エレメント２″上に結ばれているも
のであると云うことからして、或いは又、上述の
米国特許第4004852号に於ける距離測定の原理か
らして、明らかに目標物体迄の距離の情報を表わ
すものである。

２６は上記の二値化像データの処理が全て終了
した時点で附与される上記シーケンス制御信号発
生回路２０からの制御信号φC中に含まれるデー
タ取り込み信号に応答して上記データ・シフト量
検出回路２５中のレジスタにストアされているデ
イジタル信号を取り込んでこれを距離信号として
のアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路、BP₄
はインピーダンス変換のためのバツフア増幅器、
Meは物体距離指示用のメータCIは定電流源、
PMはその摺動ブラシBF₁及びBF₂は不図の、上
記目標物体に対して焦点合わせされるべき調定可
能な光学系（例えばカメラの撮影光学系等）に連
動させられていることに依り該光学系の調定位置
情報の信号を附与する様に為されたポテンシヨ・
メータ、CP₈及びCP₉は上記バツフア増幅器BP₄
から附与される物体の距離信号、並びに上記ポテ
ンシヨ・メータPMのブラシBR₁，BF₂を通じて
附与される光学系の調定位置の情報信号を夫々入
力して、該光学系が上記目標物体に対する適正合
焦範囲内に在るか否かを検出するコンパレータ、
AN₆はこれ等両コンパレータCP₈，CP₉の出力の
アンドをとるアンド・ゲートで、その出力は表示
用発光ダイオードLDを制御するスイツチング・
トランジスタTr₁₆のベースに附与される様に為
されて居り、従つて光学系の調定に際し、上記コ
ンパレータCP₈，CP₉の出力が共にハイになつた
場合（即ち、バツフア増幅器BP₄の出力レベルが
ポテンシヨ・メータPMのブラシBF₁，BF₂を通
じて得られる２つの電圧レベルで規定される電圧
範囲内に納まる場合であつて、これは、上記光学
系が目標物体に対する適正合焦範囲内に調定され
たことを意味するものである）に、上記トランジ
スタTr₁₆が導通し、これに依り抵抗R₂₇で定まる
電流値に応じた発光量で発光ダイオードLDが発
光して、該光学系が目標物体に対する適正合焦範
囲内に調定された旨、表示される様になる訳であ
る。

尚、ここで、上記ポテンシヨ・メータPMのブ
ラシBF₁，BF₂並びにコンパレータCP₈，CP₉の
組み合せをいずれか１つにして（勿論、その場合
アンド・ゲートAN₆は省略出来る）、光学系の位
置の情報を１つの電圧レベル（即ち、これは光学
系の位置を１つの“点”として表わすことを意味
する）で表わす様にしても良いものであるが、し
かし乍ら、これは、光学系の調定に際し、バツフ
ア増幅器BP₄の出力で指示される１つの“点”に
該光学系を正確に合わせることを要するため実用
面では甚だ不都合を招くものであり、従つて、上
記した様にポテンシヨ・メータPMのブラシBF₁，
BF₂及びコンパレータCP₈，CP₉の組み合せに依
つて光学系の位置を或る電圧範囲（これは光学系
の位置を１つの“点”としてではなく或る幅を持
つた“範囲”として表わすことを意味するもので
ある）で表わす様にして居くことの方がより実用
的であろう。

勿論、この場合、上記ポテンシヨ・メータPM
のブラシBF₁，BF₂を通じて得られる２つの電圧
レベルで規定される電圧範囲を狭くすればする
程、焦点調節の精度が向上して来るものである
が、実際には、光学系の諸元、例えば焦点深度等
に応じて許容し得る幅を設定する様にすれば良い
であろう。

２７は上記データ選択回路１８で選択された像
データのうち、基準視野像についてのデータに基
づいて、像走査出力の二値化処理に際して失敗が
無いかどうかを検出するスライス失敗検出回路
で、上記シーケンス制御信号発生回路２０から附
与される制御信号φ１６（第６図ｒ図示）と上記
データ選択回路１８から附与される像データとの
アンドをとるアンド・ゲートAN₃と、同じく該
制御信号φ３０と上記像データのインバータIN₂
を介しての信号とのアンドをとるアンド・ゲート
AN₄と、上記アンド・ゲートAN₃の出力をセツ
ト入力とするＲ―ＳフリツプフロツプFP₁と、同
じくアンド・ゲートAN₄の出力をセツト入力と
するＲ―ＳフリツプフロツプFP₂と、更に両フリ
ツプフロツプFP₁，FP₂のＱ出力のアンドをとる
アンド・ゲートAN₅とから成つていて、該アン
ド・ゲートAN₅の出力は上記シーケンス制御信
号発生回路２０に附与される。

尚、上記フリツプフロツプFP₁，FP₂は、シー
ケンス制御信号発生回路２０から附与されるリセ
ツト信号φ１７（第６図ｇ図示）に依つて、上記
データ選択回路１８からの像データがアンド・ゲ
ートAN₃，AN₄に附与される様になる以前にリ
セツトされる。

２８は上記判別回路１７からの判別出力T₃，
T₄に基づいてセンサ・デバイス１の積分時間を
制御する積分時間制御回路で、その詳細は第５図
に示す如くである。

即ち、図に於て、UCDは、オア・ゲートト
OR₄〜OR₆、Ｊ―ＫフリツプフロツプFP₃〜FP₅
及びイクスクル―シブ・オア・ゲートER₁，ER₂
から成るアツプ・ダウン・カウンタで、上記シー
ケンス制御信号発生回路２０から附与される積分
時間イニシヤル・セツト用パルスφ１９（第６図
ｊ図示）をカウントすると共に、その後は、アン
ド・ゲートAN₈を通じてシーケンス制御信号発
生回路２０からの積分時間変更用パルスφ２２
（第６図ｋ図示）を附与された場合にのみ、これ
に応答してカウント・アツプ又はカウント・ダウ
ンする。尚、上記フリツプ・フロツプFP₃〜FP₅
は不図示の電源スイツチの投入に応答してシーケ
ンス制御信号発生回路２０から出力されるリセツ
ト・パルスφ２０（第６図ｉ図示）に依つてリセ
ツトされる。又、該アツプ・ダウン・カウンタ
UDCのアツプ・カウント・モードとダウン・カ
ウント・モードとでの切換えは、上記判別回路１
７からの出力T₃の、インバータIN₃を介しての信
号に依つて制御される。即ち、インバータIN₃の
出力がハイの場合（上記判別回路１７の出力T₃
がロウの場合で、上記ピーク値保持回路１３で保
持されているピーク値電圧V_pが基準電圧設定回
路１５で設定されている上限の電圧V_MAXに対し、
V_p≦V_MAXの関係に在ることを意味する）には該
アツプ・ダウン・カウンタUDCはダウン・カウ
ント・モードに設定され、インバータIN₃の出力
がロウの場合（上記判別出力T₃がハイの場合で、
上記ピーク値電圧V_pが電圧V_MAXに対し、V_p＞
V_MAXの関係に在ることを意味する）にはアツ
プ・カウント・モードに設定される。

ER₃は上記アツプ・ダウン・カウンタUDCの
各ビツトの出力並びに上記判別出力T₃を入力と
するイクスクル―シブ・オア・ゲートで、これ
は、該アツプ・ダウン・カウンタUDCがその終
端ビツト迄カウント・ダウン又はカウント・アツ
プした際、即ち、第７図中にA₁又はA₀で示され
る状態に達した際にそれ以上のカウントを禁止す
るカウント・リミツタの役目をし、これに依りア
ツプ・ダウン・カウンタUDCはパルスφ１９及
びφ２２を合計８個までカウント可能となり、そ
れ以上はカウントしなくなる。OR₃は上記判別回
路１７からの双方の出力T₃，T₄のオアをとるオ
ア・ゲートで、該オア・ゲートOR₃の出力は上記
イクスクル―シブ・オア・ゲートER₃の出力と共
に上記アンド・ゲートAN₈に附与される。従つ
て、ここでは該オア・ゲートOR₃及びアンド・ゲ
ートAN₈に依り上記判別回路１７からの出力T₃，
T₄の状態に基づいて積分時間の変更を行うか付
かが決定され、そして、変更する場合には、短縮
するか、伸長するかが上記インバータIN₃の出力
の状態に依つて決定される（即ち、ダウン・カウ
ントの場合は伸長、アツプ・カウントの場合は短
縮となる）訳である。

DCDは上記アツプ・ダウン・カウンタUDCの
カウント出力を積分時間の情報にデコードするデ
コーダで、ここでは該アツプ・ダウン・カウンタ
UDCの３ビツトの２進出力を10進のデータにデ
コードする様に為されている。BP₁₁〜BP₁₈は
夫々上記デコーダDCDの出力B₁〜B₈の各々を受
けるインンピーダンス変換用のバツフア増幅器、
TCは積分時間設定用のタイマ回路で、抵抗R₃₁
〜R₃₈及びコンデンサC₁₁〜C₁₈の各組み合せから
成る８つの時定回路部を有して居り、各時定回路
部は夫々上記バツフア増幅器BP₁₁〜BP₁₈の出力
端に接続されている。尚、Tr₂₁〜Tr₂₈は夫々上
記の８つの時定回路部の時定動作を制御するため
のトランジスタで、上記シーケンス制御信号発生
回路２０から出力される制御信号φ２１（第６図
ｌ図示）に依つてその導通、不導通が制御され
る。又、上記の８つの時定回路部は、抵抗R₃₁及
びコンデンサC₁₁から成る第１の時定回路部が最
も短かい時定数を有し、以下、第２、第３、第４
……と行くに従つて時定数が長くなり、最後の抵
抗R₃₈及びコンデンサC₁₈から成る第８の時定回路
部が最も長い時定数を有する様に設計されて居
り、従つて、上記デコーダDCDの出力B₁〜B₈に
応じて合計８種類の互いに異なつた積分時間が得
られる訳である。

尚、上記シーケンス制御信号発生回路２０から
はセンサ・デバイス１での不要電荷の排除、即ち
センサ・デバイス出力の高速読み出しに際しての
み、上記スタート・パルスφsとして利用される
パルス信号φ１５（第６図ｍ図示）が出力される
が、ここで、上記制御信号φ２１は、第６図ｌ，
ｍから理解される様に、該パルス信号φ１５の立
ち下りと同期してハイからロウに反転し、そして
所定の時間後にロウからハイに復帰する様にして
出力されるものである。

SPCは上記タイマ回路TCで規定されるタイミ
ングで、有効走査出力の取り出し、即ち、セン
サ・デバイス出力の低速読み出しを開始するため
のパルス信号（第６図Ｒ図示）を発生するスター
ト・パルス発生回路で、上記タイマ回路TCに於
ける各時定回路部からの出力のオアをとるオア・
ゲートOR₇（該オア・ゲートOR₇の出力は第６図
ｎに示される）と、インピーダンス変換用のバツ
フア増幅器と、抵抗R₃₉及びコンデンサC₁₉から成
る遅延回路部と、該遅延回路部に接続されたスイ
ツチング・トランジスタTr₂₉と抵抗４０と、該
トランジスタTr₂₉の出力（エミツタ電位―第６
図ｏ図示）と上記オア・ゲートOR₇の出力とのア
ンドをとるアンド・ゲートAN₉とから成り、該
アンド・ゲートAN₉を通じて第６図Ｒに示す様
に、上記のパルス信号が出力される。

尚、第４図に於て、AN₇は上記アンド・ゲー
トAN₆の出力と、上記積分時間制御回路２８に
於ける、デコーダDCDの出力B₁及びB₂のオアを
とるオア・ゲートOR₈の出力とのアンドをとるア
ンド・ゲートで、その出力は上記表示用発光ダイ
オードLDに抵抗R₂₈を介して接続されたトランジ
スタTr₁₇のベースに附与される様に為されて居
り、従つて、これに依れば、上記デコーダDCD
の出力B₁又はB₂がハイになつた場合、即ち、積
分時間が調整可能な最短の時間、或いはこれに続
く、次に短かい時間に設定された場合に該アン
ド・ゲートAN₇の一方の入力がハイとなり、そ
して、この状態で光学系が物体に対する適正合焦
範囲内に調定されてアンド・ゲートAN₆の出力
がハイになると、これに依り該アンド・ゲート
AN₆の出力もハイになるためにこの場合には上
記発光ダイオードLDには抵抗R₂₇，R₂₈が並列に
接続されて、抵抗R₂₇のみの場合に比べて流れる
電流が増大し、そのためその発光量が増大する様
になる。即ち、積分時間が最短の時間或いは、次
に短かい時間に設定されたと云うことは周囲が非
常に明るいと云うことであるが、その様な状況に
あつては、例えばカメラ等に於て上記の発光ダイ
オードLDの点灯をそのフアインダ内で視認し得
る様に為した場合、該発光ダイオードLDに依る
合焦表示が周囲の明るさの影響で非常に見にくく
なるものであり、従つて、上記した様な構成を附
加しておけば、周囲が非常に明るい場合の合焦表
示に際しては該発光ダイオードLDの発光量が増
大するために、斯かる不都合を有効に除去し得る
訳である。

又、第４図中、OR₉は上記シーケンス制御信号
発生回路２０から出力されるパルス信号φ１５と
上記積分時間制御回路２８中のスタート・パルス
発生回路SPCからの出力パルスとのオアをとるオ
ア・ゲートで、ここでは、該オア・ゲートOR₉の
出力がスタート・パルスφsとしてセンサ・デバ
イス１に附与される。

さて、それでは次にこの第４図示回路系の動作
について第６図及び第７図を参照して説明する。
先ず、時刻toに於て不図示の電源スイツチが投入
されると、前述した様に、センサ・デバイス１及
び第３図示回路系中の差動増幅回路８に電圧V_E
が、又、他の回路部には電圧V′_Eが附与される訳
であるが、この時の電圧V_Eは第５図示積分時間
制御回路２８中のスタート・パルス発生回路SPC
にも附与され、又、電圧V′_Eは他の回路部に附与
される様になり、そして、この時、先ず、シーケ
ンス制御信号発生回路２０はこの電源スイツチの
投入に応答して、積分時間制御回路２８に対し、
第６図ｉに示す如くリセツト・パルスφ２０を出
力し、これに依り、該積分時間制御回路２８では
アツプ・ダウン・カウンタUDC中のフリツプ・
フロツプFP₃〜FP₅がリセツトされてそのＱ出力
はいずれもロウとなる（第７図中にAo′で示す状
態）。一方、この時点では、第３Ｂ図示ピーク値
保持回路１３中のコンデンサC₄は充電されてい
ない状態に在るために明らかに、V_P＜V_MiNの関
係に在り、従つて、判別回路１７の出力はT₃が
ロウ、T₄がハイの状態に在るために、積分時間
制御回路２８ではインバータIN₃の出力がハイと
なつて、アツプ・ダウン・カウンタUDCは先ず
ダウン・カウント・モードに設定される様にな
る。又、この時、上記シーケンス制御信号発生回
路２０は該積分時間制御回路２８に対する制御信
号φ２１を第６図ｌに示す如くハイと為し、これ
に依り該積分時間制御回路２８ではタイマ回路
TC中の各トランジスタTr₂₁〜Tr₂₈が導通してコ
ンデンサC₁₁〜C₁₈の電荷がクリアされる。

次にシーケンス制御信号発生回路２０は、上記
リセツト・パルスφ２０の出力後、直ちに該積分
時間制御回路２８に対して、第６図ｊに示す如
く、積分時間イニシヤル・セツト用のパルスφ１
９を例えば４個出力し、これに依りアツプ・ダウ
ン・カウンタUDCは４つカウント・ダウンして、
その出力は第７図中に状態A₄で示す様に“001”
（即ちフリツプ・フロツプFP₅のＱ出力のみがハ
イで他はロウの状態）となり、そして、デコーダ
DCDはこの２進出力“001”を10進のデータにデ
コードしてその出力B₄のみがハイとなる。

次いで時刻t₁に達すると、シーケンス制御回路
２０は第６図ｍに示す如くパルス信号φ１５を出
力し、そして、これはオア・ゲートOR₉を通じて
センサ・デバイス１にスタート・パルスφSとし
て附与される。又、この時、該シーケンス制御信
号発生回路２０はドライバ回路２１に対し、指令
信号φAとして高速読み出しを指令する信号を出
力し、これに依り該ドライバ回路２１は転送クロ
ツクφ１〜φ４として比較的高周波のクロツクパ
ルスを出力し、そしてこれに依り上述した様に、
例えば時刻t₂からt₃の間でセンサ・デバイス１か
ら不要信号が出力される様になる。尚、第３図に
ついての説明中では触れなかつたが、この時の不
要信号は、第３図示回路系中の差動増幅回路８，
１０及びフイルタ回路１１に依つて一応、雑音成
分の除去の処理を受け、最終的に二値化回路１６
で電圧V_S及びV_Fをスライス・レベルとした二値
化処理を受けて二値化データT₁，T₂として出力
され、そして、この時はV_P＜V_MiNの状態に在る
から、データ選択回路１８に依り、出力T₂、即
ち電圧V_Fに依つて二値化したデータが選択され
て、該出力T₂がデータ分配回路２３及びスライ
ス失敗検出回路２７に附与される様になるもので
あるが、この時はシーケンス制御信号発生回路２
０は制御信号φDに依りデータ分配回路２３を不
作動状態（即ち、ゲート・オフの状態）に保持す
ると共にシフト・レジスタSR₁，SR₂及びSR₃に
対するドライブ・ロツクφ１１〜φ１３を断つて
居り、従つて、該出力データT₂に基づく距離検
出は一向に行われず、又、該シーケンス制御信号
発生回路２０は、この時の上記スライス失敗検出
回路２７から出力を似非情報として取り扱う。
又、この間、該シーケンス制御信号発生回路２０
は、第６図ｃ〜ｈから理解される様に制御信号φ
５〜φ１０に依り上記暗電流信号検出保持回路
９、ピーク値検出回路１２及びピーク値保持回路
１３を不作動状態に保持し、従つて、この時は、
これ等回路９，１２及び１３に依る暗電流信号の
検出保持、ピーク値の検出及びその保持は行われ
ない。又、時刻t₃が経過してしばらくすると、シ
ーケンス制御信号発生回路２０はドライバ回路２
１に対し、指令信号φAとして転送クロツクφ１
〜φ４の出力の中止を指令する信号を附与して、
該転送クロツクφ１〜φ４の出力を中止させる。

さて、一方、上記シーケンス制御信号発生回路
２０は、上記パルス信号φ１５を出力するに当
り、第６図ｌに示す如く、該パルス信号φ１５の
立ち下りと同期して、上記積分時間制御回路２８
に対する制市信号φ２１をハイからロウに反転さ
せ、これに依り該積分時間制御回路２８ではその
タイマ回路TC中のトランジスタTr₂₁〜Tr₂₈がい
ずれも不導通になる。そして、この時に、上述し
た様に、デコーダDCDの出力B₄のみがハイの状
態に在るから、抵抗R₃₄及びコンデンサC₁₄から成
る第４の時定回路部がバツフア増幅器BP₁₄の出
力に依つてその時定動作を開始し、そして、例え
ば時刻t₄でコンデンサC₁₄が完全に充電される様
になると、この時刻t₄でオア・ゲートOR₇の出力
が第６図ｎに示す様にロウからハイに反転し、次
いでこの時点から抵抗R₃₉及びコンデンサC₁₉から
成る遅延回路で設定されている所定の遅延時間が
経過すると、トランジスタTr₂₉のエミツタ電位
が第６図ｏに示す如くハイからロウに反転し、結
局、該オア・ゲートOR₇の出力とトランジスタ
Tr₂₉の出力とのアンドをとるアンド・ゲート
AN₉の出力は、第６図ｐに示す如く、上記タイ
マ回路TC中の第４の時定回路部で規定されるタ
イミング（この場合は時刻t₄である）で発生する
パルス信号となり、そしてこれはオア・ゲート
OR₉を通じてスタート・パルスφSとしてセン
サ・デバイス１に附与される様になる（即ち、第
３図についての説明中で述べた積分時間Ti（第６
図ｂ図示）は、この様にしてシーケンス制御信号
発生回路２０からのパルス信号φ１５の立ち下り
の時点から、上記タイマ回路TCで規定される上
記オア・ゲートOR₇の出力の立ち上りまでの時間
として得られる訳である）。

さて、上記アンド・ゲートAN₉からパルス信
号が出力されると、シーケンス制御信号発生回路
２０は、これに応答して、スライス失敗検出回路
２７に対して、第６図ｑに示す如くリセツト信号
φ１₇を附与してフリツプ・フロツプFP₁，FP₂を
リセツトすると共に、ドライバ回路２１に対し指
令信号φAとして低速読み出しを指令する信号を
附与し、これに依り該ドライバ回路２１からは転
送クロツクφ１〜φ４として今度は比較的低周波
のクロツク・パルスが出力されて、上述した様に
センサ・デバイス出力の低速読み出しが行われる
様になる。そして、この時の読み出しは、上述し
た様に、例えば時刻t₅からt₁₃の間で終了する訳で
あるが、この時、シーケンス制御信号発生回路２
０は、先ず、暗電流信号検出保持回路９に対する
制御信号φ６を第６図ｄに示す如く時刻t₅からt₆
の間、ハイと為した後、制御信号φ５を第６図ｃ
に示す如く時刻t₆からt₇の間、ロウと為すことに
依り上記した様に暗電流信号の検出保持を行わ
せ、又、ピーク値検出回路１２に対する制御信号
φ８を第６図ｆに示す如く時刻t₅からt₉の間、ハ
イと為した後、制御信号φ７を第６図ｅに示す如
く時刻t₉からt₁₀の間、ロウと為すことに依り上記
した様に基準視野像についての走査力のピーク値
検出を行わせる一方、時刻t₉では、第６図ｌに示
す様に、積分時間制御回路２８に対する制御信号
φ２１をロウからハイに反転させることに依りタ
イマ回路TC中のトランジスタTr₂₁〜Tr₂₈を導通
させて該タイマ回路TCをリセツトし（これに依
りコンデンサC₄の電荷がクリアされるために、
オア・ゲートOR₇の出力は第６図ｎに示す様にロ
ウに反転する様になる）、そして更に、時刻t₉か
らt₁₀の間は、制御信号φDに依り、データ分配回
路２３に対し、データ選択回路１８からの出力デ
ータ（この時は、未だV_P＜V_MINの状態に在るか
ら、該データ選択回路１８から出力されるデータ
は、二値化回路１６中の第２のコンパレータCP₅
の出力、即ち、電圧V_Fで二値化したデータT₂で
ある）をシフト・レジスタSR₁に附与するよう指
令すると共に、この間、該シフト・レジスタSR₁
にドライブ・クロツクφ１１を符附与し、又、同
じくこの時刻t₉からt₁₀の間、第６図ｒに示す如
く、スライス失敗検出回路２７に対する制御信号
φ１６をハイと為す。これに依り、この時刻t₉か
らt₁₀の間で得られる基準視野像についての二値
化データはシフト・レジスタSR₁に順次ストアさ
れると共に、この時に、スライス失敗検出回路２
７に依り、この二値化データ中に“１”及び
“０”の双方の信号が含まれているか否かが検出
される。即ち、この二値化データが全て“１”又
は全て“０”の場合（これは“スライス失敗”を
意味する）には、時刻t₁₀に達する迄の間に、ア
ンド・ゲートAN₃又はAN₄のいずれか一方の出
力がハイになるのみで他方はロウのままであるた
めにフリツプ・フロツプFP₁又はFP₂もそのいず
れか一方がセツトされるだけであり、従つて、ア
ンド・ゲートAN₅はその一方の入力がロウのま
まとなるために時刻t₁₀に達した時点でもその出
力φ１８はロウのままとなるが、一方、上記二値
化データ中に“１”及び“０”の双方の信号が含
まれていれば、時刻t₁₀に達する迄の間にはアン
ド・ゲートAN₃，AN₄の双方の出力がいずれか
のタイミングで必ず一度はハイになることがある
ためにその時点でフリツプ・フロツプFP₁，FP₂
が夫々セツトされてそのＱ出力がハイとなり、従
つて、アンド・ゲートAN₅はその双方の入力が
いずれもハイになるために時刻t₁₀に達した時点
ではその出力φ１８はハイになつている訳であ
り、結局、この様にして、“スライス失敗”の場
合にはロウ信号が、又、スライス（二値化処理）
が適正に行われた場合にはハイ信号が出力される
様になる訳である。そして、上記シーケンス制御
信号発生回路２０は、時刻t₁₀に達すると、この
時点での上記スライス失敗検出回路２７の出力φ
１８の状態、即ち、ロウであるかハイであるかに
基づいて、ロウの場合には、以下に説明する動作
を行わせることなく直ちに、制御信号φ１５を出
力して、シーケンスを時刻t₁₇から始まる最初の
シーケンス、即ち、前述の、センサ・デバイス１
での不要電荷の排除から始まる新らたなシーケン
スに移行させ（従つて、これに依り、像走査出力
の二値化処理の失敗に伴なう時間的なロスが最小
限にくい止められることになる訳である）、一方、
ハイの場合には引き続き以下の動作を行なわせる
様になる。

即ち、時刻がt₁₀に達して基準視野像について
の二値データの、シフト・レジスタSR₁へのスト
アが終了すると、シーケンス制御信号発生回路２
０は該シフト・レジスタSR₁に対するドライブ・
クロツクφ１１を断ち、そして更に時刻t₁₁に達
すると、制御信号φDに依り、この時点から時刻
t₁₂までの間、データ分配回路２３に対し、デー
タ選択回路１８の出力データ（T₂である）を、
今度はシフト・レジスタSR₂及びSR₃に附与する
よう指令すると共に、該シフト・レジスタSR₂及
びSR₃にドライブ・クロツクφ１２及びφ１３を
夫々附与し、そしてこれに依り、時刻t₁₁からt₁₂
の間に得られる参照視野像についての二値化デー
タがシフト・レジスタSR₂及びSR₃に順次ストア
される様になる。尚、時刻t₁₂に達すると、シー
ケンス制御信号発生回路２０は、制御信号φDに
依りデータ分配回路２３をゲート・オフの状態に
設定すると共に、シフト・レジスタSR₂及びSR₃
に対するドライブ・クロツクφ１２及びφ１３を
断つ様になる。次いで時刻t₁₃に達してセンサ・
デバイス出力の読み出しが終了すると、シーケン
ス制御信号発生回路２０は、その後、しばらくし
てから、ドライバ回路２１に対し、指令信号φA
として、転送クロツクφ１〜φ４の出力の中止を
指令する信号を附与して該転送クロツクφ１〜φ
４の出力を中止させ、そして更に時刻t₁₄に達す
ると、ピーク値保持回路１３に対する制御信号φ
１０を第６図ｈに示す如く時刻t₁₄からt₁₅の間、
ハイと為した後、制御信号φ９を第６図ｇに示す
如く時刻t₁₅からt₁₆の間、ロウと為すことに依り
上述した様に、ピーク値検出回路１２で検出され
たピーク値の保持を行わせる。そして該ピーク値
保持回路１３に依りピーク値V_Pの保持が行われ
ると、分圧回路１４に依り、該ピーク値V_Pに基
づいて、次の回の有効走査出力の読み出しに際し
て得られる像走査出力の二値化のためのスライ
ス・レベルV_Sが決定されると共に、判別回路１
７に依り該ピーク値V_Pが電圧V_MAX処びV_MINで規
定される電圧範囲内に在るか否かが検出される。
そしてこの時、V_MAX≦V_P≦V_MINであれば該判別
回路１７の出力T₃，T₄が共にロウとなるために、
これに依りデータ選択回路１８は二値化回路１６
からの２通りのデータT₁，T₂のうち、第１のコ
ンパレータCP₄から出力されるデータ、即ち、ス
ライス・レベルV_Sに依つて二値化されるデータ
T₁を選択する様に設定され、一方、V_P＞V_MAX、
又は、V_P＜V_MINであれば判別回路１７の出力T₃，
T₄のうちのいずれか一方がハイとなるとために、
該データ選択回路は、前と同様、スライス・レベ
ルV_Fに依つて二値化されるデータT₂を選択する
様に設定される。又、積分時間制御回路２８で
は、V_P≦V_MAXの場合には判別回路１７の出力T₃
がロウであるためにこの時のインバータIN₃のロ
ウ信号に依りアツプ・ダウン・カウンタUDCは
前と同様、ダウン・カウント・モードに設定され
たままとなるが、一方、V_P＞V_MAXの場合には該
判別出力T₃がハイになり、従つて、インバータ
IN₃の出力がロウになるために該アツプ・ダウ
ン・カウンタUDCはアツプ・カウント・モード
に設定される様になる。

さて、この様にして時刻t₁₆に達した状態では、
シフト・レジスタSR₁及びSR₂，SR₃に基準視野
像についての二値化データ及び参照視野像につい
ての二値化データが夫々ストアされている訳であ
るが、ここで、時刻t₁₆に達すると、シーケンス
制御信号発生回路２０は、先ず、制御信号φBに
依り、最大一致データ数検出回路２４中の上記し
た一致データ数カウント用のカウンタを作動状態
に設定すると共に、制御信号φCに依り、デー
タ・シフト量検出回路２５中の上記したデータ・
シフト量カウント用のカウンタを作動状態に設定
し、そして、制御信号φ１４に依りゲート回路２
２をゲート・オンに設定すると共に、シフト・レ
ジスタSR₃に対するドライブ・クロツクφ１３を
断つたまま、シフト・レジスタSR₁及びSR₂に
夫々ドライブ・クロツクφ１１及びφ１２を該シ
フト・レジスタSR₁，SR₂のビツト数分だけ附与
する（尚、このドライブ・クロツクφ１１及びφ
１２は同一周波数のものである）。これに依りシ
フト・レジスタSR₁及びSR₂はその各ビツトにス
トアされているデータが同期して順次循環シフト
させられ、そして、このデータの一循環シフトに
際し、各ビツトのデータ同士の一致、不一致がイ
クスクル―シブ・ノア・ゲートENに依つて検出
され、そして、この時の一致データの数は最大一
致データ数検出回路２４中のカウンタに依つてカ
ウントされる。そして、このデータの一循環シフ
トが終了すると、シーケンス制御信号発生回路２
０は、シフト・レジスタSR₁，SR₂に対するドラ
イブ・クロツクφ１１，φ１２を断つと共に、制
御信号φBに依り、上記最大一致データ数検出回
路２４中の上記したコンパレータを作動させ、こ
れに依り該コンパレータは上記カウンタの内容と
同じく同回路２４中の上記したレジスタの内容
（これはこの時点では零である）とを比較して、
「カウンタの内容」＞「レジスタの内容」であれば、
該レジスタにロード信号φLを附与してこの時の
カウンタの内容を該レジスタに取り込ませる（勿
論、この時、「カウンタの内容」≦「レジスタの内
容」であれば、該コンパレータはロード信号φL
を出力せず、従つて、上記レジスタの内容は書き
替えられない）。尚、上記コンパレータからのロ
ード信号φLは上記データ・シフト量検出回路２
５中のレジスタにも附与されるものであるが、こ
の時点では同回路２５中のカウンタは作動状態に
設定されただけで、カウント・パルスを全く附与
されていないためにその内容は零であり、従つて
該レジスタが取り込む内容は零となる。

以上の動作が終了すると、シーケンス制御信号
発生回路２０は制御信号φ１４に依りゲート回路
２２をゲート・オフの状態に設定すると共に、シ
フト・レジスタSR₂及びSR₃に対し、ドライブ・
クロツクφ１２及びφ１３を夫々１つづつ同期し
て附与し、これに依り、シフト・レジスタSR₂，
SR₃ではその内容が１ビツト、右にシフトしてシ
フト・レジスタSR₃の最右ビツトにストアされて
いたデータがシフト・レジスタSR₂の最左ビツト
に取り込まれる様になる（勿論、この時のシフ
ト・レジスタSR₂の最右ビツトにストアされてい
るデータは落とされることになる）。又、この動
作に際し、シーケンス制御信号発生回路２０は制
御信号φBに依り上記最大一致データ数検出回路
２４中のカウンタをクリアさせると共に、制御信
号φCとしてカウント・アツプ用パルスを１つ、
上記データ・シフト量検出回路２５中のカウンタ
に附与し、これに依り同回路２５中のカウンタが
１つカウント・アツプする様になる。

そして、これが終了すると、該シーケンス制御
信号発生回路２０は、制御信号φ１４に依りゲー
ト回路２２を再びゲート・オンと為すと共に、シ
フト・レジスタSR₁及びSR₂に対し、再び、ドラ
イブ・クロツクφ１１及びφ１２を、そのビツト
数分だけ同期して附与し、これに依りシフト・レ
ジスタSR₁及びSR₂はその内容が再び一循環させ
られて、この時に、このデータの一致数が上述と
同様にして最大一致データ数検出回路２４中のカ
ウンタに依つて新らたにカウントされる。そして
このデータの一循環が終了すると、シーケンス制
御信号発生回路２０は制御信号φBに依り上記最
大一致データ数検出回路２４中のコンパレータを
作動させてこの時のカウンタの内容とレジスタの
内容との間の大小比較を行わせ、そして前述した
様に、「カウンタの内容」＞「レジスタの内容」で
あれば該コンパレータからロード信号φLが出力
されて上記レジスタの内容がカウンタの内容に書
き替えられる様になり、又、この時、データ・シ
フト量検出回路２５では該ロード信号φLに依り
同回路２５中のレジスタの内容が同じく同回路２
５中のカウンタの内容（この時は１である）に書
き替えられる様になる。

以下、シフト・レジスタSR₃の、当初、その最
左ビツトにストアされていたデータがシフト・レ
ジスタSR₂の最左ビツトに取り込まれた後、シフ
ト・レジスタSR₁及びSR₂のデータが再び一循環
させられてこれについての比較検出が終了する
迄、上述の循環比較が繰り返される訳であるが、
この循環比較が終了した時点で上記最大一致デー
タ数検出回路２４中のレジスタ及びデータ・シフ
ト量検出回路２５中のレジスタにストアされてい
るデータは、夫々、以上の循環比較を通じて得ら
れた、上記シフト・レジスタSR₁及びSR₂に於け
るデータ間での一致データ数の最大値及びこのデ
ータ間での一致データ数が最大になる迄に要され
たシフト・レジスタSR₂及びSR₃でのデータのシ
フト量（即ち、換言すれば、参照視野像中で、基
準視野像と一致していると見做し得る像部分、或
いは、最も似通つた像部分の、該参照視野像中で
の存在位置についての情報で、これは上記した様
に、目標物体迄の距離に対応するものである）と
なることは明らかであろう。

さて、以上の循環比較が全て終了すると、シー
ケンス制御信号発生回路２０は最後に、制御信号
φBに依り上記最大一致データ数検出回路２４中
のカウンタ及びレジスタの各内容をクリアさせ、
又、制御信号φCに依り、上記データ・シフト量
検出回路２５中のカウンタの内容をクリアさせる
と共に、Ｄ／Ａ変換回路２６を作動させ、これに
依り該Ｄ／Ａ変換回路は該データ・シフト量検出
回路２５中のレジスタにストアされているデイジ
タル・データを、目標物体迄の距離の情報を表わ
すアナログ信号に変換して出力し、そしてこれは
バツフア増幅器BP₄を通じてメータMe及びコン
パレータCP₈，CP₉に附与される様になる。

以下、時刻t₁₇に達すれば、シーケンス制御信
号発生回路２０から、第６図ｍに示す如く、パル
ス信号φ１５が再び出力されて、センサ・デバイ
ス１での不要電荷の排除から始まる新らたなシー
ケンスが開始されて上述と同様の処理動作が行な
われ、そしてこれは電源スイツチを閉止している
限り繰り返される様になり、そしてこの間、メー
タMeに依り目標物体迄の距離が指示される様に
なる。そして、該メータMeに依つて物体距離が
指示される様になつた時点で、この指示されてい
る距離を目安にして不図示の光学系を調定して行
くと、前に詳述した様に、該光学系が目標物体に
対する適正合焦範囲内に正しく調定された時点
で、コンパレータCP₈，CP₉の出力が共にハイに
なることに依りアンド・ゲートAN₆の出力がハ
イになつてトランジスタTr₁₆が導通し、これに
依り発光ダイオードLDが点灯して光学系が適正
合焦範囲内に調定された旨、表示される様にな
る。

尚、ここで話が多少前後するが、上記シーケン
ス制御信号発生回路２０は、上記した、二値化像
データの循環比較が一通り終了すると、次の、セ
ンサ・デバイス１での不要電荷の排除から始まる
新らたなシーケンス（即ち、時刻t₁₇，t₃₃から始
まるシーケンス）に入るよりも稍々前に、上記積
分時間制御回路２８に対して第６図ｋに示す如く
積分時間変更用のパルス信号φ２２を出力し、そ
してこれは該積分時間制御回路２８中のアンド・
ゲートAN₈に附与され、該アンド・ゲートAN₈
は、上記イクスクル―シブ・オア・ゲートER₃及
びオア・ゲートOR₃の出力が共にハイの場合、即
ち、アツプ・ダウン・カウンタUDCが第７図中
にA₂〜A₇で示される状態のうちのいずれかに在
り、且つ、上記判別回路１７の２出力T₃，T₄の
いずれかがハイとなつている（即ち、V_P＞V_MAX
又はV_P＜V_MINの状態にある）場合にのみ、該パ
ルス信号φ２２を上記アツプ・ダウン・カウンタ
UDCに附与する。そして、今、該アンド・ゲー
トAN₈が該パルス信号φ２２を出力したとする
と、アツプ・ダウン・カウンタUDCは、インバ
ータIN₃の出力の状態に依つて、ダウン・カウン
ト・モードに設定されていれば（即ち、V_P＜_MAX
の場合）、このパルス信号φ２２に応答して１つ
カウント・ダウンして、その状態が第７図中に
A₀で示される状態に向かつて１つシフトし、こ
れに依りデコーダDCDのハイ出力の位置が出力
B₈に向かつて１つシフトするためにタイマ回路
TCではその選択される時定回路部が抵抗R₃₈及
びコンデンサC₁₈から成る第８の時定回路部に向
かつて１つシフトして以前よりも長い時定数を有
する時定回路部が選択される様になり、結局、積
分時間が以前よりも長い時間に設定される様にな
る。又、逆に、上記アツプ・ダウン・カウンタ
UDCがアツプ・カウント・モードに設定されて
いれば（即ち、V_P＞V_MAXの場合）、上記パルス信
号φ２２に応答して該アツプ・ダウン・カウンタ
UDCは１つカウント・アツプして、その状態が
第７図中にA₁で示される状態に向かつて１つシ
フトし、これに依りデコーダDCDのハイ出力の
位置が出力B₁に向かつて１つシフトするために
タイマ回路TCではその選択される時定回路部が
抵抗R₃₁及びコンデンサC₁₁から成る第１の時点回
路部に向かつて１つシフトして以前よりも短かい
時定数を有する時定回路部が選択される様にな
り、結局、積分時間が以前よりも短かい時間に設
定される様になる。

そして、この様にして積分時間が変更された場
合には、上記した様にピーク値V_PがV_P＞V_MAX又
はV_P＜V_MINの状態に在ると云うことであるから、
この積分時間の変更が行なわれた状態で得られる
二値化回路１６からの二値化像データT₁，T₂の
選択に当つては、基準電圧設定回路１５で設定さ
れている電圧V_Fをスライス・レベルとして二値
化されたデータT₂がデータ選択回路１８に依つ
て選択され、このデータT₂に基づいて上述の距
離検出や行われる様になり、結局、積分時間の変
更が行なわれた状態でも適正な二値化像データが
得られてこれに基づいて距離検出が適正に遂行さ
れ、積分時間の変更に伴う不適正走査出力の無駄
が良好に回避される様になる。即ち、積分時間の
変更が行なわれると、次に得られる像走査出力
は、そのレベルが適正レベル範囲内に納まる様に
調整されたものであるが、一方、この時に分圧回
路１４で設定されているスライス・レベルとして
の電圧V_Sは、前回の、即ち、積分時間の変更が
行なわれる前の、そのレベルが適正レベル範囲を
外れた像走査出力のピーク値V_Pに基づいて設定
されている訳であり、従つて、この電圧V_Sをス
ライス・レベルとして二値化したデータT₁は明
らかに不適正なものである。これに対し、この時
に上記像走査出力を基準電圧設定回路１５で設定
されている電圧V_Fをスライス・レベルとして二
値化したデータT₂は、データとして少なくとも
上記のデータT₁よりははるかに適正なものであ
り、従つて、このデータT₂に依り後続の距離検
出を適正に遂行出来、積分時間の変更に伴う不適
正走査出力の無駄並びに時間的ロスが回避される
訳である。

尚、この積分時間の変更に当り、アツプ・ダウ
ン・カウンタUDCが第７図中にA₁又はA₂で示さ
れる状態になつてデコーダDCDの出力B₁又はB₂
のいずれかがハイになる（これは積分時間が非常
に短かい時間に設定されたことを意味する）と、
オア・ゲートOR₈の出力がハイになるためにアン
ド・ゲートAN₉の一方の入力がハイになり、従
つて、前に詳述した様に、この状態での上記発光
ダイオードLDに依る合焦表示に際しては該発光
ダイオードLDの発光量が増大して周囲の明るさ
の影響で表示状態が見にくくなる様な不都合が回
避される様になる。

この第４図に示す回路系に依れば、以上の様に
して、二値化像データT₁又はT₂に基づく距離検
出並びにピーク値V_Pの判別情報T₃，T₄に基づく
積分時間の変更等々が行なわれるものである。

以上詳述した様に本発明の像走査装置に依れ
ば、異なつた二値化基準を有することに依り種々
の場合に応じた二値化像データを形成し得る様に
なり、二値化像データの形成について機能面での
大幅な拡大が図られると共に、センサ・デバイス
出力の無駄等を生ずることが無くなるもので、斯
種像走査装置において極めて有益なものである。
例えば、第４図に示す様に、上掲の米国特許第
4004852号等で提案されている電子式自動測距離
装置に採用すれば、積分時間の変更が頻繁に行な
われる様な状況下にあつても、距離検出を、最短
の時間で正確且つ確実に遂行出来る等の非常に有
益な利点が得られるものである。

尚、実施例では本発明の装置に適用される光セ
ンサ・アレイ・デバイスの一例として、第１、第
２図に、従来のものよりも多少改変された構成の
ものを示したが、本発明に適用し得る光センサ・
アレイ・デバイスが斯かる構成のもののみに限ら
れるものではないことは勿論のことである。唯、
光センサ・アレイ・デバイスとして斯かる構成の
ものを採用すれば、実施例についての説明中で述
べた如く、像走査出力中の暗電流成分並びに電圧
変動成分を良好に除去出来、従つて、二値化像デ
ータをより高精度に得る様にする上で非常に有効
であろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る像走査装置の一実施例
に適用される光センサ・アレイ・デバイスの一例
の構成を模式的に示す図、第２図は、第１図示光
センサ・アレイ・デバイスに於ける電圧変動検出
部の構成を等価回路で示す回路図、第３図は、第
１図示光センサ・アレイ・デバイスを適用して成
る本発明の装置の一実施例に於ける回路系の要部
の構成を示す回路図、第４図は、第３図示回路系
に続く、本発明の一実施例に於ける他の要部の回
路を含む回路系の構成を示すブロツク回路図、第
５図は、第４図示回路系中の積分時間制御回路の
構成の詳細を示す回路図、第６図は、第３，４図
示回路系の動作に伴う光センサ・アレイ・デバイ
ス出力の波形並びに該回路系中の要部の回路で発
生する信号の波形を示すタイム・チヤート、第７
図は、第５図示積分時間制御回路中のアツプ・ダ
ウン・カウンタ及びデコーダの入力、出力の状態
を示す図である。１…光センサ・アレイ・デバイス、１２…ピー
ク値検出回路、１３…ピーク値保持回路、１４…
スライス・レベル設定用分圧回路、１５…基準電
圧設定回路、１６…二値化回路、１７…判別回
路、１８…データ選択回路、２０…シーケンス制
御信号発生回路、２８…積分時間制御回路、
UDC…アツプ・ダウン・カウンタ、DCD…デコ
ーダ、TC…タイマ回路、SPC…スタート・パル
ス発生回路、V_P…ピーク値、V_S…ピーク値に基
づくスライス・レベル、V_MAX，V_MIN…電圧範囲
を規定する上限及び下限の電圧、V_F…特定の電
圧（固定のスライス・レベル）、T₁…スライス・
レベルV_Sに依る二値化像データ、T₂…スライ
ス・レベルV_Fに依る二値化像データ、T₃，T₄…
判別情報出力。

Claims

【特許請求の範囲】

１光学像を走査して走査信号を出力する光セン
サ・アレイ・デバイスと、上記走査信号のレベル
に依存して変化する第１の二値化基準を出力する
第１の二値化基準出力手段と、固定の第２の二値
化基準を出力する第２の二値化基準出力手段と、
前記走査信号のレベルが所定の適正範囲内にある
か否かを判別する判別手段と、前記判別手段によ
り前記走査信号のレベルが前記適正範囲内にある
と判別されたとき前記第２の二値化基準を用いて
上記走査信号を二値化し、前記判別手段により前
記走査信号のレベルが前記適正範囲内にないと判
別されたとき前記第１の二値化基準を用いて上記
走査信号を二値化するように第１、第２の二値化
基準を切り換える切換手段を有する二値化手段
と、を備えたことを特徴とする像走査装置。