NO832275L - Digitaldupleks-kommunikasjonssystem. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår et digitalduplekskommuni-kasjonssystem for datasignaler med effektfrekvensspektrum innbefattende to sidebånd anordnet på hver side av en symbolfrekvens, idet systemet innbefatter en sender/mottager med en ekkoannullerer, hvor det motholdte signalet blir samplet ved et multippel av bithastigheten og hvor signalet innbefatter ved hver symbolperiode en første tid i løpet av hvilken data er gyldig og en andre tid i løpet av hvilken data er ugyldig, idet data blir dekodert fra verdien til det samplede signalet i løpet av den første tiden.

Et slikt system er beskrevet i britisk patentsøknad nr. 8133687, hvor det motholdte signalet, som er omkodet i samsvar med WAL2-koden blir samplet ved fire ganger bithastigheten og ekkoannullereren frembringer en ekkokopi ved hvert samplingsøyeblikk, hvilket kopi blir subtrahert fra det mottatte signalet. Det mottatte signalet frembringer et øyediagram som har et sant øye som korresponderer med den første tiden i løpet av hvilken data er gyldig og et falskt øye som korresponderer med den andre tiden i løpet av hvilken data er ugyldig. En tvetydighetsdetektor slik som den beskrevet i britisk patentsøknad nr. 2048016A er anordnet i mottageren for å detektere hvilke er det sanne øyet slik at data kan bli utledet fra kun det sanne øyet.

Ved systemet beskrevet ved den førstnevnte patentsøknaden må ekkoannulleringen produsere ekkokopisignaler ved fire ganger bithastigheten, som således øker hastigheten ved hvilken en annullerer av transversaltiltertypen må drives eller som øker lagerkapasiteten nødvendig ved en annullerer av oppslagstabelltypen.

Det er et formål med foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe et system ved hvilket hastighetskravene til en ekkoannullerer av transversalfiltertypen eller lagringskravene til en ekkoannullerer av oppslagstabelltypen blir redusert.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer et digitaldupleks- kommunikasjonssystem som beskrevet i innledningen og som er kjennetegnet ved at ekkoannullereren er inoperativ når det motholdte signalet blir samplet i løpet av den andre tiden.

Siden signalet i løpet av det falske øyet ikke blir anvendt for å detektere mottatt data er det unødvendig å korrigere signalet i løpet av det falske øyet. Teoretisk er det kun nødvendig å korrigere det mottatte signalet ved samplings-øyeblikket som sammenfaller med senteret til det sanne øyet, men i praksis kan det være nødvendig å korrigere signalet ved andre øyeblikker for å detektere nullgjennomganger for å muliggjøre klokkeutledning. Dersom klokkeinformasjonen imidlertid kan bli utledet på annen måte enn fra det motholdte signalet vil det være mulig å korrigere det mottatte signalet kun ved senterert til det sanne øyet. I det tilfellet kan den nødvendige lagringskapasiteten til en ekkoannullerer av oppslagstabelltypen bli redusert med 75% og den nødvendige operasjonshastigheten til en ekkoannullerer av transversalfiltertypen bli lignende redusert.

Et system ved hvilket det mottatte signalet blir samplet fire ganger ved hver symbolperiode, kan den tredje tiden korresponderende med en nullgjennomgang for signalet mellom den første og andre tiden og den fjerde tiden som korresponderer med en nullgjennomgang for signalet mellom den andre tiden til en symbolperiode og den første tiden til en påføl-gende symbolperiode bli kjennetegnet ved at ekkoannullereren er inoperativ ved den andre og fjerde tiden.

Dette vil muliggjøre utledning av nullgjennomganginformasjon fra det mottatte signalet slik at mottagerklokken kan bli utledet fra det mottatte signalet og fremdeles muliggjøre en 50%-ig reduksjon i den nødvendige lagringskapasiteten for ekkoannullereren av oppslagstabelltypen eller ved behandling av hastighetskravene for en ekkoannullerer av transversalfiltertypen.

Et utførelsesform av oppfinnelsen skal nå bli beskrevet ved hjelp av et eksempel med henvisning til medfølgende tegnin-ger, hvor: Fig. 1 viser et skjematisk blokkdiagram av en sender/-

mottager for anvendelse ved et kommunikasjonssys-tem i samsvar med oppfinnelsen.

Fig. 2. viser WAL2-koder som korresponderer med en binær 1

og en binær 0.

Fig. 3 viser et øyediagram frembrakt av et mottatt signal

omkodet i samsvar med WAL2-koden.

Fig. 4 viser en utførelsesform av en ekkoannullerer egnet for anvendelse ved sender/mottageren vist på fig. 1 og dens forbindelse med senderen og mottageren.

Fig. 5 viser en utførelsesform av en adressegenerator

for anvendelse ved ekkoannullereren vist på fig. 4 .

Fig. 6 viser en utførelsesform av en subtraherer for

anvendelse ved ekkoannullereren på fig. 4.

Fig. 1 viser en sender/mottager for anvendelse ved et kommu-nikasjonssystem som innbefatter en sender 1, en mottager 2, et hybridnettverk 3, en ekkoannullerer 4 og en subtraherer 5. Signalet som skal bli sendt blir matet fra senderen via en bane 6 til hybridnettverket 3 og via en bane 7 til en første inngang til ekkoannullereren 4. Hybridnettverket 3 bevirker at signalet som skal bli sendt blir forbundet med en overfø-ringsbane 8 mens størrelsen på det sendte signalet matet til mottageren 2 minimaliseres. Hybridnettverkene gir imidlertid ikke tilstrekkelig isolasjon mellom senderen 1 og mottageren 2 for å gi pålitelig dupleksdatatransmisjon. For å redusere ytterligere størrelsen på signalet som skal bli sendt, som blir matet tilbake til inngangen til mottageren 2, er ekkoannullereren 4 forbundet over det analoge hybridnettverket 3 for å øke isolasjonen mellom senderen og mottageren til et akseptabelt nivå. Man gjør dette ved å se etter korrelasjon mellom sendte og mottatte signaler og frembringe et utgangssignal, ekkokopi, som når subtrahert fra det mottatte signalet minimaliserer denne korrelasjonen. Signalet som skal bli sendt blir matet til ekkoannullereren 4 via en linje 7 mens det mottatte signalet blir matet til en første inngang til subtrahereren 5 via en linje 9. Utgangssignalet fra ekkoannullereren 4 blir matet til en andre inngang av subtrahereren 5 via en linje 11. Subtrahereren 5 subtraherer signalet frembrakt av ekkoannullereren 5 fra det mottatte signalet og dens utgangssignal blir tilført mottageren 2 via en linje 10 og til ekkoannullereren 4 via en linje 12.

Selve ekkoet kan bli delt i to deler: nær-ved ekko og av-standsekko eller linjeekko. Nær-ved ekkoet er på grunn av direkte lekkasje av sendt signal i mottageren som følge av dårlig ballansert hybridnettverk, og linjeekkoet er på grunn av impedanseuregelmessigheter i totrådskretsen. Avstands-ekkoet er normalt mye mindre i størrelse enn førstnevnte og dens hovedvekt er dens forsinkede ankomst. Nivået til nær-ved ekkoet kan være så stort som -10dB, relativt i forhold til det sendte signalnivået slik at ved lange forbindelser når nivået til det mottatte fjerntliggende signalet kan være -40dB relativt i forhold til det sendte signalnivået kan interfereringssignalet være 30dB sterkere enn det ønskede signalet. Dersom det blir antatt at en 30% lukking av øyet kan tolereres for et digitalt 2-nivåsystem må det ønskede signalet være 10dB sterkere enn interfererende signaler.

På denne basisen og med en tillatelse for linjeekkoet er en ekkoannullering som kan tilveiebringe mellom 40 til 50dB ekkoundertrykkelse ønskelig.

Den maksimale ekkolengden med hvilken annullereren kan greie blir bestemt av linjeekkoene. Den maksimalt mulige ekkolengden blir følgelig rundetiden for signalet f.or den lengste linjeforbindelsen. Ikke alle linjeekkoene må imidlertid bli annullert. Refleksjoner fra utstyr langt borte på lange forbindelser må f.eks. ikke bli betraktet siden disse vil bli dempet med mer enn to ganger så mye som den til signalet og vil derfor usannsynlig bevirke noen problemer. Et enkelt kriterium som kan bli anvendt for å bestemme den "vektige ekkolengden" er at linjeekkoene ankommer ved mottageren som er mer enn 10dB under det ønskede signalnivået kan bli ignorert. For å fortsette videre med dette argumentet må lengden på den lengste forbindelsen være kjent.

Dersom det blir antatt at systemet er konstruert for å tillate abonnenter innenfor 5 km fra deres lokale sentral for å bli nådd ved 96 kbit/s ved å anvende WAL2-koden og at ved en frekvens på 96 kHz er linjedempningen tilnærmet 8dB/km så vil kun ekko fra de første 2,8 km måtte bli betraktet som betydelige selv med en refleksjonskoeffesient så høy som 0,5. Ved lavere frekvenser er linjedempningen lavere og den vektige ekkolengden lengre. Med en kode slik som WAL2 er imidlertid energien ved lavere frekvenser svært liten. En ekkolengde på omkring 30 us som korresponderer med en 3 km linjelengde blir derfor betraktet for å være tilstrekkelig for systemet som beskrevet.

Konvergenstiden er tiden det tar ekkoannullereren å produsere en tilstrekkelig nøyaktig ekkokopi. Det avhenger av forskjellige faktorer som innbefatter anvendte adopsjonsalgorit-me, nødvendig grad av ekkoundertrykkelse, ventet maksimal lengde for ekkoene, korrelasjon mellom digitale signaler sendt fra to ender og transmisjonshastigheten. En konver-genstid på mindre enn 1 sekund er normalt godtagbart. Selv etter konvergeringstiden skulle ekkoannullereren fortsette å tilpasse for således å reagere på langsomme endringer i linjekarakteristikkene på grunn av f.eks. temperaturvariasjo-ner .

Som vist på fig. 4 blir data som skal bli sendt av senderen 1 matet også til en adressegenerator 40 som tilfø.rer adresse-koder til adresseinngangene til et direktelager (RAM) 41 via en hovedbane 42. Datautganger for RAM 41 er forbundet med inngangen til en sperrekrets 43 via en hovedbane 44, idet utgangene til sperrekretsen 43 blir tilført inngangene til en digital/analogomformer (DAC) 45 via en hovedbane 46 og til et første sett med innganger til en addererkrets 47 via en hovedbane 48. Utgangen til DAC 45 blir tilført via linjen 11 til den andre inngangen til subtrahereren 5 mens det mottatte signalet blir matet via linjen 9 til den første inngangen til subtrahereren 5. Subtrahererens 5 utgangssignal blir matet via linjen 10 til mottageren 2 og via linjen 12 til et andre sett med innganger for addererkretsen 47. Mottageren 2 har en tvetydighetsdetektor 50 som frembringer et utgangssignal på linjen 51 som angir tiden i løpet av hvilken det sanne øyet er tilstede, idet denne indikasjonen ble tilført adressegeneratoren 40. Utgangen til en klokkesignalgenerator 52 er forbundet med adressegeneratoren 40 via en linje 53 og med en forsinkelseskrets 54 via en linje 63. Utgangen til forsinkelseskretsen 54 er forbundet med en klokkeinngang til sperrekretsen 43 via en linje 55 og med inngangen til en ytterligere forsinkelseskrets 56 via en linje 57. Forsinkel-seskretsens 56 utgang er forbundet med en ytterligere inngang for subtrahereren 5 via en linje 58.

Operasjonsprinsippet for ekkoannulleren av oppslagstabelltypen vist på fig. 4 er hovedsakelig å lagre digitale kopier av alle mulige ekkoer og anvende disse når det er nøvendig å oppheve ekkoene. Når de mottatte ekkoene er korrelert i forhold til sendt data kan sendt data bli anvendt for å danne en adresse som peker mot det egnede lagerstedet hvor en ekkokopi for den bestemte sendte bitfrekvensen er lagret. Innholdet til RAM 41 blir omformet ved hjelp av digital/- analogomformeren (DAC) 45 til en analog spenning før den blir subtrahert i subtrahereren 5 fra det mottatte signalet. Addererkretsen 47 gir systemet en selvjusterende evne ved å anvende utgangen til subtrahereren som et styresignal for å oppdatere lagerinnholdet for således å gjøre forskjellen mellom kopien og den virkelige ekkoen til et minimum.

Som vist på fig. 4 er inngangssignalet til adressegeneratoren 40 den opprinnelige inngangsdatasekvensen for senderen 1. Dette forenkler adresselogikken betydelig, som ellers ville måtte oppheve i det minste noen av behandlingene gjort av senderen. Siden senderen nå danner del av ekkobanen kan god ytelse imidlertid kun bli ventet dersom senderen er lineær. Dersom den har noe ikke-lineær operasjon, slik som scrambling, så må den for å oppnå best ytelse bli delt i en ikke-lineær og en lineær del og inngangen til adressegeneratoren 40 tatt fra utgangen til den ikke-lineære delen.

Den maksimale ekkolengden med hvilken annullereren kan greie blir bestemt av adressens bredde. Det har blitt funnet at for en bithastighet på 96 kbit/s er en ekkolengde på 30 us vanligvis tilstrekkelig for å greie for forsinkelseslinjen. Økningen bevirket av senderen, hybriden og ethvert filter som kan være nødvendig mellom hybridkopleren og subtrahereren er uvisst siden det avhenger av disse nettverkenes konstruksjon. For hvert 10,4 ps økning i ekkolengden må adressebredden bli øket med en bit (som således dopler lagerstørrelsen). Dersom den maksimale ekkolengden ikke er tatt med i betraktningen vil ikke bare disse ekkoene ikke bli fullstendig annullert, men også nøyaktigheten til ekkokopiene vil bli påvirket.

For det betraktede tilfellet blir dersom en økning er på omkring 10 jus antatt at adressebredden vil være fire biter. Sistnevnte tall må bli øket ved hjelp av Log2R dersom det mottatte signalet blir samplet R ganger ved hver databit-intervall. For WAL2-koden er f.eks. Nyquist-samplingshastig-heten fire ganger bitfrekvensen slik at den totale adressebredden i dette tilfellet vil være 6 biter.

Et antall algoritmer for minimalisering av middelkvadratavviket er kjent og beskrevet f.eks. i en artikkel av N.A.M. Verhoeckx, H.C. van den Elzen, F.A.M. Snijders og P.J. van Gerwen publisert i tidsskriftet "IEEE transactions on Acou-stics, Speech, and Signal Processing", volum ASSP-27, nr. 6, desember 1979 på sidene 768 til 781 og med tittelen "Digital Echo Cancellation for Baseband Data Transmission". Ved valget av riktig algoritme har et kompromiss blitt gjort mel lom konvergenttiden og det oppnåelige middelkvadratavviket på den ene siden og hardwarekompleksiteten på den andre siden. Ved adaptive ekkoannulleringer vist på fig. 4 har den enkleste av algoritmene, kjente som fortegnalgoritmen, blitt valgt. Fortegnet til utgangssignalet fra subtrahereren blir således kun anvendt ved adapsjonsprosessen, idet en bit blir addert til eller subtrahert fra det relevante lagerstedet avhengig av om fortegnet er positivt eller negativt.

Ved begynnelsen av adapsjonen kan dette bety en langsom kon-vergeringsprosess. Så snart konvergensen imidlertid har blitt tilveiebrakt vil ekkokopien ikke vandre med mer enn et par DAC-trinn fra ekkoverdien. Fraværet av en langt borte liggende transmisjonskonvergens vil være opptil +1 trinn til ekkonivået. Ved tilstedeværelsen av en langt borte liggende transmisjon forekommer konvergens som før til det punktet når restekkoet ved utgangen til subtraheren blir akkurat litt mindre enn det ønskede signalet. Fortegnet til styresignalet blir så bestemt ved hjelp av det ønskede signalet slik at ingen ytterligere informasjon på ekkokomponenten kan bli utledet. I dette tilfellet konvergerer derfor systemet for å gi et ønsket signal til restekkoformålet på OdB. Løs-ningen på dette problemet er ikke å ha en fast terskelkompera-tor for å bestemme fortegnet til styresignalet, men å skifte terskelen vilkårlig mellom spiss-til-spiss ønsket signalnivå. Denne "dirreeffekten" muliggjør undertrykkelse av ekkoet til et nivå langt under det ønskede signalet.

Ordet lengde for digital til analogomformingen avhenger av to hovedfaktorer: godtagbare restekkonivå i forhold til det ønskede signalet og maksimal ønsket ekkoundertrykkelse. Dersom et ekkoundertrykkelsesforhold på Y er ønsket og et restekkonivå på mVg (spiss) er aksepterbart, idet Vg er DAC-trinnstørrelser, så er ordlengden W gitt av:

eller

Restekkofordelingen for fortegnalgoritmen er binominal og gitt av:

hvor idet V"T er spissverdien for signalet anvendt for terskel-dirringen. Dersom restekkonivåene over n6 Vg (idet <5 er standardavviket fra restekkofordelingen og n er et positiv helt tall) kan bli ignorert på grunn av at deres forekomst sannsynligvis er liten (f.eks. p(|m| >45)~1 x 10 — 6 ), så©

Dersom det minst ønskede signalet S(k) er 30 V , da får restekko innenfor fire standardavvik kan således en ekkoundertrykkelse på omkring 43 dB for 12-bit DAC eller 54 dB for 14-bit DAC bli tilveiebrakt ved antagelse av at det anvendes automatisk forsterkningsstyring:

Lagerordlengden er naturligvis den samme som DAC-ordlengden. Dersom en 12-bit DAC er ansett som tilstrekkelig da er følgelig den krevde RAM-størrelsen 64-ord for 12 biter.

For 96 kbit/s WAL2-kodet data er en klokkefrekvens på 384 kHz nødvendig. Dette kan være det samme som senderklokken. En hovedfaktor ved taktingen av de forskjellige kretsene er ut-bredelsesforsinkelsen rundt den lukkede tilbakekoplingssløyfen. Dersom kretsene i sløyfen er hurtige nok for å gi en utbred-elsesforsinkelse på mindre enn en klokkeperiode (2.6 ps), så kan lesingen og oppdateringen av et gitt lagersted bli utført innenfor samme klokkeperiode mens samme adresse er blitt holdt. Ved anvendelse av en hurtig bipolar RAM, en DAC med en om-formingstid på omkring 1 p. s , hurtig korreksjonsoperasjons-forsterkere ("settling"-operasjonsforsterkere) og laveffekts-Schottky TTL-logiske kretser er det mulig med en sløyfe-forsinkelse på mindre enn 2 jus. Et gitt lagersted kan således bli lest og oppdatert innenfor en klokkeperiode. Dette gjør taktingen av forskjellige kretser langt enklere enn det ellers ville være tilfelle.

Dersom det blir anvendt en høyere bithastighet så kan det ikke være mulig å lese og oppdatere et gitt lagersted innenfor en klokkeperiode. I dette tilfellet kan et parallell inn-og et parallell ut-skyveregister bli anvendt slik at etter lesing av data fra et lagersted kan foregående lagersted bli adressert og oppdatert. Når klokkeperioden reduseres kan adressebredden også måtte bli øket. Fig. 2 viser formen på WAL2-transmisjonskoden, fig. 2c viser WAL2-ekvivalenten til en logisk "1" (fig. 2a) og fig. 2d viser WAL2-ekvivalenten til en logisk "0" (fig. 2b). Fig. 3 viser et øyediagram pro-dusert av et inngangssignal omkodet i samsvar med WAL2-koden, idet diagrammet har et sant øye 30 og et falskt øye 31. Data er gyldig i løpet av det sanne øyet og ugyldig i løpet av det falske øyet. Ved sampling av signalet i løpet av det sanne øyet, fortrinnsvis ved tiden t^som gir det maksimale ampli-tudesignalet, kan forekomsten av en logisk "1" eller et logisk "0" i det opprinnelig sendte signalet bli detektert. Sampling i løpet av det falske øyet 31 vil ikke muliggjøre dekodering av opprinnelig data. Det skal bemerkes at det er unødvendig å annullere ekkoer som forekommer i løpet av tiden som tilsvarer det falske øyet slik som de som forekommer ved øyeblikket t^siden det ikke er noe informasjonsinnhold i signalet ved det tidspunktet og i det minste etter teorien er det ikke nødvendig å annullere feil ved øyeblikkene og t^ for nullgjennomgangene til signalet. Dette gir fordelen med at størrelsen på lageret nødvendig ved en annullerer av oppslagstabelltypen kan bli redusert med 75% mens .operasjonshastigheten ftil annullereren av transversaltiltertypen kan bli lignende redusert. I praksis kan det være nødvendig å utlede klokkeinformasjonen fra nullgjennomgangsøyeblikkene ved hvilket tilfelle ekkoannulleringen ville være nødvendig ved enten øyeblikket t2eller t^

Lagerstørrelsen kan bli redusert eller ekkolengdeevnen øket ved å gjøre bruk av det faktum at kun det sanne øyet er nød-vendig for å dekodere den sendte meldingen. Klokkegjenvin-ningskretsen i mottageren anvender det sanne øyet og null-gjennomgangen som logisk følger den. Ekkoannulleringen er følgelig ikke virkelig nødvendig ved de andre to øyeblikkene. Lagerstørrelsen kan således bli halvert. Tvetydigheten ved hvilken to eller fire øyeblikker er nødvendig kan bli løst opp på bekostning av konvergenstiden. Lagerstørrelsen kan alternativt bli latt uforandret, ekkoannullereren startet som den er og etter konvergeringen kan adresselinjen som korresponderer med de ønskede øyeblikkene bli koplet for å godta en eller flere databiter slik at annullereren effektivt blir en 5-bits annullerer.

Fig. 5 og 6 viser nærmere adressegeneratoren 40 og subtrahereren 5 hhv., vist på fig. 4. Adressegeneratoren 40 innbefatter et 4-bits skiftregister 70, til hvilket sendt binær-data blir tilført seriemessig via linjen 49. Skiftregisteret har fire parallelle utganger på linjene Al til A4 som er ekvi-valente med siste sendte fire binære sifre. Siden det antas at data er omkodet for å danne WAL2-transmisjonskode er det nødvendig å sample det mottatte signalet fire ganger den sendte bithastigheten. Det er også nødvendig å frembringe ekko-kopier ved den hastigheten dersom det mottatte signalet skal bli korrigert ved hver .samplingsinngang. Ved tidligere kjente ekkoannullerere har derfor to ytterligere adresselinjer blitt anordnet som blir drevet ved hjelp av klokkegeneratoren 52 for å gi fire samplingsperioder pr. bitperiode. Ved foreliggende ekkoannullerer, siden det nå kun er ønskelig å korrigere det mottatte signalet i løpet av det sanne øyet,

er imidlertid kun en ytterligere adresselinje A.O anordnet. Den er generert fra klokkesignalet på linjen 53 ved hjelp av en binærdeler 71, idet utgangen A0 er halvparten av klokke-

frekvensen. En ytterligere utgang 72 til dividereren 71, som er ved en fjerdedel av klokkefrekvensen og da ved binær data-hastigheten, blir tilført klokkeinngangen til skiftregisteret 71 via en linje 73 og via en linje 75 til en første inngang til en OG-port 74, hvilke andre inngang er forbundet med klokkesignalet på linjen 53. Linjene AO til A4 og en linje CE fra utgangen til OG-porten 74 danner hovedbanen 42 som er forbundet med RAM 41, idet signalene på linjene AO til A4 danner adressen for RAM 41 og signalet på linjen CE som er et brikkeåpningssignal slik at adressen til RAM 41 kun er effektiv når både klokkesignalet på linjen 53 og kvartfrekven-klokkesignalet på linjen 75 er tilstede, dvs. to ganger hver bitperiode. RAM 41 blir således åpnet ved øyeblikkene t^ og t£(fig. 3) slik at ekkoannulleringen er effektiv ved samp-lingsøyeblikket t^som korresponderer med midten av det sanne øyet og ved øyeblikket som korresponderer med påfølgende nullgj ennomgang.

Som vist på fig. 6 innbefatter subtrahereren 5 en subtraherer 80, en sampel- og holdekrets 81, et lavpassfilter 82, en kom-perator 83, en signalgenerator 84, en sperrekrets 85, og en forsinkelseskrets 86. Det mottatte signalet på linjen 9 og ekkokopien på linjene 11 er forbundet med første og andre innganger til subtrahereren 80, som frembringer ved dens utgang et signal proporsjonalt med forskjellen mellom det motholdte signalet og ekkokopien. Utgangssignalet til subtrahereren 80 blir matet til sampel- og holdekretsen som under styring av klokkesignalet på linjen 58 sampler utgangen til subtrahereren 80 og tilfører sampelsignalet til inngangen til lavpassfilteret 82 og til en første inngang til komperatoren 83. Lavpassfilterets 82 utgangssignal blir matet via linjen 10 til mottageren 2. Signalgeneratoren 84 frembringer et signal som har en triangulær bølgeform ved en frekvens på tilnærmet 13 kHz og en amplitude tilnærmet lik spiss-til-spiss amplituden til det ønskede inngangssignalet. Signalet frembrakt ved hjelp av signalgeneratoren 84 blir tilført den andre inngangen til komperatoren 83. Komperatorens 83 utgang er forbundet med en sperrekrets 85, til hvilken den er klokket ved hjelp av klokken på linjen 58 forsinket med en tid som blir bestemt av forsinkelseskretsen 86. Sperrens 85 utgangssignal blir matet via linjen 12 til addereren 47.

Ekkoannulleren vist på fig. 4, 5 og 6 drives som følgende. Data som skal bli sendt ved hjelp av senderen 1 blir matet også til adressegeneratoren 40 og bevirker at et ord i RAM 41 blir adressert, idet det adresserte ordet er avhengig av sekvensen med databiter som skal bli sendt, i dette tilfellet minst fire biter. Disse bitene blir lest seriemessig til skiftregisteret 70 og blir lest ut parallelt på linjene Al til A4. Den femte biten til adressen er tilgjengelig på linjen AO fra frekvensdeleren 71. RAM 41 blir åpen ved hjelp av signalet på linjen CE som forekommer ved øyeblikkene t^og og blir generert ved hjelp av kombineringen av klokkesignalet på linjen 53 og et signal på linjen 75 ved en fjerdedel av klokkefrekvensen. Den sanne øyedetektoren 50 frembringer et utgangssignal på linjen 51 som tilbakestiller frekvensdeleren 71 til en gitt tilstand når det sanne øyet blir detektert for å sikre at RAM 41 er åpnet ved tidspunktene t^og t ? i steden for tidspunktet t^og t^. Utgangen til RAM 41 blir ført via hovedbanen 42 til sperrekretsen 43 hvor den blir fanget opp under styring av klokkesignalet på linjen 55. Utgangen til sperrekretsen 43 blir ført via hovedbanen 46 til DAC 45 hvor den blir omformet til et analogsignal for tilførsel via linjen 11 til subtrahereren 5. Utgangen til sperren 43 er også ført via hovedbanen 48 til det første settet med innganger til addererkretsen 47. Ekkokopien som er signalet på linjen 11 fra DAC 45 blir subtrahert i subtrahereren 80 fra det mottatte signalet på linjen 9. Subtrahererens 80 utgangssignal blir matet til sampel- og holdekretsen 81, som drives under styring av klokkesignalet på linjen 58. Sampel- og holde-kretsens 81 utgangssignal blir matet via lavpassfilteret 82 og linjen 10 til mottageren 2 og til en inngang tilhørende komperatoren 83. Signalgeneratorens 84 utgang er forbundet med den andre inngangen til komperatoren 83 og komperatorens 83 tilstand ved utgangen blir oppfanget av sperren 85 ved en tid bestemt av klokkesignalet på linjen 58 forsinket av forsinkelseskretsen 86. Sperrens 85 utgangssignal blir matet ved linjen 12 til det andre settet med innganger til addererkretsen 47 og bevirker at addereren frembringer et utgangssignal som er likt antallet på det første settet med innganger øket eller redusert med en avhengig av om utgangen til såmpel-og holdekretsen 81 er større eller mindre enn utgangen til signalgeneratoren 84 ved det øyeblikket komperatorens 83 utgangssignal blir klokket inn i sperren 85.

Takting av de forskjellige operasjonene beskrevet ovenfor er som følgende. Ved start av en klokkesyklus blir RAM 41 adressert og utgangen blir sperret etter en første forsinkelsesperiode som tillater at adressert data fremkommer på hovedbanen 44. Etter en andre forsinkelsesperiode blir subtrahererens 80 utgang fanget opp av sample- og holdekretsen 81 idet denne forsinkelsen er tilstrekkelig til å tillate at DAC 45 omformer digitalekkokopien fra sperrens 43 utgang til et analogsignal og tillater subtrahereren 80 å falle til ro. Etter en tredje forsinkelse for å tillate at komperatoren 83 sammenligner utgangssignalene til sampel- og holdekretsen 81 og signalgeneratoren 84 blir utgangssignale til komperatoren 83 fanget opp av sperren 85. Addererkretsen 47 frembringer så et utgangssignal som er likt med dataen på det første settet med innganger inkrementert eller dekrementert med en som så blir lest i RAM 41. Den siste operasjonen blir fortrinnsvis fullført i løpet av adresseperioden, dvs. mellom øyeblikkene t-^og t2for å forenkle adressen til RAM 41.

Forskjellige modifikasjoner kan bli gjort ved ekkoannullereren vist på fig. 4 uten å avvike fra oppfinnelsens ramme. Andre adapsjonsalgoritmer kan f.eks. bli anvendt, idet noen av disse er vist i artikkelen av N.A.M. Verhoeckx og andre henvist til ovenfor. Det er også beskrevet i den artikkelen at ekkoannullereren kan bli anordnet for digital subtrahering eller samplet datasubtrahering som alternativ til den viste analogiske subtraheringen.

Selv om utførelsesformen av oppfinnelsen har blitt beskrevet med henvisning til en ekkoannullerer av oppslagstabelltypen kan den også anvendes for annullerere av transversaltiltertypen. For å redusere behandlingshastighetskravene ved korrigering av feil ved suksessive samplingsøyeblikker slik som t^ og er det imidlertid nødvendig å lagre subtraherer-utgangssignalet før tilførselen til adopsjonsinnretningen slik at hver korreksjon kan finne sted over halve bitperioden.

Claims (4)

1. Digitalt duplekskommunikasjonssystem for datasignaler med et effektfrekvensspektrum som innbefatter to sidebånd anordnet på siden av en symbolfrekvens, idet systemet innbefatter en sender/mottager som har en ekkoannullerer, idet det motholdte signalet blir samplet ved et mul-tipel av bithastigheten og innbefatter ved hver symbolperiode en første tid i løpet av hvilken data er gyldig og en andre tid i løpet av hvilken data er ugyldig, idet data blir dekodert fra verdien av det samplede signalet i løpet av den første tiden, karakterisert ved at ekkoannullereren er inoperativ når det mottatte signalet blir samplet i løpet av den andre tiden.

2. System ifølge krav 1, hvor det mottatte signalet blir samplet fire ganger ved hver symbolperiode, idet den tredje tiden korresponderer med en nullgjennomgang for signalet mellom den første og andre tiden og den fjerde tiden korresponderer med en nullgjennomgang for signalet mellom den andre tiden til en symbolperiode og første tiden til den påfølgende symbolperioden, karakterisert ved at ekkoannullereren er inoperativ ved den andre og fjerde tiden.

3. System ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved a ekkoannullereren er av oppslagstabelltypen.

4. System ifølge krav 3, karakterisert ved at lagerinnholdene ved den adresserte delen til opp-slagstabellen blir inkrementert eller dekrementert med en avhengig av fortegnet til restekkoet.