TW200417149A - Output regulator - Google Patents

Description

200417149 玖、發明說明： 【相關申請案之交叉參照】 本申請案主張2〇〇2年7月10日提出中請的第6〇/395，115號 及2002年7月12日提出申請的第6〇/395,697號美國臨時申請 案之申請曰期權利，該菩φ ^主委、、 , 傅」邊寺甲明案又全邵内容皆以引用方式 併入本文中。 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於輸出調節器。 【先前技術】 幾乎包括所有電子裝置在内的眾多機器及裝置中皆採用 車則出调即器。-輸出調節器通常可將未調節的輸入功率轉 -或多個調節輸出’以供電給機械或裝置内的電路： ^用的調節輸出為調節電壓’但亦可產生調節電流及調 即功率。輸出調節器可整合於機械或裝置内，或者可能a —裝配在機器或裝置上的單獨總成 月匕疋 多種牿杜漆划—^ 」使用輸出碉節器的 計之品f，包括功率密度、.效率、 輪出調節及瞬態反應等運作特性。吾 ^ ^ 4JL 布主·改良輸出調節 2運作特性，從而改良使用輸”節器的機器及裝置， ^可使此等機器及裝置體積更小、所需功率更低、Ϊ有 【發明内容】 牛下具有改艮的運作。 •二本發明之一態樣中，揭示-種用於控制一具有一調# 則出的輸出調節器之控制系統及方 ^即 生一盤/、β , 輸出感測器可產 數位感測信號，以指示該調節輪出肖厶 J出包含於至少三個參 86720 200417149 中的哪_參考範園内。該等至少三個參考範園令的 每:參考範圍皆包括複數個可能之調節輸出值。—數位控 制斋：響應該數位感測信號而產生一驅動信號，藉以控制 該調節輸出。 林發明另-態樣中，揭示—種祕將—輸人電壓轉換 為：調節輸出的輸出調節器及方法。該輸出調節器包括一 輸人電壓產生—功率輸出之功率級。—輸出濾波 y:力率輸出實施滤波以產生該調節輸出。—輸出感 測益：產生—數位感測信號以指示該調節輸出包含於至少 芩：乾圍中的哪_參考範圍内。該等至少三個參考範 的母—參考範圍皆包括複數個可能之調節輸出值。一 數位控制器可響應該 以控制該功率級。』…產生-驅動信號，藉 =本發明態樣中，揭示一種用於產生一對應於第一 少虎的電路及方法。該電路包括-用於產生至 :冑壓的參考值產生器。該等參考電壓 =個電_圍°—比較器謂[錢與該等至少：個 電壓範圍相比齡部# 1 ^ 乂 一個 含於該等至少三個…號’以指示該調節輸出包 ，考範圍內的哪一參考範圍内。 在本發明另—能 的控制系統及方:广中广示—種用於控制—輸出調節著 換為-調節^ 調節11係料將—輸入電壓奉 產生一功率：：：輸出調節器包括一用於自該輸入電， 以產生調節：出的Γ級及—用於對該功率輸出實施遽2 輻出的％出濾波器。該控制系統包括一數位寺 86720 200417149 制器’該數位控制器響應-對應於該調節輸出的感測信號 ，產生一驅動信號以控制該功率級。該數位控制器包括^ 、少二種運作模式並在該等至少三種運作模式之間選擇—種 運作模式來產生驅動信號。 在本發明另一態樣中，揭示一種將—輸入電壓轉換為— 截波輸出的電源陣列及方法。—輸出調節器可將截波輸出 轉換為1節輸出。該電源陣列包括一開關陣列，該 陣列響應獨立的驅動信號，以—切換料來將輸人電壓轉 換為截波輸出。該開關陣列包括至少兩個電源開關。一: 關，制器可依據負載循環(duty cycle)信號來產生獨立的： 、、’u忒開關控制益以一大於切換頻率的抽樣頻率運 作，並以—大於切換頻率的驅動頻率來控制獨立驅動信號。 云本4明另一態樣中，揭示—種感測一輸出調節器中電 六：万决及系、统，其包括：提供—具有—增益解析度之電 /瓜心、測益，將該電流感測器增益解析度設定至—初始解析 度‘測成過該電流感測器的一電流，評估該電流之— 中昌5 亦yj, 、 ^ 、—抽樣頻率根據該評估來控制電流感測器之增益 解析度。 曰意 在本1明另一態樣中’揭示—種用於控制一輸 中電源開關之間無作用時間的方法及系統，其包括：：： 具有一^共用、 門 即點的至少兩個電源開關，其中該等兩個電源 ;二：少—電源開關是-導通開關，該等兩個電源開關 、电源開關則是一穩流開關；將該導通開關與該穩流 ? 自—接通狀態切換至—斷開狀態；在自該接通狀 86720 -8 - 200417149 態轉變至該斷開狀態期間，監測流經該導通開關與該穩流 開關足一中的電流；將該電流與一參考位準相比較；延遲 一預足的時間週期，爾後將該導通開關與該穩流開關中另 一開關的運作狀態自斷開狀態切換至接通狀態。 在本盔明另一態樣中，揭示一種可降低一輸出調節器之 開關陣列中切換損耗的方法及系統。該開關陣列可將來自 1源之此里轉換為輸出綢節器的一調節輸出，該開關 陣列包括至少兩個電源開關。該方法包括··確定在下一開 關循％中一流經該開關陣列 據該預期電流來確定該開關 等黾源開關的—組合，以最 用該電源開關組合。 的預期電流，·以一抽樣速率根 陣列的預期功率損耗；確定該 大限度降低預期功率損耗；啟 W另-態樣中，揭示—種可抑制—輸出調節器 功羊級^訊的方法及系統。該功率級係用於將來自一 為輸出調節器的-調節輸出。該功率級 共用卽點的至少兩個開關陣列。該方法包括· 測这共用節點之雜訊特性； 比較.iE械、、P 朴瀛施訊特性與一參考位準; 比較，根據Μ比較來產生— + 控制传i““ 抗““”虎；並響應-铜 “虎以一抽樣速率來控制開關陣列。 f本I明另怨樣中’揭示-種控制—輸出調— —電路節點之電容的方法及系統。該功' 將來自-輸入源的能量轉換 。/率、、及係用万， 该功率級包括至少—開關陣列及連接一 j —出。 電源開關，該開關睁列包括至少：：：即點的第- 甲％足電源開關對。 86720 •9- 200417149 該方法包括：監測一流經該開關陣列的電流；根據該電流 來確定該電路節點處的一所需電容；以一抽樣速率來確定 一開關總成之組合，以便能將該電路節點設置為所需電 容；以及控制該等串聯電源開關對，以將該電路節點設置 為所需電容。 在本發明另一態樣中，揭示一種用於將來自一輸入源的 能量轉換為一輸出調節器的調節輸出的二極體模擬系統及 方法。該輸出調節器具有一切換頻率。該二極體模擬系統 包括：第一電源開關，其響應第一驅動信號來控制從該輸® 入源至該輸出調節器之一輸出電感器的能量流向，以使流 經該輸出電感器的電流遞增；一包括至少兩個電源開關的 開關陣列，其響應陣列驅動信號，以在一穩流期間提供一 流經該輸出電感器的電流路徑，以使流經該輸出電感器的 電流遞減；一用於感測流經該開關陣列之電流的電流感測 器；及一用於依據流經該開關陣列的電流來產生陣列驅動 信號的控制器，該控制器用於獨立控制該等至少兩個電源 $ 開關。 在本發明另一態樣中，揭示一種用於限制一輸入-源與一 輸出調節器之一調節輸出之間能量移轉的負載循環限制器 及方法。該輸出調節器具有一調節器特性及一用於控制該 輸入源與該調節輸出之間能量移轉的計算負載循環。負載 循環限制器包括一數位控制器，該數位控制器係用於產生 一參考位準並將該輸出調節器之調節器特性與該參考位準 相比較，以確定一最大負載循環。該數位控制器以一至少 86720 -10- 200417149 寺*於$亥輪出命！〇s、 凋即一切換頻率的頻、▲ 準，並將該畔笪备香# 不技制孩苓考位 #异負載循環限制為最大負載循環。 务明另一態樣中，揭示一種用於 之標稱負载德产沾各番 隹疋—輸出調節器 、戰循私的負載循環估計器及方 計器包括至少而插措4 藏負載循環估 ~兩種梃式（包括一模式1估計哭及 負載循環，而1:2::=據先前的負載循環來確定標稱 負載循環。—模'式 ^用於依據累積誤差來確定標稱 等至少兩種模式: 據—模式選擇準則來選擇該 梃式<一，以屋生標稱負載循環。 在本發明另一熊楛中 、二斤 〜中知不一種用於控制一輸出調r π 之凋即輸出的數位控制哭及 、、 ρ ^ 寬信號來控制一约入源:、，、/。孩輸出調節器響應一脈 數… 原與獨輸出之間的能量移轉。今 數位控制器乡括.„ m^ ^ ^ 估計哭· , 標㈣載循環的貞載循環 二：調整值的調整確定器— 松％負载循環相結合可甚 1〆、 , T產生一經碉整的負載循環，脈寬芦 唬為这、、至碉整的負裁循環之一函數。 口 在本發明另一態樣 輸出調節器之調節輸出的…於確疋一用於控制-< ^ 1々/、载循環的負載循環估計-器及方 出凋即器響應該負載循環來控制-輸入源盘” :輸:之間的能量移轉。負载循環估計器包括二周 的疋在—大於輸出調節器-切換週期的時間週期内 / —參考值產生11，其用於產生參考位準，·- 最高頻率來將該_差 產生—早個零並根據該比較來產生 86720 -11- 200417149 負載循環。 之另一態樣中，揭示—種用於控制一輸出調節器 節哭万法。减位控制器具有用於提供輸出調 :二種杈制功能的多個子功能塊。該數位控制器包括一 lj μ出㉝即^ —感剛點的節能斷續模式⑽㈣ ““。孩感測點係用於指示輪出調節器的一輸出功率狀 態。該ESDM控制器係用於在該輸出調節器之所選擇 態期間控制流向各子功能塊的功率流，以降低數位控制器 之功率消耗。 " 錢圖及下文說明中將詳細說明本發明之—項或多福且 體實施例。根據本說明書、附圖及申請專利範圍很容易明 白本發明之其它特點、目的及優點。 【實施方式】 斤。圖1展示一種用於將調節功率供應至一負載12的功率調 節器10。功率調節器10可包括一用於接收一回饋信號16並 產生一或多個控制信號18以驅動一功率級20的數位控制器 14。功率級20將一未調節電壓（例如Vin 22)轉換為—截波= 形並、’工輻出濾波备24將該截波波形加以濾波後產生— 調節輸出26。該調節輸出26較佳為一直流（DC)輸出並可能 是包括電壓、電流及功率在内的任一輸出特性。未調節^ 壓可能是任一形式的輸入功率，例如交流（AC)電壓及DC電 壓。倘使為一 AC輸入電壓，可包括一整流級（未圖示），以 將AC電壓轉換為DC輸入電壓Vm 22。一輸出感測器28感測 該調節輸出26並將回饋信號發送至數位控制器14。功率調 86720 -12- 200417149 f1 - 10可私用s #撲結才棊，例如，降壓(buck)、升壓 (boost)、逆程掃描（flyback ;升降壓（buck-b〇〇st))、Cuk、Sepic 及 Zeta 〇 圖2展7F -種用於將一未調節輸入電壓轉換為一供電 給一負載（未圖7F)之調節輸出的電壓轉換器1〇〇之一部分。 一數位控制器102可產生一對驅動信號以控制將Vin轉換成 一截波波形的轉換。可用任一方式來實施數位控制器ι〇2， 例如一執行軟體或韌體的可程式規劃裝置、數位電路、邏 輯電路、數位信號處理器、及上述裝置之組合。數位控制 斋102響應一對應於該調節輸出的數位誤差信號1〇4來產生 驅動信號。 一輸出感測器106可感測該調節輸出並產生數位誤差信 號10 4。輸出感測為1 〇 6可將該調節輸出與一參考信號1 〇 $相 比較，以產生該數位誤差信號。參考信號丨〇8可能是任一類 型的信號（例如類比信號及數位信號）並可用任一方式產生。 舉例而言，一輸出選擇器Π 〇可響應一個或多個輸入Rx 與Ry而產生參考信號108。該等輸入可能是連接至一參考電 壓（例如接地電位）的電阻器。電阻器之值可對應於一輸出電 壓位準及容差之選擇。輸出選擇器U〇可能是一單獨的模 組’或者可包含於數位控制器102内。 驅動器電路112a與112b可緩衝來自數位控制器1〇2的驅 動仏號並產生用於驅動上邵電源陣列114 a與下部電源p車列 114b的信號。驅動器電路U2a與112b可具有一較低的輸出阻 抗，以縮短電源陣列114a及114b在各運作狀態間的切換轉 86720 -13 - 200417149 ㈣间。㈣器電路112^112b可採用任_類型的驅動器。 電源陣列叫與⑽皆包括以—切換模式在接通狀態與 斷開狀態之間循環運作的一個或多個電源開關。可使用任 一類型的電源開關，例如M〇SFET、BJ丁、igbt^mct。電 源陣列114a與U4b可組態為任一拓撲結構，例如，降壓 (buck)升壓（boost)、逆程掃描（fiyback)、sepic、Cuk 及 zeta。 此處以一降壓組態來闡述電源陣列114&與U4b。上部電 源陣列114a連接在Vm與一共用節點VL之間，下部電源陣列 114b則連接在該共用節點VL與一較低電壓（例如接地電位） 之間。當電源陣列114a與114b在接通狀態與斷開狀態之間 切換時，將向該共用節點VL施加Vin和接地電位。當向該共 用節點VL施加Vm時，能量將通過該共用節點又乙從Vin流動 至一輸出濾波器（參見圖1)。 電流感測器116a與116b可量測流經電源陣列i14a與114b 的電流。電流感測器可採用任一種電流感測方法，例如電 流互感為、串聯電阻益、霍爾效應裝置，及根據在接通狀 態中形成於一 M0SFET兩端的電壓來確定電流。每一電流感 測器116a與116b皆可產生一數位輸出來指示一電流潛性， 例如峰值電流、平均電流及實際電流。電流之數位輸出可 能是一位或多位位元。 一電壓感測器118可感測該共用節點VL處的電壓。電壓感 測器118可根據所感測電壓產生一數位輸出。該共用節點VL 之數位輸出可能是兩位或兩位以上位元。該共用節點VL資 訊可用於控制及保護，例如間接感測流經下部電源陣列 -14- 86720 200417149 114 b的電流。 一延遲線路12〇可微調由數位控制器咖 負載循環。延遲線路12〇 T异仔出的估計 …… 產生—延遲信號來延長該估計自 載循衣舉例而言，該估計S載循環耳、4_ 一 ^ 寬度的整件數，日+ 衣可计异為一時脈脈衝 口數且延遲線路120可按小於 增量來改變該估钭自I他供 爪衡見度的 β /、載循％。延遲線路120可接收具有一 或多位位兀的數位信號（例 丄 ^ 夕紅兀數位信號），並產生一 具有一受控脈衝寬度的脈衝。 衡了知用任一類型的脈衝展貧 技術。此外，延遲線路12〇 、 、 」L栝回頻振動調諧（dithennd 以產生分數增量。在—眚祕$ /、例丨生系統中，延遲線路120可產生 一等於ί 1"的最小增量解析卢，3获 + ^ T又且猎由她以鬲頻振動調諧， 所產生脈衝之平均值可能是按"tl"的任—分數部分展寬的 脈衝。在-高頻振動_方法中，可料續系列脈衝中一 選定數量的脈衝展寬整數” N"個增量，而將該系列脈衝中的 其餘脈衝展寬"N-1”或”N+1”個增量，以產生一分數展寬脈 衝。 一振盪器122可產生一用於電壓轉換器1〇〇的時脈信號。 振盥器122可接收一外部同步信號以使該時脈信號同·步。可 使用任一類型的振盪器，例如鎖相迴路振盪器及晶體振盪 器。 1 一軟啟動電路124可產生一軟啟動信號，以在電源接通過 程中限制能量移轉至輸出端。該軟啟動信號可能是一控制 驅動化號之脈衝寬度以限制能量移轉至輸出端的5位元信 號。舉例而言，在接通過程中，軟啟動信號之值可傾斜上 86720 _ 15 - 200417149 升，以限制最大脈衝寬度。可採用任—類型的軟啟動技術， 例如PWj負載循環、控制驅動信號之運作頻率、及以可控 制方式遞增該輸出回饋信號所相比較的參考電壓，以將輸 出電壓逐漸遞增至—穩態位準。軟啟動電路124可依據逐循 環基礎來限制能量移轉。 -自適應負载限制器126可依據輸入功率之一電特性(例 如vln、輸入電流Iln、輸入脈動電壓viNnppie、輸入功率 ❿、輸入源阻抗Rs及輸入能量Qln)來產±一數位信號，以 限制能量移轉至輸出端。舉例而言，自適應負餘制器126 可監測Ιιη並產生一限制負載循環的數位信號，以使仙之振 幅不超過-臨限值。自適應負載限制器126可依據逐循環臭 礎來運作以控㈣臨限值。對於每—循環，自適應备載限 制器126皆可改變該臨限值並限制下—循環之負載循環。可 藉由將前-循環中的輸入功率電特性與該 確定下-循環之負載循環。 匕車乂末 圖3展示電壓轉換器⑽之—運作模式之—態樣。在步聲 150中，感測調節輸出並將該調節輸出與一參考值相比較 所感測之調節輸出可能是任一電特性，例如電壓或電二 在步驟152中，依據所感測之調節輸出來產生一數位回射 能。該數位回饋信號可能是—多位元信號。該數位回们: 號之每一值皆可對應於該所感測之調節輸出之—類比^ 圍。在步驟m中，根據該數位回饋信號來錢_估計負聋 循環。該估計負載循環可表示為—欲施加於—計數器U 數器限值。該計數器可依據—時脈信號及該計數器限值名 86720 -16 - 產生脈衝。在步驟156中，產生一 通過程中能督穸絲… 1 人啟動仏虎以限制在接 夕丰τ至調節輸出。該軟啟重p _ 電源陣列出顼啟動仏唬可限制會使 見過載的負載循環。在步驟j 5 # 率來產生-輸入限… 1 在人知158處，依據輸入功 舉例而丄& 们。虎，以限制能量移轉至調節輸出。 口，*輪入電壓低於一預定 預定雷、、云眭 迅！ 4爾八兒流鬲於一 机、，可限制功率移轉。在步騾160中，可產生,, 時負載循環。在了屋生一计 ,Λ^ , ^ 中，以小於時脈信號之—時脈脈衝 之解析产=十時負載循環。舉例而言，計時負載循環 於估計負載循環κ大於3、二而+使㈣時負載循環不等 增或遞減該計時估計負載循… 環。在切】64/ 接近等於估計負載循 夕一 ’可依據所計算之負載循環來控制一個.戈 多個電源睁列，以將能量移轉至調節輸出。 個或 封= 且展Γτ—古種用於電壓轉換器100的封裝組態之態樣。該 =: 降低對電壓轉換器10。運作所產生雜訊 旦:云：1封衣200包括-用於控制電壓轉換器100中能 :心力的數位控制器多個電源開關。封裝200之管腳组態可 口口相關的軌跡之路線選擇。一返·回管腳 2〇2可沿該封裝20〇之第— 、、 幻佈置。孩返回管腳202為流向 _的電流提供一返回電流路禋。一vm管腳2〇4及一中心分 接頭管腳CT 206可沿％备牡ΟΛα ρ封衣200之第二侧佈置。用於控制輸 =/輸出_的管腳_ —212可沿該封裝2⑻之第三侧体 置。控制輸入/輸出可舍起相 乂、率補j員Cf及輸出電壓選擇幻及 R2等功能。 86720 -17. 200417149 多模控制系統 @ 、種用於控制一輸出調節器的自適應多模控制 在樣。該多模控制系統3GG可依據調節輸出自動 4 #以上運作模式之間切換。輸出調節器可能是 出特=，器(包括切換式及線性式)，並可調節任-輸 包括^如料或電流）°該多模控制系統3 G G可被組態成 括'夕種運作模# _ 滯模 —、、且5，例如磁滯模式、自適應磁 M 變模式、恒定接通時間模式、~定斷開時 間模式、Α据描斗、门、、 I-疋所開時 、 /、 ^^疋頻率軟切換模式、電壓模式、電 ^式、較頻率及可變頻率，包括該等運作 a制器在一數位控制系統内實施並使用-時脈 模可依據時脈信號的逐循環基礎，使該自適應多 中Γ比^咸无300切換於各運作模式之間。在每—時脈循環 列之輸出調節器之一或多個特性，爾後根據所感 m私翠運作模式。可使用任一輸出調節器特性， 、則出私壓、輸出電流、偏流、開關電流及溫度，其中 母-種特性皆可能是任一數學形式，例如 加權平均值、變化率及瞬時值。 料千均值、 切二二:切換式調節器的實例性組態中，當接通轉變 h周即态時’則適應多模控制系統3⑽可在 磁滯控制302中啟動。圖6展示在夕 电土杈式 節器的一調節輸出電壓320 /、'作狀態中切換式調 2電壓模式磁滞控制（S1，3G2)過程中，調節輸出電壓32〇 月穩態值傾斜上升。在電壓模式”控制⑻’利中， 86720 -18- 當電壓低於—參考電壓（例如V〇)時，能量移轉至調節輸出 J壓心當調節輸出電壓32〇增至高於物寺，該多模控制 ^統3〇〇將中斷驅動信號，且將在—短暫延時後暫停能量移 轉。 當調節輪出電尿3川走 土 處万；一黾壓值（例如VH3與VL3)範圍 内時’該自適應多模： 拴制系統300可切換至電壓模式自適應 _(S2’ 3Q4)°在電壓模式自適應磁滯控制（S2, 3〇4) m帶控制下的最長接通時間及最長斷開時間將受 ㈠限:精以降低能量移轉至調節輸出的速率，從而縮小圍 、‘>〇%怨值為中心的減幅振盪之振幅。 系：：：出電壓之減幅振盪遞減時，該自適應多模控制 制⑻/切換至電壓模式或電流模式脈寬調變（PWM)控 調Ur)=電壓模式PWM控制（s3,3〇6)過程中，輸出 kh頻率下運作，並藉由控制能量移轉至輸出 時的負載循環來調節.輸出^ 可耜仲山、 壓。孩自週應多模控制系統300 了根據輻出碉節器之輸出 化範圍而切換至mD㉟出-壓及輸出電壓之變 換土包签才旲式PWM控制⑻，％6)。 jr電流降低至―輕負載限值以下時，可切換至作定 7編流模式控制(SY，308)以節 接 時間電流模式控制（SY，叫過程中，可控制 或完全中斷二: 輸出電流遞減，可降低 … 換式调即…換頻率，藉以降低切換式， 節器可進入時脈停g件下，切換式調 86720 -19- 200417149 中圖^示—種自適應多模控制系統之態樣。在步驟330 “用於担制一輸出調節器的三種或三種以上運 2該等運作模切組態於任—時脈驅_體（例如_、 人及硬體）中。在步驟33中， ,座玍用於運作多模控制 ^ 時脈信號。在步驟334中，可感測輸出調節哭之 —個或多個特性。可依據時脈循環（例如對應於輸出調節哭 短接通時間或負載循環的多個時脈猶環）來感測輸 调即讀性。在步驟336中，可評估所感測的輸出調節哭 特性以確定使用哪一種模式。 ^ 悮式在步^ 338中，可根據該評估 來選擇其中一種運作握十 -Γ /、4也 T種連作楗式。可依據逐循環基礎以—抽樣頻 率（例如每—時脈循環或每隔敎數量的時脈循環）來評估 輸出调郎器特性並選摆谨AJc ^ v &擇運作杈式。在步騾340中，使用所選 擇的運作模式來計算下一導通循環中設置的輸出調節器接 通時間。在步驟342中，齡ψ #狀即，、a T輸出凋即斋依據計算接通時間將一 輸入電壓轉換為輸出調節器之一輸出。 輸出限幅器 圖展π種用於產生一調節輸出的輸出調節器彻之態 樣。該輸出調節器400可包括一數位控制器4〇2，以接收: :饋信號404並產生用於驅動—功率級彻的—或多個驅動 仏號406。^功率級408將—未調節電壓（例如Vin)轉換為-截波波形，m截波波形經-輸出滤波器412濾波後產生一調 節輸出414。該調節輸出ν_較佳係—沉輸出且可根據任— 輸出特性（包括電壓、電流及功率）來調節。 -輸出限幅器416可響應對輸出電壓的感測而產生回饋 86720 -20- 200417149 信號404。該輸出限幅器416可確定一包含該輸出電壓的電 壓範圍。該輸出限幅器416可確定兩個或兩個以上電壓範圍 以規定一組合電壓範圍，爾後確定輸出電壓包含於哪一電 壓範圍内。舉例而言，自〇伏特至8伏特的第一電壓範圍、 自8伏特至9伏特的第二電壓範圍、自9伏特至10伏特的第三 電壓範圍、及1 〇伏特及以上的第四電壓範圍可規定一自〇伏 特延伸至10伏特的組合電壓範圍。若輸出電壓為8.5伏特， 則該輸出電壓位於第二範圍内。所選擇的該等電壓範圍既 可交疊亦可連續。圖9展示該等電壓範圍之一交疊組態之一 實例。其中第一電壓範圍自〇伏特延伸至VL3伏特，第二電 壓範圍自VL3伏特延伸至VH3伏特，第三電壓範圍自VL2伏 特延伸至VH2伏特，第四電壓範圍則自VL1伏特延伸至VH1 伏特。該第二、第三及第四電壓範圍可以一標稱電壓VA0 為中心來規定電壓調節限值。在另一替代方案中，所選擇 的各電壓範圍可連續延伸，例如自〇至VL3，自VL3至VL2， 自VL2至VL1，自VL1至VH1，自VH1至VH2，及自VH2至 翁 VH3。 輸出限幅器416可依據逐循環基礎以抽樣頻率來·動態設 定電壓範圍。舉例而言，可在每一循環中改變一個或多個 參考位準（例如VL3)，以使每一電壓範圍所包含的電壓在每 一循環中皆改變。在另一態樣中，可將依據調節輸出之脈 動電壓來控制參考位準。舉例而言，可調整最接近於調節 輸出之標稱位準的參考位準，以保證脈動電壓是該等參考 位準所包含的電壓範圍的一預定百分比。在另一態樣中， 86720 -21 - 200417149 在電壓瞬間狀態過程中，電壓範圍可設定為較寬廣的範 圍；而在穩態過程中，電壓範圍可設定為狹窄的範圍。同 樣可依據逐循環基礎來改變電壓範圍之組態，例如自連續 範圍變為交疊範圍。儘管將輸出限幅器416闡述為具有電壓 參考值，但是亦可使用電流參考值來界定可實施電流比較 的電流範圍。 輸出限幅器416可將輸出電壓與該等預定電壓範圍相比 ’ 較，並選擇一數值來代表該輸出電壓所處的電壓範圍。回 饋信號404係一具有兩位或兩位以上位元的數位信號，用於 ® 表示對應於輸出電壓之電壓範圍，例如一載有一已解碼信 號的數位匯流排及代表每一電壓範圍的數位線。 圖10展示一種電壓限幅器450之態樣，其用於產生一代表 一包含一感測電壓之電壓範圍的數值。一參考值產生器4 5 2 可產生用於設定每一電壓範圍之電壓限值的多個電壓參考 值454。電壓參考值可任意安排，例如賦予每一電壓限值單 獨的電壓參考值454及從一單個電壓參考值產生多個電壓 0 限值。 一控制信號455可動態控制電壓參考值，從而可依據逐循 環基礎以抽樣頻率來控制電壓限值。該控制信號455可控制 一個或多個電壓參考值並在兩個或兩個以上電壓位準之間 切換電壓參考值。該控制信號455可能是類比信號、數位信 號、混合信號、並列信號、•列信號、一個或多個線路及 其組合。 一個或多個比較器456可將輸出電壓與電壓限值454相比 86720 -22 - 200417149 較。當使用多個比較器456時，各比較器可並行運作，將輸 出電壓與用於界定電壓範圍的每一電壓限值相比較。在一 替代方案中，可使用一單個比較器456來將輸出電壓與一受 控電壓參考值相比較，該受控電壓參考值可藉由對應於電 壓限值的各數值進行時脈轉換排序。 一編碼器458可將比較器450之輸出編碼為一具有兩位或 兩位以上位元的數位信號。該數位信號可能是任何格式， 例如並列信號或串列信號。 圖11展示一種電壓限幅器之運作。在步騾470中，可產生 用於界定電壓範圍的三個或三個以上參考位準。此等參考 位準既可能是靜態參考位準，亦可能是動態參考位準。可 將靜態參考位準保持在一恒定位準。可依據逐循環基礎來 控制動態參考位準，以動態改變電壓範圍。舉例而言，在 調節器輸出正在遞增時接通一功率調節器期間，可將電壓 範圍設定為該功率調節器輸出之穩態位準的10%。爾後，當 功率調節器輸出開始朝穩態位準穩定時，可將電壓範圍遞 減至穩態位準的5%。在步驟472中，可感測一裝置特性之位 準。可感測任一裝置特性，例如輸出電壓、輸出電-流、開 關電壓、電感器電流及輸入電壓。在步騾474中，可將該裝 置特性與至少一個參考位準相比較。在步騾476中，可根據 步騾474確定該裝置特性之位準所處的電壓範圍。在步騾 478中，產生一指示該裝置特性之位準所處範圍的數位信 號。 電源陣列 •23 - 86720 200417149 圖12A展示一種用於自一輸入電壓產生一截波電壓的電 源陣列500之態樣。該電源陣列500可包含於一功率調節器 (例如本說明書中所述的功率調節器10)中。該電源陣列5〇〇 可包括由電源開關Q1-Q8組成的一個或多個開關陣列5〇2a 與502b，以控制兩個節點之間的能量流動。電源開關q丨-別 可分別以兩種狀態獨立運作：接通狀態及斷開狀態。在接 通狀態中，電源開關具有一低阻抗並在兩個節點之間傳導 能量。而在斷開狀態中，電源開關具有一高阻抗並阻斷兩 個節點之間的能量流動。可使用任何數量及類型的開關裝 置作為電源開關，例如MOSFET、BJT、MCT、IGBT及射頻 (RF)FET。電源開關Q1-Q8可包括尺寸的任意組合，例如： 對於MOSFET，一個裝置可具有一個(U歐姆的Rds(接通）， 而其它裝置則分別具有一個0.2歐姆及〇·4歐姆的Rds(接通）。 開關陣列502a與502b可連接為任一拓撲結構，例如，降 壓（buck)、升壓（boost)、逆程掃描（flyback)、Cuk、SepiC& zeta。本圖中，開關陣列502a與5 02b連接為降壓拓撲結構， 在此種拓撲結構中，上邵開關陣列502a在一導通週期中傳 導能量，下部開關陣列502b則在一穩流週期中傳導·能量。 開關陣列502&與50213可包括]\/[〇8?£丁、；6几、]\/1〇丁、1〇81[及 RF FET等電源開關的任意組合。 一驅動器陣列505可緩衝自一開關控制器5〇4至電源開關 Q1-Q8的驅動信號。該驅動器陣列5〇5可包括多個驅動器 506。雖然每一驅動器5〇6可驅動一個以上電源開關Q1_Q8， 但每一驅動器506較佳驅動一單個電源開關。驅動器5〇6可 86720 •24- 200417149 才疋同電源開關QLq8之開關速度，以降低電源開關在接通狀 心Μ斷開狀怨之間切換時的切換損耗。任一類型的電路及 取置白可用於驅動器5〇6以提高電源開關qi_q8之開關速 度。 開關控制益504可產生用於控制電源開關的驅動 信號。該開關控制器5〇4以數位方式運作並可設置為任何形 弋々數ix Λ (例如數位電路）及一可執行軟體或韌體的可 程式規劃裝置。該開㈣制器504可接受—負載循環信號 5 〇 8並根據該負載循環信號5 〇 8來產生驅動信號。該開關控 制器504可依據逐循環基礎以抽樣頻率運作來確定驅動信 號。崎頻率可比輸出調節器切換頻率高20倍或更多。舉 例而》在固疋頻率運作期間，輸出調節器可在％他與工 MHzm運作，而轉頻率射處於丨_续1⑻之間 的範圍内。該開關控制器504可在每一時脈週期内確定對應 於抽樣頻率的驅動信號。 ……τ 电鄉開

Qi，。可控制-開關陣列内所啟用的電源開關的數量。 啟用/禁用的電源開關抑8數量可依據任一運作特 如輸出電流、環境溫度、運作溫度、輸出電壓及電咸哭 度）而定。舉例而言，當輸出 S 凡約寺於一半最大輸出電 時，可僅啟用每一開關陵石丨士 曰丄 1關「車列中四個電源開關中的兩個， 取大限度降低電源開關的切 … 刀换抽耗。在另一態樣中，告 一導通期間開關中的電流钭斗 ^ , 私机斜升時，可啟用其它電 降低導通損耗。同樣，在 ’、哥 在_怨負荷變化期間，亦可增加」 86720 -25 > 200417149 源開關之數量，藉此（舉例而言）可降低切換損耗 :，=:可藉由驅動信號獨立控制每一電源開關 夂1 Η Γ11與斷開狀態轉變期間逐猶環控制 各电源開關間的時間關係。每一開關陣列和观内的 =開關Q1_Q4及Q5,之接通與斷開轉變時序皆可單獨 工舉例而I，參見圖13(該圖展示與電源陣列500之一 態樣相關的波形），可控制電源開__Q4自斷開 通狀態的轉變520’而得先斷開Q4，隨後一同斷 ， 最後斷開Q1。 可採用任-方式來控制時序，例如依據流經電源開關的 電流、使用各轉變之間的預定延時、在另一電源開關完成 轉^後即刻觸發一電源開關的轉變、及依據開關陣列共 用節點上的電壓瞬變。 電流感測器5 1 〇及5 12可咸、、目ιϊ、云γ ; 2了感測流經電源開關Q1-Q8的電 流。可在輸出調節器中的任一位置處感測流經電源開關 Q1_Q8的電流’例如在與一輸出電感器串聯處、與上部開關 陣列502a串聯處、與下部開關陣列5咖串聯處。可使用任 -類型的電流感測器，例如互感器_電阻器感測器、電感器 -電阻器感測器、霍爾效應感測器、Dc電流感測器、A。電 流感測器、電感器-第三繞組感測器及串聯電阻器。 圖14展示-種用於控制一功率調節器中能量流動之電源 陣列的電源開關陣列作業。在步驟55〇中，提供兩個或兩個 以上並聯開關，以控制一功率調節器中的能量流動。較佳 86720 -26- 200417149 地，每一電源開關皆接收一獨立的驅動信號。當然，此等 開關亦可佈置為分別接收獨立驅動信號的兩個或兩個以上 電源開關組。在步驟552中，確定欲啟用的電源開關數量。 可碉整電源開關數量以降低電源開關中的功率損耗（包捂 切換損耗及導通損耗）。舉例而言’可感測輸出電流或開關 屯成並根據所感測電流來控制所啟用的電源開關數量。當 泥經電源開關之運作電流較小時，可藉由減少所啟用電源 開關之數量來降低切換損耗。在步驟554中，確定電源開關 接通轉變之❹。可根據任—技術來確定接通轉變之時 序’例如在開關轉變之間來選擇敎時延，及根據電壓調 節器運作特性（例#電壓位準、電流位準及運作溫度）來選擇 時延。在步驟5 5 6中，產生用於控制電源開關接通轉變的驅 動信號。在步驟558中，確定斷開轉變時序。斷開轉變時序 不受限於已確定的接通轉變時序。較佳地，斷開轉變時序 獨立於接通❹確定。#然，亦可根_料序來確定斷 開轉變時序’例如藉由借馨接通轉變時序來確錢開轉變 時序。在步驟560中，產生用於斷開轉變的驅動信號。 電流感測 業之一態樣。一抽樣 >波形526-540則展示 圖13展示電源陣列5〇〇之電流感測作 波形SMPL 524展示一實例性抽樣頻率 之一部分。波形542展示電流流 電源開關Q1-Q8之導通循環 輸出私感為。在電源陣列之導通循環之穩流部分期 間’該電感器中的電流以—線性速率降低。波形5 4 4展示一 感測電壓。該感測電壓可等於—感測阻抗細—對應於流 86720 -27- 200417149 經該輸出電感器電流的感測電流。可依據逐循環基礎以抽 樣頻率來調整該感測電壓之解析度。該感測電壓波形544中 一圈繞部分546表明：感測電壓解析度隨電感器電流振幅遞 減而遞增。在一態樣中，電源陣列5 0 0放大，以提高所感測 電流之解析度。可依據逐循環基礎採用任一方式以抽樣頻 率來控制解析度。在一態樣中，可藉由根據一解析度觸發 (例如感測電流振幅、所啟用電源開關之數量及導通循環中 的一預定時間）來放大感測電流信號，藉以控制解析度。在 另一態樣中，可藉由採用下列方式控制電流感測裝置之阻 抗來控制解析度：1)感測流經電源開關之ON(接通）阻抗之 電流，及2)控制在導通循環期間並行運作的電源開關數 量。對於互感器·電阻器感測器、電感器-電阻器及霍爾效應 裝置等其它感測電路，可控制感測裝置（例如一電阻器）之阻 抗。在任一情況中，皆可在整個導通循環中以抽樣頻率控 制解析度，從而當所感測電流之振幅遞減時，電源陣列500 可在導通循環期間放大以提高解析度。 圖1 5展示一種電流感測技術之作業態樣。在步騾580中， 將一電流感測器設定為一初始解析度來感測一電流·。在步 騾582中，感測流經一個或多個電源開關Q1-Q8之電流。電 流既可間接感測亦可直接感測。舉例而言，可感測並聯 MOSFET之沒極-源極電壓Vds，並根據Vds及已知的 MOSFET之ON電阻來計算電流。在步騾584中，依據逐循環 基礎以抽樣頻率確定來電流感測器的下一解析度。可選擇 下一解析度，藉由在感測電路之限制内最大限度增大感測 86720 -28 - 200417149 信號振幅而最大限度地降低雜訊誤差。在步驟586中，將電 流感測器設定至該下一解柄_，碥你六丁 鮮研度，爾後在下一循環中再次感 測流經開關之電流。 穩流二極體模擬 圖16展示-種二極體模擬系統_之態樣，該二極體模擬 系統600用於模擬一用作切換式調節器的輸出調節器的一 穩流一極體。孩輸出調節器包括一輸出濾波器。儘管所 展示的該二極體模擬系統6〇〇為降壓拓撲結構且具有一接 地參考輸出，但是亦可採用任一拓撲結構（例如，升壓 (boost)、升降壓（buck_b〇〇st)、cuk、sepic&ze叫，且其輸出 可芩考任一電路節點，例如高侧參考及低侧參考。該二極 ^莫擬系統600較佳使用—穩流開關陣列㈣來模擬輸出調 即态的一穩流二極體。該穩流開關陣列6〇2可包括並聯且獨 立控制的多個電源開關。可選擇多個電源開關以使組合之 導通損耗低於-同等級穩流二極體，以降低輸出調節器穩 流期間的導通損耗及切換損耗。穩流開關陣列6 〇 2亦可提供 “可減少雜訊產生的受控阻抗並在輕負载狀態（例如斷續 模式運作）期間為負電流提供一電流路徑。穩流開關陣列 6〇2<電源開關與―第—電源開關4分別在接通狀態或斷 3狀心、方式下運作，以控制從一輸入電源至一調節輪出 的此里流動。每一電源開關皆可組態為電源開關之任何 2，例如單一電源開關及—電源開關陣列。«開關可 月匕疋任何類型之開關裝置，例如M0SFET、BJT、MCT及 IGBT。驅動器608與610可對發送至開關陣列6〇2及電源開關 86720 -29- 200417149 604的驅動信號實施缓衝。驅動器608與610可藉由提高電源 開關之開關速度而降低電源開關之切換損耗及導通損耗。 可使用任一類型驅動器來驅動電源開關。 一上部電流感測電路及一下部電流感測電路可感測流經 開關陣列602及第一電源開關604之電流。可使用任一類型 之電流感測電路，例如並聯電阻器、電阻器-互感器、一已 知阻抗兩端的電壓感測、及霍爾效應。下部電流感測電路 可包括一參考電壓Vilim及一連接於開關陣列602兩端的比 較器614。該比較器614可響應流經開關陣列604之電流與參 考電壓VILim間之比較而產生一穩流開關電流信號。可根據 導通電流時第一電源開關兩端所產生的預期電壓降來設定 參考電壓乂^^值。可依據逐循環基礎來程式規劃該參考電 壓，以便（舉例而言）可調整下部電流感測電路臨限值，以補 償穩流開關陣列602之阻抗變化，例如由並聯電源開關數量 之變化及溫度效應所引起的阻抗變化。 上部電流感測電路可包括一用於感測流經第一電源開關 · 604之電流的電流感測電路616、一參考值ITH及一比較器 618。該比較器61 8可將流經第一電源開關602之電流-之振幅 與參考值Ith相比較。該比較器可產生一導通開關電流信 號。可依據逐循環基礎來程式規劃參考值Ith。 一控制器620可產生用於控制電源開關602及604的驅動 信號。該控制器620可依據一脈寬信號622來確定驅動信 號。來自比較器614及61 8的輸出亦可用於確定驅動信號。 舉例而言，控制器620可響應對流經穩流開關陣列602的電 -30- 86720 200417149 流接近零安培的感測而禁用穩流開關陣列602内的一個或 多個電源開關，以使產生於開關陣列602兩端的電壓升高， 藉以提鬲比較器618之解析度。控制器620亦可保持或改變 比較器618之臨限電壓VIUM之位準，以備當穩流開關陣列 602中的電流持續降低時禁用另一電源開關。藉由此種方 式，可在流經穩流開關陣列602的電流降低時放大控制器 6 2 0藉由當電流降低時禁用開關陣列6 〇 2内的各別電源開 關，第一電源開關604與開關陣列602之間共用節點，,A,,上的 阻抗將逐漸遞增，由此減弱並抑制該共用節點上的雜訊。 在另貫例中，在輕負載狀態期間，控制器620可將穩流 電源開關602作為-雙向開關運作，以使電流既可在正方向 亦可在負方向上流動。控制器㈣可在包括零輸出電流在内 的極輕負載條件下以連續輸出電流模式運作。 圖π展示與二極體模擬系統目關的波形。第 -波形640展示流經輸出濾波器6〇5中一電感器的電流。第 二波料42展示共用節點上的電壓〜。第三波形⑷展示一 用於第-電源開關6〇4的驅動信號。第四波形_展示一用 Μ 1__2電„ _加權驅動信號。第四.波形之 每一位準皆表示啟用不同數量的電源開關。舉例而言，在 較高電流位準情況下，可啟用四個電源開關。然後，隨著 電流遞減，可禁用其中一個電源開關。隨著電流持續遞減， 可再禁用兩個電源開關。最後，可禁用開 的電源開關。

丄〇取7F 86720 -31 - 200417149 650中，第一電源開關604從接通狀態切換至斷開狀態。在 步騾652中，可監測流經該第一電源開關之電流。在步驟654 中，可將流經該第一電源開關604之電流與一參考位準相比 較。在步驟658中，可將一穩流開關陣列602之運作狀態從 斷開狀態變更至接通狀態。可依據一脈寬信號及流經第一 電源開關或穩流開關陣列602的電流控制穩流開關陣列 6 0 2。舉例而言，當第一電源開關6 0 4根據一脈寬信號而切 換至斷開狀態時，可將穩流開關陣列602之電源開關切換至 接通狀態。在另一態樣中，若流經第一電源開關604之電流 ® 超過一預定限值，則可禁止穩流開關陣列602之運作狀態變 更至接通狀態。在步驟660中，穩流開關陣列602之運作狀 態可自接通狀態變更至斷開狀態。在一態樣中，可依據脈 寬信號將穩流開關陣列602之電源開關切換至斷開狀態。 在另一態樣中，可根據流經該穩流開關陣列602之電流將 穩流開關陣列602之電源開關按序切換至斷開狀態。在步騾 662中，可監測流經穩流開關陣列602之電流。在步騾664 φ 中，將所監測之電流與一參考位準相比較。在步騾666中， 根據流經開關陣列602之電流之振幅來控制開關陣列602中 各單獨電源開關。舉例而言，若流經該穩流開關陣列602之 電流超過參考位準，可禁用開關陣列602中的一或多個電源 開關。當電流朝零安培遞減降低或自接近零安培遞增時， 按序控制電源開關可有利地遞增節點"Απ之阻抗，藉以減弱 節點ΠΑ"處雜訊的產生。在步驟668中，可改變參考位準且 作業返回至步·驟662繼續進行。 86720 -32- 200417149 無作用時間控制 圖19展示二極體模擬系統_實施的一無作用時間控制 技術之運作態樣。在步驟中，提供具有—共用“的= 少兩個電源開關，其中-電源開關是一導通型電源開關土 另-電源開關則是一穩流電源開關。導通型電源開 通期間將能量傳導至一輸出調節器的一輸出端。稃流〜原 開關則在穩流期間傳導能量。每一電源開關皆可能是= 源開關陣列及一單個開關。在步驟7〇2中，將該等兩個電： 開關〈-自接通狀態切換至斷開狀態。在步驟7〇4 開轉變期間，監測流經已斷開的電源開關之電流。在 =:經第一電源開關之電流與-參考位準相比I: 中，可產生—具有—財時間週期的延遲，續延 、開始於流經電源開關的電流遞減至小於參考位 步驟71〇中，將另—之運作狀態 變 接通狀態。 氣心夂更土 X控電源切換損耗 業Γ:示:種:Γ:節器之電源陣列5 °时損耗控制作 :在二:Γ可包括-個或多個開物 :，_自-輸入源至一輸㈣ 32中，可接收輸出及輸入資訊，例如 及輸出電流。在步驟734中， / 4、輸出電壓 期電流。可使用任-資訊來確定^關陣咖之預 出及輸入資訊、負載循環資訊及運作模：：’例如使用輸 建作挺式資訊。在步驟736 86720 -33 - 200417149 中，可確定開關陣列502之預期功率損耗。該預期功率損耗 可包括所啟用電源開關之導通損耗及切換損耗。開關陣列 502可包括尺寸相同或不同的兩個或兩個以上電源開關，例 如各具有一相兴Rds(接通）的多個M〇SFET。可在特定運作 狀態下啟用電源開關的不同分組來降低開關陣列的功率損 耗。舉例而言，在穩態或瞬態輕負載運作狀態中，可僅啟 用-具有最大Rds(接通）的電源開關，以便可最大限度降低 與開關陣列502相關的切換損耗。同樣，在穩態或瞬態最大 負載運作狀態中，可啟用所有電源„以最大限度降低開 關陣列502之導通損耗。 可藉由使用電源開關之運作狀態（例如Vds、此及触(接 通）)來計算預期功率損耗，而得以確定電源開關之預期功率 損耗。亦可藉由使用-查詢機制（例如—查詢表）來估計㈣ 功率損耗，而得以確定預期功率損耗。查詢機制可交又夫 :運作狀態之範圍來估計功率損耗。該查詢機制亦可指于 循：：特定運作狀態下啟用的較佳電源開關組。可依據逐 ::基礎來確定該預期功率損耗，以獲得預期損耗，例如 估計損耗及計算損耗。 ::物中，可確定欲啟用電源開關之數量及類型。可 :; 一最大限度降低預期電源切換損耗的電源開關組 期功率mr多種電源開關组合計算下部開關陣列之預 貝耗來確足该電源開關組合。 機制來確定_ 1P1 _人，U精由使用-查詢 帝源門原開關，、且δ。在步驟74〇中，可啟用所選擇 …關组合。可依據逐循環基礎來控制此 86720 -34- 200417149 從而可在功率調節器運作期間(例如導通期間及穩流期間) 改變電源開關之數量。舉例而言，可在功率調節器之—切 換週期中電源開關内的電流降低時改變電源開關之數量。 雜訊抑制 圖21展示一種使用功率調節器之一功率級抑制雜訊產生 之作業態樣。在步驟75〇中，該功率級可包括具有—共用節 點之至少兩個開關陣列。該開關陣列可佈置為任一拓撲結 構，例如降壓（buck)、升壓（b〇〇st)、3_及_。每—開關 陣列皆可包括一個或多個並聯且單獨控制的電源開關，從 :可依據逐循絲礎來控制每一„陣列内導通開關之數 f。雖然可使用具有可變輸出電容的任—類型的電源開 關，例如BJT、IGBT及MCT，但此等電源開關較佳為 MOSFET。控制每一開關陣列内導通電源開關之數量即可控 :共用節點之阻抗。一實例性作業可包括連接成—降壓組 態的-上部開關陣列及—下部開關陣列，纟中該上部開關 陣列在導通期間運作，而該下部開關陣列在穩流期間運 作。在步驟752中，可監測共用節點之雜訊特性（例如電壓 及電流）。在步驟754中，可將該雜訊特性與一個或多個^ 考位準相比較以產生一阻抗控制信號。在步驟756中，可響 應该阻抗控制信號來控制開關陣列。舉例而言，可在—鸟 控時間週期期間運作一具有四個並聯電源開關的上部開關 陣列，使該等四個電源開關按序逐一斷開，促使共用節點 之阻抗自低阻抗變為高阻抗，藉此使開關轉變期間所產生 的雜訊峰值減幅。 86720 -35- 200417149 受控電容 圖22展示—種輸出調節器之—電路節點之電容之控制作 業恶樣。該輸出調節器可包括—具有連接至第—開關之至 Γ個開關睁列的功率級’以將-輸入源轉換為-調節輸 :。在步物中，該開關陣列可藉由一共用節點連接至第 、開關：孩開關陣列可包括並聯且單獨控制的兩個或兩個 乂上串$連接型電源開關對，從而可依據逐循環基礎來控 制開關陣列内導通電源開關之數量。帛一開關對可能是一 早個串#連接型電源開關對，亦可能是-由串疊連接型電 源開關對组成的開關陣列。t源開關對可能是具有可變輸 出電容的任—類型的串疊連接型電源開關，例如mosfet M〇SFET#igbt、及咖贿與⑽。在共振模式、 ::梃模式及準共振模式切換式調節器中控制共用節點之 Τ尤其有利。舉例而言’在―固定頻率軟切換式調節 _制共用節點之電容即可在遞增的輸入電壓及輸出負 —内控制電源開關之共振。在步驟m中，監流細— 開關—可直接監測或間接監測開關睁列電；， 例如猎由監測輸出調節器之輸出電流。在步驟774中 開關陣列（電流來確定共用節點處的所需電容。所杂 弘谷可砥擇為能使開關陣列電流共振至開關陣列之^兩 =的：預定電壓的電容。舉例而言，在一接通的敕切二 :換。Q中’成經-電源開關之電流可將該電源開關之電； ^振至零料’以降低切換祕。在該實例中，可控制^ 电合以使流經開關陣列之電流足以將開關陣列之共振 86720 -36 - 200417149 至—預足電壓位準，藉以降低切換損耗。在步驟776中，確 定開科列中欲啟用的電源開關組合。每—電源開關皆具 有—相關輸出電容，該相關輸出電容構成共用節點電容2 分。藉由啟用開關陣列中的所選擇電源開關可控制共 用即點上的總電答。相關於每一電源開關之電容。將一開 關陣列用於第一開關可遞增共用節點電容之受控範圍。在 步驟778中，控制開關陣列中的電源開關以在共用節點產生 所需電容。在步驟780中，可在一完整導通循環中啟用/狀 用/斤選擇電源開關，以使共用節點的電容在該整個導通: 環中保持恒定。在步騾782中，亦 、 Λ j杈序接遇或斷開電源開 關以控制共用節點之電容。 延遲線路 _樣示-種用於在-脈衝信號中產生—延遲的延遲 路_之態樣。該延遲線路刚尤其適料延遲—用於輸 調節器的數位控制线中產生的—脈衝信號之—邊/ 以提高脈衝信號之解析度。可使用任—類型的延遲^ 例如内插器及延遲鎖迴路。圖24展示—種數位控制系統 的實例性脈衝信號82〇。餘位控難射包括—用於產 數^號（例如脈衝信號82〇)之時脈信號822。 :脈冤：設定一輸出調節器之導通時間。藉由改變：衝 、《脈見’可將輸出碉節器之一調節輸出維持於調節限 内。調節該調節輸出時出現的誤差可與受到時 頻率限制的脈衝信號之脈寬解析度有關。可將最^ 析度限制為等於或大於時脈信號822之脈寬㈣旦^ 曰里。$亥受 86720 -37- 200417149 制的脈寬解析度可導致對雇认曰、 ⑼、^ ^脈寬解析度與所需脈寬 週期時間心比率的誤差增大。 延遲線路8 0 0可較佳與由和丄 、…、. 精由“脈寬解析度來減小脈寬誤 差。S延遲線路8 0 0可包括客柄 味。、 已括夕個延遲電路802以產生脈衝信 號820之多個延遲邊沿。延 处私路802可佈置為任一組態， 例如串聯組態、並聯組熊及击 ^ 〜 串並界卩組怨。各延遲電路802可 採用任一類型的時間遇期關/ 川，月關係，例如相等關係、二進制關 係及指數關係。可使用任一激 田 ^ m 數里的延遲電路802,儘管其數 1車义佳介於4至40範圍内。延遲電路田 、 一 地私峪之數f越大，脈寬解析 度之提高亦越大。延遲電路802之輸出可輸入至—多工器 804，以便選擇一延遲。一 ^ 、、丑口斋806可組合所選擇之延遲 與脈衝"ί吕號，以產生^ 一 π艇译私山 , 间解析度輸出。圖中將DLL· 800展示 及闊述為延遲脈隹j：作辨 > 益、、儿 訂枱琥炙則/口。然而，延遲線路8〇〇亦可延 遲脈衝信號之後沿。 圖25展示一種提高一用於一輸出調節器的脈寬信號之解 析度^作業態樣。在步驟85G中，接收—用於—輸出調節器 心脈見k號。在步驟852中，根據該脈寬信號產生兩個或兩 個以上延遲脈衝信號。在步騾854中，選擇其中一個延遲脈 衝信號以獲得—所需延遲。可在選擇代表脈寬誤差的延遲 脈衝信號基礎上實施選擇，從而可藉由組合延遲脈衝信號 與脈寬信號來降低脈寬信號之誤差。在步騾856中，組合所 選擇之脈衝信號與脈寬信號。在步騾868中，根據該組合產 生一高解析度脈衝信號。 自適應負载循環限值 86720 -38- 200417149 圖26展示一種數位控制器9〇〇之態樣，其用於產生一負載 循環信號以操縱一輸出調節器。一負載循環確定器902可接 收一數位誤差k號ek ’該數位誤差信號ek係一參考值與輸出 調節器之一輸出間輸出誤差之一函數。在一態樣中，該誤 差信號4可指示多個包含該輸出誤差的電壓範圍之一。舉 例而言，該誤差信號可指示輸出誤差位於包含〇·5伏特至〇 8 伏特電壓的電壓範圍内。在另一態樣中，該誤差信號以可 能是任一類型的信號，例如數位信號及類比信號。 負載循環確定器902可依據誤差信號“產生一標稱負載 循％信號。該負載循環確定器9〇2可接收额外的數位輸入， 例如來自辅助迴路的誤差信號、輸出調節器之電壓及電流 狀怨貝訊。標稱負載循環信號可能是用於代表負載循環的 任類型的數位信號，例如一具有受控脈寬的脈衝信號及 一具有一位或多位位元的數位信號（例如一多位元數位信 號）。 W制器9Q4可依據—調節器的輸入或輸出 叫陡(例如Vin、輸入脈動電壓〜e、輸入電流如、 於= =η、輸入能量伽、輸入源阻抗Rs、輸出功率P, 幸®出電壓及輪屮 限心 m)限制能量移轉至輸出。自制 限制益9 〇 4可和告丨I备# '、

循〜… 限制能量移轉至輸出。I 運作、啟無 u。所有作業階段(例如韻 义動、過電流及過電壓）運作。 可將一個七夕/ Μ 貝戟痛％限制器 或夕個輛入/輸出調節器特 比較，爾接&械、、 ”對應的臨限右 後依據孩比較限制負載循環。 /、戰循J哀限制器 86720 -39- 200417149 可依據逐循環基礎以抽樣頻率或更低之頻率運作，以便控 制^限值。在每-循環中，負载循環限制器904皆可改變臨 限值並限制下„抵f i说 盾衣I負載猶環。可根據前一循環之輸入 功率調節器特性盥臨限 ^ 值的比較來確足下一循環之負載循 衣¥列而3，負載循環限制H 904可監測Ιιη並產生一數 信號以限制負載循環， 便1111疋振幅不超過一臨限值。在 另-實例中’負載循環限制器904可確定輸入源阻抗或者可 接收一表示輸入源阻抗之信號，並可據此產生 以限制負載循環。可使用佯就 ' 便用任一種輸入源阻抗測量方法。 負載循環估計 95=示一種用於控制-切換式調節器的數位控制器 奐二。Γ展示在用於產生一負載循環信號咖 二 中貫犯的狀態圖940之態樣。 咸狀悲圖940可包括r舜弋一 G栝—種或二種以上運作狀態。在會例性數 位控制器950中，—狀態s〇9 /、 ^數 j針對％怨狀怨實施PWM控 制，一狀悲S2 944可針對睡門舳处〜 壯㈣· 恶貫施降速誤差梯度控制； 一狀怨S3 946則可針對最大 取又次差狀怨貫施磁滯控制。 數位控制器950可包括—备| μ 斟雇、人h 匕括負載循環估計器952,用以產生 對應於標稱穩態值的標稱負載 *生 D_*(下*)，並根據該 p (上）與 器之當前負载循環。可在所有換式^ 周即 差控制）下使用負載循環估計哭 决 蚀工么口口 52末產生標稱負載信號。 :、、、而’負載攝環估計器952岩六接了 m 幸乂佳不用於磁滯控制運作狀能 在磁滞控制期間，負載循環 運作狀怨。 、决差枱唬直接相關聯，而 86720 -40. 200417149 '()…信號處於另-種狀態時，負載循環被設定 為0職態（下）。負載循環估計㈣可依據輸人信號（例如 一誤差信號L—UD脈衝及—延遲控制）產生標稱負載循環信 號。可在“負载循環運作切換式調節器中的電源開關， 以控制能量自-輸入源轉換為—輸出負載。舉例而言，在 -具有-降壓拓撲結構且以固定頻率運作的切換式調節器 中，標稱負載循環信號Up*(上*)可約等於一對應於輸出電风 與輸人電壓之比率的值。在W頻率作業期間，標稱穩= 值之組合可對應於切換式調節器之整個切換週期，例如i MHz切換頻率為1 。 一調整確足器954可確定一調整值ADJ與標稱負載循環信 號相組合，以產生經調整的負載循環信號Up(上）與 Down(下）。該調整確定器954可依據誤差信號及來自切換式 調節器的其它信號來產生調整值。該調整確定器954通常可 用於除磁滯控制之外的所有運作狀態。由於在磁滯控制運 作狀態中負載循環為1〇〇〇/。01^或100% OFF，因此無需調整 值。在一態樣中，用於PWM狀態942及降速誤差控制狀態944 之調整值可按照下式計算得出： ADJ k=S(ek) + h( trend k )

Upk=Up* -ADJ，FACon Downk = Down* +ADJk *FACoff 其中FAC可根據標稱負載循環來確定， r〇^\ek\<Al g(ekJ = < sign(ek)^A1^-Al<\ek\<A2 sign( ek ) ^A2^A2 <\ek\< A3 -41 - 86720 200417149 h(trendk)-

j〇, y^\trendk | < 1 (/re 觸^若 I > Y trendy Fslop，ek-ek_n 其中Fsl()pe係一常數，q ^係根據"n"個先前循環得出誤 差平均值，其中”n’’係在一切換週期中的抽樣次數，且 Al、A2及A3定義於圖29中，該圖展示一用於產生誤差信 號的電壓限幅器之電壓位準。 △ 1與為迴路增益，可以抽樣頻率來選擇該等迴路增 益，並可具有基於誤差信號振幅之值。該等迴路增益之值〜 與Δ2可選擇為相互關聯，例如Δ2約等於2倍之△!。數位控制 _ 器之迴路增益可以最高至並包括抽樣頻率的任一頻率進行 自適應變化。每一迴路增益皆可依據輸出調節器之任一參 數（例如誤差信號之電壓範圍、調節輸出之電壓範圍、及負 載循環）而動態變化。 數位控制器之迴路補償可包括g(ek)與h(trendk)之比率。迴 路補償可以最焉至並包括抽樣頻率的任一頻率進行自適應 變化。在一態樣中，常數FslQpe可自適應變化以改變迴路補 _ 償。迴路補償可依據輸出調節器之任一參數（例如誤差信號 之電壓範圍、調節輸出之電壓範圍、及負載循環）而動態變 化。 一组合器956可組合標稱負載循環信號與調整值，以產生 經調整的負載循環信號。在一態樣中，經調整的負載循環 信號可用作產生一 UD脈衝的計數器限值。 在此種情況下，一計數器958可依據一時脈信號CLOCK 及經調整的負載循環信號來產生UD脈衝。該UD脈衝較佳具 86720 -42 - 計翁叫J p周即器之電源開關的接通時間的變化脈寬。該 數，、 ' 可對计數态限值設定的時脈循環數量實施計 r唬之接通時間”及'，斷開時間”。舉例而言， 、=整的負载循環信號之Upu)部分可設定接通時間之計 =值’經調整的負載循環信號之0晴(下）部分可設定 辦開時間之計數器限值。較佳地，一單個計數器響應包含 J) U )與D。w n (下）資訊的—單個計㈣限值信號而產生u D 儿UD脈衝可包括一與受時脈信號頻率限制的脈衝解析 度相關的量化誤差。圖30即展示量化誤差之一膏例，直中 自一時脈信號972與—經調整的負载循環信號m產生的 脈衝970可具有一與時脈信號頻率相關的量化誤差976。 -延遲線路96G可微調由計數器州產生的肋脈衝來減 小量化誤差。該延遲線路960可響應接收UD脈衝及一延遲 控制信號而產生-微調脈衝信號，該微調脈衝信號具有一 約等於對應於經調整的負載循環信號之脈寬的負載循環。 該延遲線路960可延遲UD脈衝兩個邊沿中的任一邊沿以產 生微調脈衝信號。舉例而言，在一態樣中，可產生淇脈寬 短於相應經綢整負載循環的UD脈衝，且隨後，延遲線路96〇 可延遲後沿以產生微調脈衝信號。在另一態樣中，可產生 其脈寬長於相應經調整負载循環的UD脈衝，且隨後，延遲 線路960可延遲前沿以產生微調脈衝信號。 一控制組塊962可依據UD脈衝及經調整負载循環信號來 產生延遲控制信號。該延遲控制信號可較隹係—多位元传 86720 -43 - ^ /、載循％限制器964可依據切換式調節哭之_ ♦ (例如Vm、輪入带 电特性 感哭兩 ^Iln、輸入功率仏、輸入能量Qln、及電 9M可Γ制、：能量移轉至輸出端。該負載循環限制器 限制器心tr限制能量向輸出端移轉。該負载循環 =於數位控制器95Q中的^位置。在— :負載循環限制器964可依據一多位元 器州可依據-脈1 1樣中’該負載循環限制 '胀衝彳a號（例如微凋脈衝信號）運作。 ^ ^ ^種用於產生標稱負載循環信號Up*(上*)盥 :7*(下、的負載循環估計器970之態樣，根據該等標稱： ==，上、與D‘(下、可產生-用咖 夕° p。、田則負載循環。負載循環估計器9?〇可包括—種 多種用於確定標稱負載循環的模式。 " 一模式1估計器972可依據當前負载循環之接通時間（工 作時間）及先3!]貞載循環值來確定標稱貞載循環信號。該模 二估計㈣2可將任一估計技術齡最小均★技術 次樣條函數技術）應用於當前負載循環及先前負載循環值 以確定標稱負載循環。在—態樣中，模式i估計器可評:延 遲控制及UD脈衝以確定接通時間。可使用預定數量的當前 及先前負載循環值來估計標稱負載循環。 一模式2估計器974可依據誤差信號來確定標稱負載循環 信號。該模式2估計器974可確定一涵蓋多個循環（例如任: 大於切換式調節器之切換週期的數量）的誤差數學函數。。 86720 -44 - 200417149 使用任一類型的數學函數，例如連續平均（running average)、平均（mean)及加權平均（weighted average)。可將 5吳差之數學函數與一個或多個參考值相比較，爾後，可根 據该比較來遞增、遞減或維持Up*不變。 圖31B展示一種實例性模式2估計器1〇〇〇。一累積器丨 计异一約1 000倍於切換式調節器之切換週期的時間週期期 間的誤差之連續平均。一個或多個比較器1〇〇4可將累積器 1〇〇2之輸出與兩個參考值Χ1&Χ2相比較，該等兩個參考值 X1及Χ2可由一參考值產生器1⑻6產生。一計數控制器1〇〇8 可根據比較器1004之輸出來控制標稱負載循環之計數。舉 例而3，右連％平均大於又丨，則計數控制器1〇〇8可將 計數遞減-個梯級；若連續平均小於幻，則計數控制器刪 可將Up*計數遞增一個梯級；若連續平均小於幻且大於 X2，則計數控制器1〇〇8可維持Up*計數不變。 在-較長時間週期期間計算_誤差數學函數可缓慢^精 確地估計標稱負載循環。此外，用於控制切換式調節器之 调節輸出的控·路之轉換函數可降為—單個零，藉以降 低/、數位钇制奋相關的相移。降低的相移可用來增大控制 避路之相位裕度、提高迴路交叉頻率、並同時增大相^裕 度及提高迴路交叉頻率。在模式2估計器974產生一，卜 值的時間週期内，控制迴路降至一單個零。 ㈣模式選擇器976可根據—模式選料則在負載循環估 70<各&式《間選擇。在_態樣中，該模式哭 可根據tv丨與Up咖之差按照τ式在Vi與Up*2之間選擇·· 86720 -45- 200417149

Up* 二

Up-, ^\Up^ -Up^pri〇r\>Tl Up\^\Up^ ~Up^\<Tl 其中UP\係由模式i估計器972產生的up值，化係由模式 2估计斋974產生的up值，Up pri。:係先前循環的up*值，且對 於1 MHz的切換頻率，T1可約為5 ns。 可使用任一模式選擇準則， 續平均相比較，及將Up'的一 同樣，T1可選取任一值。 例如將Up'與Up*priQr的一連 連續平均與Up*pru)r相比較。 圖32展示-種用於確定—切換式調節器之負載循環的作 業態樣。在步驟_中，在第-種模式下依據先前負載循環 來：：標稱負載循環。在步驟982中，在第二種模式下依據 累私決差來確疋標稱負載循環。在步驟984中，在兩種模式 (間延擇以叶算標稱負載循環。在步驟卯6中，根據一模式 選擇準則（例如所計算負載循環之變化率）作出選擇。 節能斷續模式控制 回展丁種數位控制器1050之態樣，該數位控制器 、G括控制數位控制器1〇5〇之功率損耗的節能斷續模 / 數位控制斋1050可包括本說明書中所述的某些或所 有功能。 _一 如：即：斷續模式(ESDM)控制器1152可監測-感測點(例 ^ 电感益電流或輸出電壓）以決定何時切換至節 能斷会奮描：-V 、 、'’/、是式。在感測點處監測的參數可反映輸出調節器之 功率狀能， 輸出不:例如輸出功率較低或一電感器中電流斷續。當 私机低於—預足振幅或當流經輸出電感器之電流斷續 86720 -46- 200417149 時，ESDM控制器可（舉例而言）切換至節能斷續模式。esdm 控制器1152可較佳地控制功率流動，使其流向數位控制器 1150之各控制功能部分。可在節能斷續模式期間關閉數位 控制器10 5 0内的控制功能（例如一 p w M控制器丨丨5 4、一延遲 線路1156、及電壓感測比較器1158)以降低功率損耗。 圖34A展示一種用於控制輸出調節器之切換模式間轉變 的數位控制器11〇〇之態樣。具體而言，該數位控制器11〇〇 可控制連續電流模式（CCM)作業與斷續電流模式（DCM)作 業之間的切換。圖34B展示與DCM作業相關的波形。第一波 形Vout 1110展示輸出凋郎器之一調節輸出電壓，·第二波形 展示輸出調節器之一電感器電流IL 1112。在DCM期間，調 節輪出電壓1110與電感器電流1112分三個階段運作··導通 階段、穩流階段及斷續階段。在導通階段中，將來自一輸 入源的能量傳導至輸出漉波器，使電感器電流丨i i 2斜升， 而待以將能量移轉至調節輸出（負載），從而引起調節輸出電 壓1110升高。在穩流階段中，儲存於電感器中的能量被移 孝T 土。周郎輸出’使黾感裔電流1 1 1 2及碉節輸出電壓1 1 1 〇斜 p牛。在斷續階段中，電感器中的所有能量皆已移轉至調節 輸出’因此電感器電流可保持約為零，且一輸出電容器向 外移轉能量以供給能量至所要調節的負載。 數位控制器1100可包括一個或多個比較器丨〗02，以決定 何時在CCM與DCM之間切換。在一態樣中，比較器11〇2可 將調節輸出電壓Π10及電感器電流1112與參考位準相比 車父’以產生用於控制CCM與DCM間切換的控制信號。 86720 -47 - 200417149 一個或多個參考值產生器1104可產生參考位準。可使用 任一類型的參考值產生器H04。參考值產生器1104可產生 /用於改變所感測調節輸出電壓的參考位準VI。可使用一 參考位準V2與改變的調節輸出電壓lu〇進行比較以控制 DCM至CCM的轉換。可產生一參考位準反映一預定電 流，例如最小負載電流。可將電感器電流1112與11相比較， 以確定該電感器電流小於η的時間百分比。 模式控制器1106可依據比較器輸出來控制切換模式。 在—態樣中，該模式控制器1106可根據電感器電流小 的時間百分比來控制CCM至DCM的轉換。在另一態樣中， 該模式控制器1106可根據所感測輸出電壓升高至一高於… 之位準來控制CCM至DCM的轉換。在DCM中，模式控制器 可將接通時間設定為一常數並藉由改變輸出調節器之切換 頻率來調節該調節輸出。 為控制CCM至DCM的轉換，數位控制器11〇〇可在切換至 DCM時將所感測調節輸出電壓改變至高於參考位準νι。爾 後，隨著輸出負載電流的遞增，所感測調節輸出電壓之波 形改變形狀且該波形之一部分往參考位準V2移動。比較器 1102可將改變的調節輸出電壓與參考位準^^相比較，並= 示何時該改變的調節輸出電壓約小於或等於參考位準v2。 模式控制器11G6可f應比較器11()2之輸出而將切換模式自 DCM切換至CCM。 圖35展示切換模式控制作業之一態樣。在步驟⑽中， 監測-以連續電流模式運作的切換式調節器《電感器電 -48 - 86720 200417149 流。在步騾1122中，將該電感器電流與一參考電流位準（例 如Imin，其中Imin係斷續電流運作開始前的最小輸出電流） 相比較。接著在步驟1124中，確定該電感器電流約小於或 等於最小輸出電流時的切換週期百分比。在步驟112 6中， 將該切換週期百分比與一參考百分比（例如約40%)相比 較。在步騾1128中，若該負載循環百分比超過參考百分比， 則切換至DCM。在步騾1130中，感測調節輸出電壓。在步 驟1132中，將所感測的調節輸出電壓改變至高於第一電壓 參考值VI。在步騾1134中，將改變的調節輸出電壓與第二 電壓參考值V2相比較。接著在步騾1136中，若該改變的調 節輸出電壓小於或等於V2，則模式控制器將模式切換至 CCM。 狀態資訊的捕獲 圖36展示一種用於捕獲一用於輸出調節器1200的數位控 制器1201之狀態資訊的儲存系統1200。該輸出調節器1200 可能是任一類型之調節器，包括切換式調節器、線性調節 器、電流調節器、電壓調節器及功率調節器。該輸出調節 器1200可包括一功率級1204及輸出濾波器1206以將能量自 一輸入源轉換為一調節輸出，從而將能量提供至一負載 1208。一輸出感測器1210可感測該調節輸出並將一輸入提 供至數位控制器1201。 儲存系統1200可包括一用於擷取狀態資訊的資訊控制器 1203。該資訊控制器1203可較佳地捕獲任一狀態資訊，例 如輸出電壓、輸出電流、標稱負載循環、已調整的負載循 -49- 86720 200417149 、…电源開關接通時間、電源開關斷開時間、輸入電流、 二電：延遲控制值、調整值、及由數位控制器⑽或 :周即益1200接收或處理的所有其它數位值。 触 L l 1212可倚存狀態資訊。可使用任-類型之記憶 2 ’例如靜態RAM、動態RAM、㈣讀、及内容可定址 =AM。可用任一方式臨時組織狀態資訊，包括使用一時 Z記、按序儲存資訊、及根據觸發事件來儲存狀態資訊 :术。該等觸發事件可能是任一類型之事件，例如一狀態 2出-預定臨限值、一預定時間間隔已結束、及多個觸 事件之組合。可儲存任-時間間隔期的狀態資訊，例如 僅為切換週期之一分數的短暫間隔及持續數月及數年的長 間隔。 —狀態資訊分析器1214可分析所儲存狀態資訊。狀態資 訊分析器i214可評估所儲存狀態資訊，以確定系統及=件 ^運作狀態，例如偏離正常運作範圍之變化、元件可靠性 料、及實施元件維護之必要性。可以—料時間週:、 k機並依據行進基礎來評估所儲存狀態資訊。狀態資訊分 析器1214可用通信方式與儲存系統1202永久連接7二二二 性地連接至（例如）-用於評估—個或多個輸出調節=锻 的單獨系統。 至此本文已闡述本發明之多項具體實施例。 4 热而，應瞭 解，可對本發明做各種修改，其並未背離本發明之主匕及 範蜂。因此，其它具體實施例亦處於後附申；專：二 範疇内。 86720 -50- 200417149 【圖式簡單說明】 圖1係一種輸出調節器之態樣之方塊圖； 圖2係一種用於輸出調節器之數位控制器之態樣之方塊 圖； 圖3係一種用於輸出調節器之數位控制器之運作態樣之 流程圖； 圖4係一種用於輸出調節器之封裝之兩維視圖； 圖5係一種自適應多模控制系統之態樣之狀態圖； 圖6係一接通期間的輸出電壓圖； 圖7係一種自適應多模控制系統之運作態樣之流程圖； 圖8係一種具有一輸出限幅器的輸出調節器之態樣之方 塊圖； 圖9係各電壓範圍間關係之態樣圖； 圖10係一種輸出限幅器之態樣之方塊圖； 圖11係一種輸出限幅器之運作態樣之流程圖； 圖12A係一種電源陣列之態樣之方塊圖； _ 圖13係一種與一電源陣列中感測電流之態樣相關的波形 時序圖； · 圖14係一種用於控制一功率調節器中能量流動的電源陣 列之電源開關陣列的運作態樣之流程圖； 圖15係一種電流感測技術之運作態樣之流程圖； 圖16係一種二極體模擬系統之態樣之方塊圖，該二極體 模擬系統用於模擬一用作切換式調節器的輸出調節器之穩 流二極體； 86720 -51 - 200417149 圖17係一種與一二極體模擬系統之態樣相關的波形之 序圖； 7 圖18係〜種二極體模擬系統之運作態樣之流程圖； 圖係—種在—二極體模擬系統中實施的無作用時間控 制技術之運作態樣之流程圖； 二 圖2〇係—種用於控制-電源陣列中損耗的作業態樣之流 生之作業態樣之流程圖； 圖22係-種用於控制一輸出調節器之一電路節點之“ 的作業態樣之流程圖； ^ 4 係:種用於在—脈衝信號中產生—延遲的延遲線超 (毖樣 < 万塊圖； 圖24係一種與一延遲線路之態樣相關的波形時序圖· 析==於提高一用於輸出調節器的脈寬信號之朝 析度的作業悲樣 < 流程圖； ’ 圖⑽-種用於確定一切換式調節器 控制器之態樣之方塊圖； 衣的數伯 圖27係一種用於— _ · 方塊圖； 讀式輪的數位控制器之嶋 圖28係-負載循環估 图9Q你一叙不 心4Κ狀態圖； 圖係一人⑽ 圖； 』们私壓位準之圖朝 圖30係一種與叙^ 、&控制器之態樣相關的波形之時序圖， 86720 -52- 200417149 該數位控制器用於產生-切換式調節器之負載循環； 圖3U係一種用於確定—切換式調節器之負載循環的备 载循環估計器之態樣之方塊圖； —圖31B係一種用於確定—切換式調節器之負載循環的另 負載循環估計器之態樣之方塊圖； μ圖32係一種用於確定一切換式調節器之負載循環的作業 態樣之流程圖； 圖33係一種包括一節能斷續模式（esdm)的數位控制器 之怨樣之方塊圖； 圖34A係一種用於控制恒定電流模式與斷續電流模式之 間切換的數位控制器之態樣之方塊圖； 圖34B係與一數位控制器之態樣相關的波形時序圖； 圖35係一種用於控制恒定電流模式與斷續電流模式之間 切換的作業態樣之流程圖； "曰 圖36係一種用於數位控制器的狀態資訊儲存系 士一，人 、L心怨 之方塊圖。 口固中相同參考符號皆表示相同元件。 【圖式代表符號說明】 10 功率調節器 12 負載 14 數位控制器 16 回饋信號 18 控制信號 20 功率級 86720 -53 - 200417149 22 未調節電壓Vin 24 輸出濾波器 26 調節輸出 28 輸出感測器 100 電壓轉換器 102 數位控制器 104 數位誤差信號 106 輸出感測器 108 參考信號 110 輸出選擇器 112a 驅動器電路 112b 驅動器電路 114a 上部電源陣列 114b 下部電源陣列 116a 電流感測器 116b 電流感測器 118 電壓感測器 120 延遲線路 - 122 振盪器 124 軟啟動電路 126 Vm自適應負載限制器 150 感測調節輸出 152 依據該調節輸出產生一數位回饋信號 154 根據該數位回饋信號確定一估計負載循環 -54- 86720 156200417149 158 160 162 164 200 202 204 208 210 212 300 302 304 306 308 320 330 332 334 依據軟啟動電路來限制負載循環 依據輸入功率來限制負載循環 產生一計時負載循環 以小於一時脈脈衝的持續時間調整計時負載 循壤 依據已計算負載循環來控制一個或多個電源 陣列 封裝 返回管腳 Vin管腳 管腳 管腳 管腳 多模控制系統 磁滯控制 自適應磁滯控制 PWM控制 恒定接通時間控制 - 調節輸出電壓 提供用於控制一輸出調節器的三種或三種以 上運作模式 產生一時脈信號 感測輸出調節器之一個或多個特性 評估所感測的輸出調節器特性 86720 -55- 336 200417149 338 在每一時脈循環中根據對調節器特性之評 估來選擇其中一種運作模式 340 計算輸出調節器的一接通時間 342 依據該接通時間將一輸入電壓轉換為輸出 調節器之一輸出 400 輸出調節器 402 數位控制器 404 回饋信號 406 驅動信號 408 功率級 412 輸出滤波器 416 輸出限幅器 450 電壓限幅器 452 參考值產生器 454 電壓參考值 455 控制信號 456 比較器 458 編碼器 - 470 產生三個或多個用於界定範圍的參考位準 472 感測一裝置特性之位準 474 將該裝置特性與其中至少一個參考位準相比較 476 根據該比較來確定包含該裝置特性位準之範圍 478 產生一指示該範圍的數位信號 500 電源陣列 86720 -56- 200417149 502a 502b 504 505 506 508 510 512 520 524 526 528 530 532 534 536 538 540 542 544 546 550 552 554 開關陣列 開關陣列 開關控制器 驅動器陣列 驅動器 負載循環信號 電流感測器 電流感測器 自斷開狀態至接通狀態的轉換

抽樣波形SMPL 波形 波形 波形 波形 波形 波形 波形 波形 - 波形 波形 圈劃部分 提供並聯的兩個或兩個以上電源開關 依據逐循環基礎來確定欲啟用之開關數量 依據逐循環基礎來確定開關之接通轉變時序 86720 -57- 556200417149 558 560 580 582 584 586 600 602 604 605 606 608 610 614 616 618 620 622 640 642 644 646 650 產生電源開關驅動信號 依據逐循環基礎來確定開關之接通轉變時序 產生電源開關驅動信號 將一電流感測器設定至一初始解析度 感測流經一開關之電流 以一抽樣頻率來確定電流感測器之下一解析度 將電流感測器設定至該下一解析度 二極體模擬系統 穩流開關陣列 第一電源開關 輸出滤波器 調節輸出 驅動器 驅動器 比較器 電流感測電路' 比較器 控制器 - 脈寬信號 第一波形 第二波形 第三波形 第四波形 將第一電源開關自接通狀態切換至斷開狀態 86720 -58- 200417149 652 654 658 660 662 664 666 668 700 702 704 706 708 710 730 732 監測流經該第一電源開關之電 將流經該第一電源開關之電流與一參考值 相比較 將一穩流開關陣列之運作狀態自斷開狀態 變換至接通狀態 響應一脈寬信號將一穩流開關陣列之運作 狀態自接通狀態變換至斷開狀態 監測流經該穩流開關陣列之電流 將流經該穩流開關陣列之電流與一參考值 相比較 根據流經該開關陣列之電流來控制該開關 陣列中的電源開關 調整該參考位準 提供具有一共用節點的至少兩個電源開關 將其中一電源開關自接通狀態切換至斷開 狀態 監測流經該電源開關之電流 將流經該電源開關之電流與一參考位岸相 比較 產生一具有一預定時間週期的延遲 將另一電源開關之運作狀態自斷開狀態變 換至接通狀態 提供至少一個具有電源開關的開關陣列 接收輸出及輸入資訊 86720 -59- 734 /149 734 /149 736 738 740 750 752 754 756 770 772 774 776 778 780 782 800 802 804 806 確足流經該開關陣列之預期電流 確足戎開關陣列之預期功率損耗 萑定奴啟用的電源開關以最大限度降低預 期電源切換損耗 — 依據估計損耗來控制所啟用電源開關之數量 楗t、具有一共用節點之至少兩個開關陣列 監測該共用節點之雜訊特性 將該雜訊特性與一參考位準相比較

控制該等開關陣列之阻抗以降低該共用節 點處的雜訊 P 提供至少一開關陣列及一具有—共用節點 的電源開關 1測流經一開關陣列之電流 根據流經該開關陣列之電流確定共用節審 處的所需電容 確定開關陣列中欲啟用的電源開關以將共 用郎點電客設定至所需電容 ， 控制開關陣列中的電源開關以設定所需電容 在一完整導通循環中控制電源開關 在一接通或斷開轉變中控制電源開關 延遲線路 延遲電路 多工器 組合器 86720 -60- 200417149 820 脈衝信號 822 時脈信號 850 接收一用於一輸出調節器之脈寬信號 852 產生經延遲的兩個或兩個以上脈衝信號 854 選擇其中一個經延遲的脈衝信號 856 組合所選擇之脈衝信號與脈寬信號 858 根據該組合產生一高解析度脈衝信號 900 數位控制器 902 負載循環確定器 904 負載循環限制器 940 狀態圖 942 狀態S0 944 狀態S2 946 狀態S3 950 數位控制器 952 負載循環估計器 954 調整確定器 956 組合器 - 958 計數器限值計數器 960 延遲線路 962 控制組塊 964 負載循環限制器 970 負載循環估計器 972 模式1估計器 86720 -61 - 200417149 974 976 980 982 984 986 1000 1002 1004 1006 1100 1102 1104 1106 1110 1112 1120 1122 1124 1126 1128 1130 模式2估計器 模式選擇器 在第一模式中依據先前負載循環來確定負 載循ϊ哀 在第二模式中依據累積誤差來確定負載循環 在兩種模式之間選擇以確定該負載循環 根據一模式選擇準則做出選擇 實例性模式2估計器 累積器 比較器 參考值產生器 數位控制器 比較器 參考值產生器 模式控制器 調節輸出電壓 電感器電流

監測一切換式調節器之電感器電流 -將該電感器電流與一參考電流位準相比較 確定其中1^<或二I MIN 的切換週期百分比 將該切換週期百分比與一參考百分比相比較 若該切換週期百分比 > 參考百分比，則切換 至DCM 監測該調節輸出電壓 86720 -62- 200417149 1132 1134 1136 1200 1201 1202 1203 1204 1206 1208 1210 1212 1214 1150 1152 1154 1156 1158 將所感測調節輸出電壓改變至高於一第一 電壓參考值 將改變的調節電壓與一第二電壓參考值相 比較 根據該改變的調節輸出電壓與該第二電壓

參考值之比較切換至CCM 輸出調節器 數位控制器 儲存系統 資訊控制器 功率級 輸出遽波器 負載 輸出感測器 記憶體 狀態資訊分析器 數位控制器 節能斷續模式控制器 - PWM控制器 延遲線路 電壓感測比較器 86720 -63 -

Claims (1)

1. 200417149 拾、申請專利範圍·· i. 種用於控制-具有-調節輸出的輪出 統，其包括： j出凋郎器之控制系 一輸出感測器，其產生一 輸出包含於至少一 _ 乂心測信號以指示該調節 万、土>二個參考範圍中 至少三個參考範圍中的每—參考,心考乾圍内，該等 之調節輸出值；及 &自包括複數個可能 以產生一控 :數位控制器，其響應該數位感測信號 制孩碉節輸出的驅動信號。 儿 根據申請專利範園第η之控制 自由又登軛圍及連續範圍組成之群組。 根據申請專利範圍第1項之 、佳丰、 ，、工制系、，死，其中該數位控制器 ^步產生—用於控制該功率級之負載循環估計值，該 驅動k號係基於該負載循環估計值。 根據t請專利範圍第3項之控制系統，其中該數位控制器 f步包括-調整該負載循環估計值的延遲線路，該延 遲線路用於接收-對應㈣負載循環估計值的輸入脈衝 ^號及一選擇信號。 根據申請專利範圍第p員之控制系統，其進一步包括一用 於捕獲該輸出調節器之狀態資訊的儲存系統，該儲存系 統包括： 一貧訊控制器，其與該輸出調節器通信以捕獲該狀態 資訊’該狀悲資説係一數位格式；及 一圮憶體，其與該資訊控制器通信以儲存該狀態資訊。 86720 200417149 種用於控制一具有一碉節輸出^ ^ ^ ^ ^ 統，其包括： 心周…控制系 一輸出感測器’其產生—數位 ^ ^ k唬以指7F薇調節 輸出包含於至少三個參考範圍中 二丨、- 固τ哪—苓考範圍内，該等 土 V二個參考範圍中的每一灰者 、麥考靶圍皆包括複數個可能 〈凋卽輸出值；及 一數位控制器，其響声讀Iβ、丨 曰應邊數么感測信號而產生一用於 估計一驅動信號之負載循環的 产u I 7負載循裱估計值，該驅動 “虎係用於控制該功率級並藉此調節該調節輸出； 一負載循環產生器，其依Μ 4 、、 /、依據邊負載猶環估計值而產生 該驅動信號，該負載循環產生器包括： 、撞為’其響應一具有一時脈週期的時脈信號而 Λ產生：：：一脈寬的驅動信號’該脈寬約為該時脈週 二數’孩計數器包括—計數器限值輸入端以 t 應於該負載循環估計值的數位負載循環信 號’遠數4乂負載循環产味# “ 4號係用於設定欲計數的時脈週 期數，從而使該脈貧的笔、 、 、 '、、、寺万；涊時脈週期乘以該數位备 載循環信號； 〜 一延遲線路，复妞缺、、么I 其根據孩負載循環估計值及一 對應於該時脈週期的 里1Ci决呈的延擇仏就來微詷 動信號之脈寬的；及 一控制組塊，复缴—、、 /、㈢應琢驅動信號及該數位負載循 信號產生孫延遲控制信號。 7. 種用於將一輸入兩两 調節 包辽軲換為一調節輸出的輸出 86720 -2- 200417149 器，其包括： —功率級，其根據該輸人電壓產生—功率輸出； 輸出濾波斋’其對該功率輸出實施濾波以產生該調 節輪出； -輪出感測器’其產生—數位感測信號以指示該調節 輸出包含於至少三個參考範圍中哪_參考範圍内，該等 土；二個务考靶圍中的每—參考範圍皆包括複數個可能 之碉節輸出值；及 丄「數位控制器’其響應該數位感測信號而產生一驅動 信號，以控制該功率級。 根據申請專利範圍第7项之輸出調節器，其中該功率級且 有-選自由線性調節器及切換式調節器組成之群組的板 態。 、 9. 根㈣請專利範圍第8項之輸出調節器，其中該等切換式 凋郎器之該功率級係一選自由降壓（buck)、升壓（b叫、 k zeta、升降壓（buck_b〇〇st)&sepic組成之群組的拓撲 結構。 10.根據中請專利範圍第7項之輸出調節器，其中該數位控制 …步產生-負載循環估計值，該驅動信號係基於該 負載循環估計值。 11 :種用於產生-對敍-第—電壓的回饋㈣ 其包括： ^考值產生器’其料產生至少兩個參考電壓，該 寺苓考電壓界足至少三個電壓範圍；及 86720 200417149 -比較器，其用於將該第-電壓與該等至少三個電壓 範圍相比較，該比較器可產生一數位信號以指示該調節 輸出包含於該等至少三個參考範圍中的哪—參考範圍 内。 > 以根據^專利範圍第η項之電路，其中該等參考範圍選 自由文®範圍與連續範圍組成之群組。 13.t據中請專利範圍第11項之電路，其進—步包括-用於 胛碼孩數位信號並產生一誤差信號的解碼器。 -將種二於控制一輸出調節器之控制系統，:輪出調節器 將-輸入電壓轉換為一調節輸出，該輪出調節哭包括一 用於自該輸人電壓產生—功率輸出的功率級及—用於對 :=出實施滤波以產生該調節輸出的輸出滤波器， 藏控制系統包括： = 立控制器’其響應一對應於該調節輸出的感測信 二驅動信號，以控制該功率級；該數位控制哭 :括至少三料作模式並在”至少三種式; :號該等運作模式之—所選運作模式係用於產生該2 15:申請專利範園第14項之控制系統，其進—步包括— A產生-具有時脈循環之時脈信號的時鐘；及 其中该數位控制哭2问丰、、 等至少-… 於孩時脈信號方式來選擇該 寺土>二種運作模式之一。 千A 16.根據申請專利範園第15项之 循環基礎使該數户4、… ，、〒依據逐時脈 使魏控制器切換於該等至少三種運 86720 之間。 根據申請專利範圍第14項之栌制手蛴，i + /、 &制系統其中該等至少二 =作模式包括磁滞模式、自適應磁滞模式、脈寬調； 二疋接通時間模式、恒定斷開時間模式、共振模 頻率模式、可變頻率^及其包：:電流模式、固定 18:ΙΤ，圍第14項之控制系統，其中該數位控制 :延自由同步轉換、非同步轉換及多頻率轉換組 成 < 群組的切換模式。 1 9 ’種用於將一輸入電壓轉換A — , Μ认 ^ ^ 铃換為一調即輸出的輸出調節 為’其包括： —功率級，其根據該輸人電壓產生—功率輸出； 輸出遽波器，其對該功率輪ψ眘 節輸出的； 鳩出貫…慮波以產生該調 一輸出感測器，其產生一斟處、人、、、m斤 座生封應於孩調節輸出的感測信 就，及 :數位控制器，其響應該感測信號產生一驅動信號以 功率級，·該數位㈣器包括至少三種運作模式並 豸等至少三種運作模式中選擇 、Be、 辉该寺運作模式之一所 選運作模式係用於產生該驅動信號。 20.根據申請專利範圍第19項之輸 ^ 】出凋即斋，其中依據逐時 脈循％基礎使該數位控制器切換 hi 挺以寺至少三種運作模 21·根據中請專利範圍第19項之輸出調節器，其中該等至少 86720 200417149 22. 23. 三種運作模式包括磁滯模式、自 變模式、恒定接通時間模式 …美式、脈寬調 棱式、固定頻率軟切換模式、電壓模式…振 定頻率模式、可變頻率模式及其组合。 梃式、固 «申請專利範圍第19項之輸出調節器，其中該數仲 制态具有一選自由同步轉換、 二 組成之群㈣切換模式。μ步轉換^頻率轉換 一種用於將—輸人電壓轉換為—截波輸出的電源陣列， =出調節器將該截波輸出轉換為—調節輸出，該電源 陣列包括： 24, 25. 26. -開關陣列，其響應獨立的驅動信號以一切換顏率來 將該輸人電壓轉換為該截波輸出；該開關_包括至少 兩個電源開關；及 -開關控制器，其依據—負載循環信號而產生該等單 獨驅動信號，·該開關控制器以„抽樣頻率運作，該抽樣 頻率大於該切換頻率；該開關控制器係用於以一大於該 切換頻率的驅動頻率來控制該等獨立驅動信號。 根據申請專利範圍第23項之電源陣列，其中該控制器進 —步依據蔹輸出調節器之一運作特性來控制該等單獨驅 動信號。 根據申請專利範圍第24項之電源陣列，其中該運作特性 係選自一由輸出電流、環境溫度、運作溫度、輸出電壓 及電感益電流組成之群組。 根據申請專利範圍第23項之電源陣列，其中該控制器確 86720 200417149 定一用於控制該等電源開關轉變的時序。 27. 根據申請專利範圍第23項之電源陣列，其進一步包括一 用於感測一流經該電源陣列之電流的電流感測器，該電 流感測器具有一增益解析度；及 其中該開關控制器進一步包括將該電流感測器增益解 析度設定至一初始解析度，評估一流經該電流感測器之 電流之振幅，並根據該流經該電流感測器之電流振幅以 該抽樣頻率來控制該電流感測器之增益解析度。 0 28. —種感測一輸出調節器中電流之方法，其包括： 提供一具有一增益解析度之電流感測器； 將該電流感測器增益解析度設定至一初始解析度； 感測一流經該電流感測器之電流； 評估該電流之振幅；及 以一取樣頻率根據該評估來控制該電流感測器之增益 解析度。 29. 根據申請專利範圍第28項之方法，其中感測該電流包 籲 括，測量一預定阻抗兩端之電壓並根據該電壓及該預定 阻抗來計算該電流。 - 30. —種用於控制一輸出調節器中各電源開關間無作用時間 之方法，其包括： 提供具有一共用節點的至少兩個電源開關，其中該等 兩個電源開關中至少一電源開關係一導通開關，該等兩 個電源開關中的另外一電源開關則係一穩流開關； 將該導通開關與該穩流開關之一自一接通狀態切換至 86720 200417149 一斷開狀態； 在自該接通狀態轉變至該斷開狀態期間，監測流經謗 導通開關與該穩流開關之一中的電流； 將該電流與一參考位準相比較； 延遲一預定時間週期，爾後將該導通開關與該穩流開 關中另一開關之運作狀態自—斷開狀態切換至為一接通 狀態。 3 1. —種可降低一用於一輸出調節器之開關陣列中切換損耗 的方法’該開關陣列可將能量自_輸人源轉換為該輸出 調節器之-調節輸出，該開關陣列包括至少兩個電源開 關，該方法包括： a) 確足在下一開關循環中一流經該開關陣列之預期 電流； b) 以一抽樣速率根據該預期電流來確定該開關陣列 之預期功率損耗； c) 確足欲啟用的該等電源開關之一組合，其可最大限 度降低該預期功率損耗；及 d) 啟用該電源開關組合。 32+根據申請專利範圍第31項之方法，其中該步驟”C"包括： 確定至少兩個電源開關組合之預期功率損耗；及 峻擇孩等電源開關組合中可最大限度降低該預期功率 損耗的一電源開關組合。 33.根據申請專利範圍第”項之方法，其中該輸出調節器具 有一切換頻率及一切換週期；及 86720 其中步騾”d”包括 該電源開關組合， 合0 以大於該切換頻率之頻率來啟用 以在孩切換週期中控制該電源開關組 34· 一種可抑制—用於—輸出調節器的功率級t雜a之、 法’該功率級料將能量自—輸人源轉換為 : 器之-調節輸出，該功率級包括具有一共用節點= 兩個開關陣列，該方法包括： a)監測該共用節點之一雜訊特性； b) 將该雜訊特性與一參考位準相比較； c) 根據薇比較來產生一阻抗控制信號；及 一抽樣速率來控制該等開 法，其中該輸出調節器具 d)響應該阻抗控制信號，以 關降列。 35. 根據申請專利範圍第34項之方 有—切換頻率；及 其中該抽樣率大於該輸出調節器之切換頻率。 •種控制一用於一輸出調節器之功率級之一電路節點之 =容的方法，該功率級用於將能量自一輸入源轉換為該 輪出調節器之一調節輸出，該功率級包括至少—·開關陣 列及一連接至該電路節點的第一電源開關，該開關陣列 包括至少兩個串聯之電源開關對，該方法包括·· a) 監測一流經該開關陣列之電流； b) 根據該電流確定該電路節點處的一所需電容； c) 以一抽樣速率來確定一開關總成之組合，以便能將 該電路節點設置至該所需電容；及 此才 86720 200417149 d)控制該等串聯的電源開關對，以將該電路節點設置 至該所需電容。 37.根據申請專利範圍第36項之方法，其中該輸出調節器具 有一切換頻率；及 該抽樣率大於該輸出調節器之切換頻率。 3 8. —種用於將能量自一輸入源轉換為一輸出調節器之一調 節輸出的二極體模擬系統，該輸出調節器具有一切換頻 率，該二極體模擬系統包括： 一第一電源開關，其響應一第一驅動信號來控制從該 輸入源至該輸出調節器之一輸出電感器的能量流向，以 使一流經該輸出電感器之電流遞增； 一開關陣列，其包括至少兩個電源開關，用於響應陣 列驅動信號，以在一穩流期間提供一流經該輸出電感器 的電流路徑，以使該流經該輸出電感器之電流遞減； 一電流感測器，其感測一流經該開關陣列之電流；及 一控制器，其依據流經該開關陣列之該電流產生該等 陣列驅動信號，該控制器用於獨立控制該等至少兩個電 源開關。 - 39. 根據申請專利範圍第38項之二極體模擬系統，其中隨該 電感器電流向零遞減時，該控制器按序禁用該電源陣列 中的各電源開關。 40. 根據申請專利範圍第38項之二極體模擬系統，其中該控 制器以一大於該切換頻率之抽樣頻率來控制該等陣列驅 動信號。 -10 - 86720 417149 41·-種物艮制一輸入源 間能量移轉的負载循環限制〜；周即器之—調節輸出々 節器特性及一用於控制該輪輪出調節器具有一調 移轉的計算負載循環，該备 〃邊祠節輸出之間能量 -數位控制器，其產生〜參限制器包括： 之調節器特性與該參考位準相卜釭準並將該輸出調節器 循環，該數位控制器以—至少^ 以確定一最大負載 換頻率之頻率來控制該參考位準輸出調節器之-切 該數位控制器係用於將該計嘗’二 負載循環。 斤〜載循環限制為該最大 42. 根據申請專利範圍第41項之負 位控制器以-大致介於,:%限制器，其中該數 人又a於涿切換頻率逝〜 頻率來控制該參考位準。 /、—抽樣頻率之間的 43. 根據申請專利範圍第41项 包括—用於確定一標稱負裁循===器’其進—步 計算負載循環係根據該標稱負載循環==計^該 環估計器包括·· 衣；確疋，藏負載循 一模式估計器，其依據先前f ，丨、艰十—、 ”載循裱與累積誤-差中至 少一项來確足該標稱負載循環。 土 44. 一種用於確定一輸出調節器之一 ^ ,... 心f冉負載循環的負載循 裱估汁斋，該負載循環估計器包括： 至少兩種模式，包括一模式1估計器及-模式2估計器； 孩棱式1估計器依據先前的負载循環來確定該 載循環； ~ 86720 -11 - 200417149 該模式2估計器依據累積誤差、 環；及 、足該標稱負载循 一模式選擇器可根據一模式選擇淮 而綠措斗、、 卞來選擇該等至少 兩種模式炙一，以產生該標稱負载循環。 45_根據申凊專利範圍第44項之負載德 式^估計器以至少為一切換頻率：:=，其中該模 標稱負載循環。 循每頻率來確定該 饭：據申請專利範圍第44項之負载循環估計器 式2估計器包括：在一 /、中^才吴 、 / 於孩輸出調節哭一切搖 週期的時間週期範圍内計算一連續平均。 47· —種用於控制一輸出調節器之一 器，該輸出調節器…脈寬":即輸出的數位控制 應脈見^號來控制—輸入源與該 调即輸出之間的該能量移轉，該數位控制器包括： 二用於確定—標稱負載循環的負載循環估計器；及 2整確定器，其確定將一調整值與該標稱負載循環 Μ以產生—經調整的負載循環，該脈寬信號為該經 U周正的負載循環之一函數。 申睛專利範圍第則之數位控制器，其中該調整確 A _匕括用於確定該碉整值的可選擇迴路增益。 49.:據申請專利範圍第則之數位控制器，其中可以一大 、、則出；周節為之一切換頻率的頻率來選擇該可選擇迴 路增益。 根^申明專利範圍第47项之數位控制器，其進一步包括 曰應J凋整的負載循環而產生一初始脈寬的計數 86720 -12- 器。 根據申請專利範圍第5〇項之數位控制器，其進一步包括 、用於依據該標稱負载循環及該初始脈寬來產生一延遲 担制的控制組塊；及 二、L迷泉路，其響應該初始脈寬及該延遲控制而產生 5邊具有一已微調脈寬之脈寬信號。 —豕申印專利範圍第47項之數位控制器，其進一步包括 調節器特性限制該經調整負載循環的負載 til請專利範圍第47項之數位控制器，其中該調整確 償，^括用& 輸出調節器之—迴路響應的避路補 位丨相料該輸出調節11之切換頻率至該數 償：制…抽樣頻率之範圍内的頻率來控制該迴路補 以.根據申請專利範園第 係-誤差估計趨勢之？數數W咖，其中該調整值 $輸出之差為依據。 職差以一參考值與該調節 55:據:請專利範圍第則之數位控制器，其 係一可以一大於該輪出調節哭 a 正值 的斜率常數之函數。 4 —切換頻率的速率選擇 .根據申請專利範圍第47項之數位栌制哭、 係-誤差歷史之函數，，吳/ *其中❾周整值 之差為俊據；冑心參考值與該調節輪出 二歷史以“差《先前值的一數學函數為依據， 86720 -13 - 417149 G 括 連、、貝平均（running average)、一平均（mean)、—峰 (P k value)及—加權平均（weighte(j average)。 57·種負載循環估計器，其用於確定一用於控制一輸出調 節叩之凋節輸出的負載循環，該輸出調節器響應該負 載循％來控制一輸入源與該調節輸出之間的能量移轉， 該負載循環估計器包括： 一累積器，其在一大於該輸出調節器之一切換週期的 時間週期期間確定一累積誤差； 一用於產生參考位準的參考值產生器；及 較w其以一約100倍於該切換週期的最大速率來 將該累積誤差與該等參考位準相比較，以產生—單個零 並根據該比較產生該負載循環。 .根據申請專利範圍第57項之 參考位準包括至少-第—參考位準及—第二參考位準^ 孩比較器㈣㈣誤差與每—該等參考㈣相比較 據此按梯級來控制該負載循環。 59. -種用於控制一輸出調節器之數位控制 器具有用於提供該輸出調 ^數“才工， 塊，該數位控制器包括·· 種功能的多個㈣ /π〇ΓΛΛ f W即说斷婧模 Μ)控制器，該感測點係用於指示該輸出哭 輸出功率狀態，該咖_制 - 所選擇功率狀態期間控制流向該等二:輸出調節器 以降低該數位控制器之功率消耗。^功㈣的功率流 86720 -14- 200417149 60. 根據申請專利範圍第59項之數位控制器，其中該等子功 能塊包括一 PWM控制器、一延遲線路、及電壓感測比較 器。 61. 根據申請專利範圍第59項之數位控制器，其進一步包括： 一參考值產生器，用於產生一參考位準； 一比較器，其將一調節器信號與該參考位準相比較並 產生一比較器輸出；及 一模式控制器，其響應該比較器輸出而切換於該輸出 調節器各切換模式之間，該等切換模式包括一連續電流 模式（CCM)及一節能斷續模式（ESDM)。 62. 根據申請專利範圍第61項之數位控制器，其中在ESDM期 間，該模式控制器進一步包括，將該輸出調節器之一接 通時間設定為一恒定值並改變該輸出調節器之一切換頻 率以調節該輸出電壓。 -15 - 86720