ES2236210T3 - Sistema cdma que utiliza rotacion previa a la transmision. - Google Patents

Abstract

Un método para reducir errores de transmisión en un sistema (25) de comunicación con CDMA que tiene por lo menos dos unidades de comunicación, en el que una primera unidad (29) de comunicación recibe una señal de comunicación con CDMA enviada desde una segunda unidad (27) de comunicación, en el que dicha primera unidad de comunicación (29) analiza los errores de dicha señal recibida; y genera una señal (119; 149) de corrección basada en dicho análisis, estando el método caracterizado porque dicha primera unidad (29) de comunicación corrige una señal (33) de información, que incluye voz o datos, utilizando dicha señal de corrección antes de la transmisión de dicha señal de información desde dicha primera unidad (29) de comunicación hacia dicha segunda unidad (27) de comunicación.

Description

Sistema CDMA que utiliza rotación previa a la transmisión.

Antecedentes

La presente invención se refiere, de manera general, a comunicaciones digitales. De manera más específica, la invención se refiere a un sistema y a un método para rotar previamente una señal digital de espectro extendido antes de la transmisión, para mejorar la precisión del receptor y la recuperación de la información de fase y de frecuencia por el receptor.

Muchos sistemas de comunicación actuales utilizan tecnología de modulación digital de espectro extendido o de acceso múltiple mediante división de código (CDMA: Code Divisional Multiple Access). El espectro digital extendido es una técnica de comunicación en la cual los datos se transmiten en una banda ensanchada (espectro extendido) mediante la modulación de los datos que se van a transmitir con una señal de pseudo-ruido. Mediante el CDMA pueden transmitirse datos sin que les afecte la distorsión de la señal ni una frecuencia interferente en la trayectoria de transmisión.

En la figura 1 se muestra un sistema de comunicaciones simplificado de CDMA que implica un solo canal de comunicaciones de una anchura de banda dada que se mezcla mediante un código de extensión que repite un patrón predeterminado generado por un generador de secuencia de pseudo-ruido (pn: pseudo-noise). Una señal de datos se modula con la secuencia de pn para producir la señal digital de espectro extendido. Una señal portadora se modula con la señal digital de espectro extendido para establecer un enlace de envío y después se transmite. Un receptor desmodula la transmisión para extraer la señal digital de espectro extendido. El mismo proceso se repite para establecer un enlace de vuelta.

Durante la comunicación terrestre, las reflexiones debidas al terreno variable y a condiciones ambientales y a obstrucciones artificiales perturban habitualmente a una señal transmitida. Así, una única señal transmitida produce una pluralidad de señales recibidas con diferentes retardos de tiempo en el receptor, efecto que se conoce comúnmente como distorsión por trayectoria múltiple. Durante la distorsión por trayectoria múltiple, la señal de cada trayectoria diferente llega retrasada al receptor con una amplitud y una fase de portadora únicas.

La patente estadounidense número 5.659.573 describe un sistema en el que el error asociado con la distorsión por trayectoria múltiple se corrige comúnmente en el receptor después de que la señal haya sido correlacionada con la secuencia correspondiente de pn y los datos transmitidos se hayan reproducido. De esta manera, la correlación se completa con un error incorporado en la señal. Una distorsión por trayectoria múltiple similar afecta a la transmisión por el enlace inverso.

La patente francesa número 276723 8 describe un sistema para estimar una señal recibida en el que se estima un cambio de fase de la señal recibida aplicando una función predeterminada. El cambio de fase se utiliza en un circuito bloqueado en fase de modo que el sistema converge hacia un error nulo.

La patente europea número 0818892 y la patente estadounidense número 5.499.236 describen sistemas en los que una estación de base envía una señal de error dentro de la transmisión por el enlace descendente que indica a la estación terminal que haga un ajuste para la transmisión del enlace inverso.

Por consiguiente, existe la necesidad de un sistema que corrija una señal para subsanar los errores encontrados durante la transmisión.

Sumario

La presente invención se refiere a un sistema de comunicaciones digital de espectro extendido, que calcula el error de fase y de frecuencia en una señal recibida desde una entidad que comunica durante una comunicación inalámbrica y que corrige con anterioridad el error de fase y de frecuencia de una señal, antes de la transmisión hacia esa entidad.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 es un diagrama de bloques simplificado de un sistema de comunicaciones con CDMA de la técnica anterior.

La figura 2 es un diagrama de bloques detallado de un sistema de comunicaciones con B-CDMA^{TM}.

La figura 3A es un diagrama de bloques detallado de la presente invención que utiliza una señal pseudo-piloto, con corrección de desplazamiento de portadora incorporado al nivel del circuito integrado.

La figura 3B es un diagrama de bloques de un receptor de rastrillo.

La figura 4 es un diagrama de un símbolo recibido p_{0} en la constelación de QPSK que muestra una decisión firme.

La figura 5 es un diagrama del ángulo de corrección que corresponde al símbolo asignado.

La figura 6 es un diagrama del error de símbolo resultante después de aplicar la corrección que corresponde al símbolo asignado.

La figura 7 es un diagrama de bloques de un circuito bloqueado en fase convencional.

La figura 8A es un diagrama de bloques sencillo de un transmisor de acuerdo con la realización preferida de la presente invención.

La figura 8B es un diagrama de bloques sencillo de un transmisor de acuerdo con una realización alternativa de la presente invención.

La figura 8C es un diagrama de bloques sencillo de un transmisor de acuerdo con una realización alternativa de la presente invención.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

La realización preferida se describirá con referencia a las figuras de los dibujos, en los que números iguales representan elementos iguales en todas ellas.

Un sistema 25 de comunicación con CDMA, como se muestra en la figura 2, incluye un transmisor 27 y un receptor 29 que puede residir en una estación de base o en un receptor móvil de usuario. El transmisor 27 incluye un procesador 31 de señales que codifica las señales 33 de voz y las que no son de voz en datos a varias velocidades, por ejemplo, a velocidades de transmisión de datos de 8 kbs, 16 kbs, 32 kbs o 64 kbs. El procesador 31 de señales selecciona una velocidad de datos específica dependiendo del tipo de señal, o en respuesta a una velocidad de datos fija.

A modo de antecedentes, dos etapas están implicadas en la generación de una señal transmitida en un entorno de acceso múltiple. Primero, se codifican los datos 33 de entrada, que pueden considerarse una señal modulada en dos fases utilizando codificación 35 de corrección de error directo (FEC: forward error-correction). Por ejemplo, si se utiliza un código de convolución de R = 1/2, la señal única de datos modulada en dos fases se convierte en señales moduladas en dos variables o en dos señales moduladas en dos fases. Una señal se denomina canal en fase (I) 41a. La otra señal se denomina el canal en cuadratura (Q) 41b. Un número complejo tiene la forma a + bj, donde a y b son números reales y j^{2} = -1. A las señales I y Q moduladas en dos fases se las denomina habitualmente como de modulación por desplazamiento en fase en cuadratura (QPSK: quadrature phase shift keying). En la realización preferida, los polinomios del generador de toma, para una longitud de restricción de K = 7 y un índice de código de convolución de R = 1/2, son G_{1}= 171_{8}37 y G_{2} = 133_{8}39.

En la segunda etapa, los dos símbolos o datos modulados en dos fases, 41a, 41b, se extienden con una secuencia compleja de pseudo-ruido (pn). Las señales extendidas que resultan de I 45a y de Q 45b se combinan, 53, con otras señales extendidas (canales) que tienen códigos de extensión diferentes, mezcladas con una señal 51 portadora, y luego se transmiten 55. La transmisión 55 puede contener una pluralidad de canales individuales que tienen velocidades diferentes de transmisión de datos.

El receptor 29 incluye un desmodulador 57a, 57b que convierte, bajando la frecuencia, la señal 55 transmitida de banda ancha a una señal 59a, 59b de frecuencia intermedia. Una segunda conversión, bajando la frecuencia, reduce la señal a la banda de base. La señal de QPSK se filtra luego, en 61, y se mezcla, 63a, 63b, con la secuencia 43a, 43b, generada localmente, de pn complejo, que empareja el conjugado del código complejo transmitido. Solamente se eliminará de manera efectiva la extensión de las formas de onda originales que fueron extendidas con el mismo código en el transmisor 27. Otras aparecerán como ruido en el receptor 29. Los datos 65a, 65b se hacen pasar luego por un procesador 67 de señales en el que se realiza la descodificación de FEC de los datos codificados mediante convolución.

Cuando se recibe y se desmodula la señal, la señal de banda de base está al nivel de circuito integrado. Se somete a ambos componentes I y Q de la señal a la eliminación de la extensión utilizando el conjugado de la secuencia de pn utilizada durante la extensión, devolviendo la señal al nivel de símbolo. Sin embargo, debido al desfase de la portadora, la corrupción de fase experimentada durante la transmisión se manifiesta mediante la distorsión de las formas de onda individuales del circuito integrado. Si la corrección del desfase de la portadora se realiza al nivel de circuito integrado, la precisión total aumenta debido a la resolución inherente a la señal al nivel de circuito integrado. La corrección del desfase de la portadora se puede realizar, también, al nivel de símbolo, pero con menos precisión total. Sin embargo, puesto que la velocidad de símbolo es mucho menor que la velocidad de circuito integrado, se requiere una velocidad total de proceso más baja cuando la corrección se hace al nivel de símbolo.

En la figura 3A se ilustran un receptor que utiliza el sistema 75 y un método de la presente invención. Una señal 77 digital, compleja, de espectro extendido, en banda de base y constituido por componentes de fase en fase y en cuadratura se introduce y se filtra utilizando un filtro 79 adaptable emparejado (AMF: adaptative matched filter) u otros medios de filtrado adaptables. El AMF 79 es un filtro transversal (respuesta finita al impulso) que utiliza coeficientes 81 de filtro para superponer réplicas retardadas de la señal 77 recibida, una sobre otra, para proporcionar una salida 83 de señal filtrada que tenga un aumento en su razón señal-ruido (SNR: signal-to-noise ratio). La salida 83 del AMF 79 se acopla a una pluralidad de eliminadores 85_{1}, 85_{2}, 85_{n} de extensión de canal y a un eliminador piloto 87 de extensión de canal. Se elimina la extensión de la señal piloto 89 mediante un eliminador de extensión 87 independiente y con una secuencia 91 de pn contemporánea con los datos 77 transmitidos asignados a los canales 85_{1}, 85_{2}, 85_{n} en los que se ha eliminado la extensión con sus propias secuencias 93_{1}, 93_{2}, 93_{n} de pn. Después de que se elimine la extensión de los canales 85_{1}, 85_{2}, 85_{n} de datos, los flujos 95_{1}, 95_{2}, 95_{n} de bits de datos se acoplan a descodificadores 97_{1}, 97_{2}, 97_{n} de Viterbi y a salidas 99_{1}, 99_{2}, 99_{n}.

Los coeficientes 81 de filtro, o elementos de ponderación, utilizados en el ajuste del AMF 79 se obtienen mediante la desmodulación de las trayectorias individuales de la propagación multivía. Esta operación se realiza mediante un receptor 101 de rastrillo. Los expertos en la técnica de las comunicaciones conocen bien el uso de un receptor 101 de rastrillo para compensar la distorsión por trayectoria múltiple.

Como se muestra en la figura 3B, el receptor 101 de rastrillo consiste en una combinación en paralelo de desmoduladores 103_{0}, 103_{1}, 103_{2}, 103_{n} de trayectoria, "dedos", que desmodulan una componente particular de la trayectoria múltiple. El circuito seguidor de secuencia piloto de un desmodulador particular es iniciado por la estimación de temporización de una trayectoria dada, determinada por una secuencia 105 de pn. En la técnica anterior, se utiliza una señal piloto para eliminar la extensión de las señales individuales del rastrillo. En la presente invención, la secuencia 105 de pn puede pertenecer a cualquier canal 93_{1} del sistema de comunicaciones. Típicamente, se utiliza el canal con la señal más grande recibida.

Cada desmodulador de trayectoria incluye un mezclador l07_{0}, 107_{l}, 107_{2}, 107_{n}, complejo y un elemento sumador y de enganche 109_{0}, 109_{l}, 109_{2}, 109_{n}. Para cada elemento de rastrillo, la secuencia 105 de pn se retarda \tau 111_{1}, 111_{2}, 111_{n} mediante un circuito integrado, y se mezcla 107_{1}, 107_{2}, 107_{n} con la señal 113 de espectro extendido de banda de base, eliminándose por tanto la extensión de cada señal. Cada producto de la multiplicación se introduce en un acumulador 109_{0}, 109_{1}, 109_{2}, 109_{n}, donde se suma al producto anterior y es desenganchado después del ciclo siguiente de reloj de símbolos. El receptor 101 de rastrillo proporciona valores relativos de trayectoria para cada componente de la trayectoria múltiple. La pluralidad de salidas 115_{0}, 115_{1}, 115_{2},115_{n} de n dimensiones proporciona estimaciones de la respuesta al impulso muestreada del canal, que contienen un error de fase relativo de 0º, 90º, 180º o 270º.

Haciendo referencia de nuevo a la figura 3A, la pluralidad de salidas del receptor de rastrillo se acoplan a un mezclador 117 complejo de n dimensiones. Mezclada con cada salida 115 del receptor 101 de rastrillo, hay una corrección para eliminar el error relativo de fase contenido en la salida del rastrillo.

Una señal piloto es, también, una señal compleja de QPSK, pero con la componente de cuadratura ajustada a cero. La señal 119 de corrección de error de la presente invención se deriva del canal 95_{1} del que se ha eliminado la extensión, realizando primero una decisión 121 firme sobre cada uno de los símbolos de la señal 95_{1} de los que se ha eliminado la extensión. Un procesador 121 de decisión firme determina la posición de la constelación de QPSK que está más cercana al valor del símbolo del que se ha eliminado la extensión.

Como se muestra en la figura 4, el procesador euclidiano de distancia compara un símbolo p_{0} recibido del canal 1 con los cuatro puntos x_{1, \ 1}, x_{-l, \ 1}, x_{-l, \ -1}, x_{1, \ -1} de la constelación de QPSK. Es necesario examinar cada símbolo p_{0} recibido, debido a la corrupción durante la transmisión 55 por ruido y por distorsión, sea por trayectoria múltiple o por radiofrecuencia. El procesador 121 de decisión firme computa las cuatro distancias d_{1}, d_{2}, d_{3}, d_{4} a cada cuadrante del símbolo p_{0} recibido, y elige la distancia d_{2} más corta, y asigna esa ubicación x_{-1, \ 1} de símbolo. Se descartan las coordenadas p_{0} originales del símbolo.

Haciendo referencia de nuevo a la figura 3A, después de experimentar cada decisión 121 firme de símbolo, se determinan los conjugados 123 complejos para cada salida 125 de símbolo. Un conjugado complejo es uno de un par de números complejos con partes reales idénticas y con partes imaginarias que se diferencian solamente en el signo. Como se muestra en la figura 5, un símbolo se desmodula o se le elimina la rotación determinando, en primer lugar, el conjugado complejo de los coordenadas x_{-1, \ -1} asignadas del símbolo, formando la señal 119 de corrección que se utiliza para eliminar el error de fase relativo contenido en la salida del rastrillo. De este modo, a la salida del rastrillo se elimina la rotación efectivamente del ángulo asociado con la decisión firme, eliminándose el error relativo de fase. Esta operación proporciona de manera eficaz un rastrillo que es activado mediante una señal piloto, pero sin referencia absoluta de fase.

Haciendo referencia de nuevo a la figura 3A, la salida 119 del conjugado 123 complejo se acopla a un mezclador 117 complejo de n dimensiones, donde cada salida del receptor 101 de rastrillo se mezcla con la señal 119 de corrección. Los productos 127 resultantes son estimaciones con ruido de la respuesta p_{1} al impulso del canal, como se muestra en la figura 6. El error mostrado en la figura 6 se indica mediante una distancia en radianes de \pi/6 desde el eje en fase.

Haciendo referencia de nuevo a la figura 3A, las salidas 115 del mezclador 117 complejo de canal de n dimensiones se acoplan a un estimador 131 de n dimensiones. El estimador 131 de canal es una pluralidad de filtros de pasa-bajos, cada uno para filtrar una componente de la trayectoria múltiple. Las salidas 81 del estimador 131 de n dimensiones se acoplan al AMF 79. Estas salidas 81 actúan como elementos de ponderación del filtro de AMF 79. El AMF 79 filtra la señal de banda de base para compensar la distorsión de canal debida a la trayectoria múltiple sin requerir una señal piloto de gran magnitud.

El receptor 101 de rastrillo se utiliza conjuntamente con los circuitos 133 bloqueados en fase (PLL: phase-locked loop), para eliminar el desfase de portadora. El desfase de portadora ocurre como resultado de las faltas de adaptación de componentes de transmisor/receptor y de otra distorsión de RF. La presente invención utiliza, 75, una señal 135 piloto de nivel bajo que se genera eliminando, 87, la extensión de la piloto proveniente de la señal 77 en banda de base, con una secuencia 91 piloto de pn. La señal piloto se acopla a un PLL 133 de entrada única, mostrado en la figura 7. El PLL 133 mide la diferencia de fase entre la señal 135 piloto y una fase de referencia de 0. La señal 135 piloto de la que se ha eliminado la extensión es la señal de error real acoplada al PLL 133.

El PLL 133 incluye un analizador 136 de arcotangente, un filtro 137 complejo, un integrador 139 y un convertidor 141 de fase a número complejo. La señal 135 piloto es la señal de error que se introduce al PLL 133 y se acopla al filtro 137 complejo. El filtro 137 complejo incluye dos etapas de ganancia, un integrador 145 y un sumador 147. La salida del filtro 137 complejo se acopla al integrador 139. La integral de la frecuencia es la fase, que se envía, 140, hacia el convertidor 141. La salida 140 de fase se acopla a un convertidor 141 que convierte la señal de fase en una señal compleja para mezclarla, 151, con la señal 77 de banda de base. Puesto que las operaciones aguas arriba son conmutativas, la salida 149 del PLL 133 es, también, el bucle de realimentación de entrada al sistema 75.

La señal 119 de corrección del conjugado 123 complejo y la señal 149 de salida del PLL 133 son acopladas, cada una, a los mezcladores situados dentro del transmisor 181, para corregir la señal antes de la transmisión, como se muestra en la figura 8A. El transmisor 181 mostrado en la figura 8A funciona de manera similar al transmisor 27 mostrado en la figura 2, excepto en que la señal preparada para la transmisión se hace rotar previamente antes de la transmisión. Haciendo referencia a la figura 8A, los datos 164_{1}, 164_{2}, 164_{3} se codifican usando codificación 35 mediante corrección directa (FEC). Los dos datos o símbolos 41a, 41b modulados en dos fases se extienden con una secuencia compleja de pseudo-ruido (pn), y las señales extendidas I 45a y Q 45b resultantes se mezclan con la señal 119 de corrección, se convierten hacia arriba con la señal portadora 51, y se combinan, 53, con otras señales extendidas que tienen códigos de extensión diferentes. La señal 55 que resulta se corrige de nuevo utilizando la señal 149 del receptor PLL 133. La señal 56 que se ha corregido previamente en fase y en frecuencia se transmite luego. De este modo, la presente invención utiliza las señales 119, 149 generadas por el receptor 71 para corregir previamente la señal transmitida y reducir los errores de fase y de frecuencia en las señales recibidas en la unidad
receptora.

Haciendo referencia a la figura 8B, en ella se muestra un transmisor 183 hecho de acuerdo con una realización alternativa de la presente invención. Esta realización es similar a la realización mostrada en la figura 8A, excepto por que la señal 119 de corrección está mezclada con la señal de datos en banda de base vía un mezclador 157. De esta manera, los datos en banda de base se corrigen previamente antes de la codificación y antes de la extensión. Por supuesto, los expertos en la técnica apreciarán que pueden introducirse otras etapas de tratamiento antes de que la señal 119 de corrección se mezcle con la señal de
datos.

Haciendo referencia a la figura 8C, en ella se muestra un transmisor 188 hecho de acuerdo con otra realización alternativa de la presente invención. En esta realización, la señal 119 de corrección y la señal 149 de desfase de portadora entran en un combinador, que combina las señales en una única señal de corrección previa, y se mezclan con la salida del sumador 53, usando el mezclador 169, antes de la transmisión.

Finalmente, debe advertirse que la corrección desfasada de la portadora y la corrección de rotación previa son correcciones separadas. Cada una puede utilizarse de manera independiente de la otra. Por ejemplo, el sistema puede realizar corrección previa solo en cuanto al error de desfase de portadora, y puede no realizar rotación previa. De manera alternativa, el sistema puede realizar rotación previa, pero puede no corregir el error de desfase de portadora.

A pesar de que se han mostrado y se han descrito realizaciones específicas de la presente invención, un experto de la técnica podría hacer muchas modificaciones y variaciones.

Claims (6)

1. Un método para reducir errores de transmisión en un sistema (25) de comunicación con CDMA que tiene por lo menos dos unidades de comunicación, en el que una primera unidad (29) de comunicación recibe una señal de comunicación con CDMA enviada desde una segunda unidad (27) de comunicación, en el que dicha primera unidad de comunicación (29)

analiza los errores de dicha señal recibida; y

genera una señal (119; 149) de corrección basada en dicho análisis, estando el método caracterizado porque

dicha primera unidad (29) de comunicación corrige una señal (33) de información, que incluye voz o datos, utilizando dicha señal de corrección antes de la transmisión de dicha señal de información desde dicha primera unidad (29) de comunicación hacia dicha segunda unidad (27) de comunicación.

2. El método de la reivindicación 1, que comprende además la etapa de:

corregir dicha señal recibida con dicha señal de corrección.

3. El método de la reivindicación 1, en el que dichos errores incluyen errores de fase y dicha señal de corrección corrige dichos errores de fase.

4. El método de la reivindicación 1, en el que dichos errores incluyen errores de frecuencia y dicha señal de corrección corrige dichos errores de frecuencia.

5. Un sistema (25) de comunicaciones con CDMA para reducir errores de transmisión durante comunicaciones entre por lo menos, dos unidades de comunicación, incluyendo cada unidad de comunicación un receptor (29) para recibir una señal de comunicación con CDMA enviada desde otra unidad de comunicación, comprendiendo el receptor un analizador (121, 123; 133) para analizar errores de dicha señal recibida y para generar una señal (119; 149) de corrección, y una unidad (157; 169) de corrección para corregir dicha señal recibida utilizando la señal de corrección, caracterizado porque cada unidad de comunicación incluye:

un transmisor (181) para corregir una señal antes de la transmisión hacia dicha otra unidad de comunicación utilizando dicha señal (119; 149) de corrección.

6. El sistema de comunicación de la reivindicación 5, en el que dicho sistema (25) incluye una pluralidad de estaciones de comunicaciones que se comunican entre sí mediante una interconexión por aire con CDMA utilizando una pluralidad de canales y una señal piloto para la recuperación de desfase de portadora durante la recepción; incluyendo cada estación de comunicaciones dicho receptor y dicho transmisor;

comprendiendo además el receptor:

un filtro (79) adaptable emparejado para recibir señales (77) desmoduladas de comunicaciones con CDMA que genera una señal (83) filtrada utilizando una señal (81) de ponderación;

un receptor (101) de rastrillo para recibir señales desmoduladas de comunicaciones con CDMA y una señal de pseudo-ruido generada para un canal seleccionado y para generar una señal de ponderación de filtro;

medios (117) para mezclar la señal de ponderación de filtro con dicha señal de corrección, para generar la señal de ponderación utilizada por dicho filtro adaptable emparejado;

por lo menos un elemento (85) de eliminación de extensión acoplado a la salida de dicho filtro adaptable emparejado para eliminar la extensión de dicha señal filtrada utilizando un generador de señales de pseudo-ruido para que dicho canal seleccionado genere una señal de la que se ha eliminado la extensión; y

comprendiendo el transmisor (181):

una entrada (33) de datos para proporcionar una señal de información;

por lo menos un elemento de extensión para extender dicha señal de información;

un mezclador para mezclar la señal extendida con dicha señal (119) de corrección antes de su conversión ascendente y de su transmisión.