ES2345337T3

ES2345337T3 - Sistema cdma que usa una prerotacion antes de la transmision.

Info

Publication number: ES2345337T3
Application number: ES05002616T
Authority: ES
Inventors: John D. Kaewell
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2000-03-28
Filing date: 2001-03-28
Publication date: 2010-09-21
Anticipated expiration: 2021-03-28
Also published as: NO20024618L; US20050105598A1; DK1530301T3; US20010040914A1; US6606345B2; AU2001249558B2; AU2010200332A1; EP1530301A3; US20130301684A1; KR100927674B1; JP2011176877A; JP2006304374A; US20040136443A1; ATE385076T1; IL151905A0; JP2003529274A; KR20070103084A; EP1530301A2; KR20060035813A; MXPA02009345A

Abstract

Método de reducción de errores de transmisión por un receptor de usuario móvil durante la transmisión de una señal de comunicación de espectro ensanchado digital, comprendiendo las etapas de: recepción de una señal de comunicación RF desde un segundo dispositivo de comunicación hacia dicho receptor de usuario móvil; análisis de dicha señal de recepción para detectar errores; generación de una señal de corrección basada en dicho análisis; y corrección de dicha señal de comunicación usando dicha señal de corrección antes de la transmisión de dicha señal de comunicación desde dicho receptor de usuario móvil hacia dicho segundo dispositivo de comunicación, comprendiendo: la filtración de dicha señal recibida para generar una señal filtrada usando una señal de ponderación; demodulación de dicha señal recibida para generar valores de trayecto relativos a cada componente multitrayecto en dicha señal recibida; y mezcla de dichos valores de trayecto con dicha señal de corrección para generar dicha señal de ponderación; y donde la etapa de análisis comprende: el desensanche de dicha señal filtrada usando una señal piloto: la realización de una decisión firme en dicha señal filtrada desensanchada para generar salidas de símbolos; y la determinación de los conjugados complejos de dichas salidas de símbolos para generar dicha señal de corrección; donde dicha señal de corrección elimina errores de fase relativos contenidos en los valores de trayecto.

Description

Sistema CDMA que usa una prerotación antes de la transmisión.

Antecedentes

La presente invención se refiere en general a comunicaciones digitales. Más específicamente, la invención se refiere a un sistema y método para la prerotación de una señal de espectro ensanchado digital antes de la transmisión con el fin de mejorar la exactitud del receptor y la recuperación de la fase y la información sobre la frecuencia por el receptor.

Muchos sistemas de comunicación habituales usan una modulación de espectro ensanchado digital o una tecnología de acceso múltiple por división de código (CDMA). Un espectro ensanchado digital es una técnica de comunicación donde los datos se transmiten con una banda ensanchada (espectro ensanchado) para la modulación de los datos que se deben transmitir con una señal de pseudo-ruido. El CDMA puede transmitir datos sin ser afectado por una distorsión de señal o una frecuencia de interferencia en el trayecto de transmisión.

Se muestra en la figura 1 un sistema de comunicación de CDMA simplificado que implica un único canal de comunicación de un ancho de banda determinado que se mezcla mediante un código de ensanche que repite un modelo predeterminado generado por un generador de secuencia (pn) de pseudo-ruido. Una señal de datos se modula con la secuencia pn para producir una señal de espectro ensanchado digital. Una señal portadora se modula con la señal de espectro ensanchado digital para establecer un enlace directo y se transmite posteriormente. Un receptor demodula la transmisión para extraer la señal de espectro ensanchado digital. El mismo proceso se repite para establecer un enlace inverso.

Durante una comunicación terrestre, una señal transmitida es perturbada típicamente por reflexiones debidas a una variación del terreno, a condiciones medioambientales y a obstrucciones causadas por el hombre. Por lo tanto, una única señal transmitida produce una pluralidad de señales recibidas con retrasos de tiempo diferenciados en el receptor, un efecto que se conoce comúnmente como distorsión pluridireccional. Durante una distorsión pluridireccional, la señal de trayecto diferente llega retrasada en el receptor con una amplitud única y una fase portadora.

En la técnica anterior, el error asociado a la distorsión pluridireccional se corrige típicamente en el receptor después de que se haya correlacionado la señal con la secuencia pn correspondiente y de que se hayan reproducido los datos transmitidos. Así, la correlación se completa con errores incorporados en la señal. Una distorsión pluridireccional similar afecta la transmisión de enlace inverso.

Ejemplos de dispositivos en el que se utiliza una señal de recepción para corregir una señal de transmisión están descritos en los documentos US 5,351,016 y US 5,794,119.

Por consiguiente, se requiere un sistema que corrige una señal con errores encontrados durante una transmisión.

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Resumen

La presente invención se refiere a un sistema de comunicación de espectro ensanchado digital que calcula la fase y el error de frecuencia en una señal recibida a partir de una entidad de comunicación durante una comunicación inalámbrica y precorrige una señal para determinar un error de fase y de frecuencia antes de la transmisión a esa entidad.

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Breve descripción del(los) dibujo(s)

La figura 1 es un diagrama de bloques simplificado de un sistema de comunicación de CDMA de la técnica anterior.

La figura 2 es un diagrama de bloques detallado de un sistema de comunicación B-CDMA™.

La figura 3A es un diagrama de bloques detallado de la presente invención donde se usa una señal pseudo-piloto, con una corrección de desplazamiento de portadora implementada al nivel del chip.

La figura 3B es un diagrama de bloques de un receptor de barrido.

La figura 4 es un diagrama de un símbolo p_{o} recibido en la constelación MDP4 que muestra una decisión firme.

La figura 5 es un diagrama del ángulo de corrección correspondiente al símbolo asignado.

La figura 6 es un diagrama del error de símbolo obtenido después de la aplicación de la corrección correspondiente al símbolo asignado.

La figura 7 es un diagrama de bloques de un bucle enganchado en fase convencional.

La figura 8A es un diagrama de bloques simple de un transmisor conformemente a la forma de realización preferida de la presente invención.

La figura 8B es una diagrama de bloques simple de un transmisor conformemente a una forma de realización alternativa de la presente invención.

La figura 8C es un diagrama de bloques simple de un transmisor conformemente a una forma de realización alternativa de la presente invención.

Descripción detallada de las formas de realización preferidas

La forma de realización preferida se describirá en referencia a las figuras de los dibujos donde los números representan elementos similares en cualquier parte.

Un sistema de comunicación de CDMA 25 como se muestra en la figura 2 incluye un transmisor 27 y un receptor 29, que puede residir tanto en una estación base como en un receptor de usuario móvil. El transmisor 27 incluye un procesador de señales 3 que codifica señales de voz y sin voz 33 en datos de varios valores; por ejemplo valores de datos de 8 kbps, 16 kbps, 32 kbps, o 64 kbps. El procesador de señales 31 selecciona un valor de datos específico que depende del tipo de señal, o en respuesta a un valor de datos fijado.

Según los antecedentes, dos fases se implican en la generación de una señal transmitida en un entorno de acceso múltiple. En primer lugar, los datos de entrada 33 que se pueden considerar en forma de señal modulada bifásica son codificados mediante el uso de una codificación de corrección de errores sin canal de retorno (FEC) 35. Por ejemplo, si se usa un código de convolución R = ^{1}/_{2}, la señal de datos modulados bifásicos única se vuelve bivariante o se convierte en dos señales moduladas bifásicas. Una señal se denomina canal en fase (1) 41a. La otra señal se denomina canal de cuadratura (Q) 41b. Un número complejo se presenta en la forma a+bj, donde a y b son números reales y j^{2}=1. Las señales I y Q moduladas bifásicas se refieren normalmente a una modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (MDP4). En la forma de realización preferida, los polinomios generadores de tomas para una longitud de restricción de K=7 y un nivel de código convolucional de R = ^{1}/_{2} son G_{1}=171_{8}37 y G_{2}=133_{8}39.

En la segunda fase, los dos datos o símbolos modulados bifásicos 41 a, 41b son ensanchados con una secuencia de pseudo-ruido compleja (pn). Las señales ensanchadas 145a y q 45b obtenidas se combinan 53 con otras señales ensanchadas (canales) que tienen códigos de ensanche diferentes, se mezclan con una señal portadora 51 y se transmiten 55 posteriormente. La transmisión 55 puede incluir una pluralidad de canales individuales que poseen valores de datos diferentes.

El receptor 29 incluye un demodulador 57a, 57b que reduce en frecuencia la señal del ancho de banda transmitida 55 hasta una señal de frecuencia intermedia 59a, 59b. Una segunda reducción de frecuencia reduce la señal a una banda base. La señal MDP4 es filtrada 61 y mezclada 63a, 63b después con la secuencia pn de complejo generado localmente 4-3a, 43b que se adapta al conjugado del código de complejo transmitido. Sólo las formas de ondas originales que se ensancharon mediante el mismo código en el transmisor 27 se desensancharán de manera eficaz. Otras aparecerán en forma de ruido en el receptor 29. Los datos 65a, 65b pasan después en un procesador de señal 67 donde la descodificación FEC se realiza en datos codificados en modo convolucional.

Cuando se recibe y se demodula la señal, la señal de la banda base se encuentra al nivel del chip. Los dos componentes I y Q de la señal son desensanchados mediante el uso del conjugado de la secuencia pn usado durante el ensanche, con el retorno de la señal al nivel del símbolo. No obstante, debido al desplazamiento de portadora, la corrupción de fase experimentada durante la transmisión se manifiesta a sí misma por distorsión de las formas de ondas de chip individuales. Si la corrección del desplazamiento de portadora se realiza al nivel del chip, la exactitud global aumenta debido a la resolución inherente de la señal al nivel del chip. La corrección del desplazamiento de portadora puede ser realizado también al nivel del símbolo pero con menos exactitud global. No obstante, como la frecuencia de símbolos es muy inferior a la frecuencia de segmentos, una velocidad de tratamiento global inferior se requiere cuando la corrección se realiza al nivel de símbolos.

Como se muestra en la figura 3A, se puede ver un receptor que usa el sistema 75 y el método de la presente invención. Una señal de espectro ensanchado digital de banda base compleja 77 compuesta de componentes en fase y en fase de cuadratura se introduce y se filtra mediante el uso de un filtro acoplado adaptativo (AMF) 79 u otros medios de filtrado adaptativos. El AMF 79 es un filtro transversal (respuesta al impulso finito) que usa coeficientes de filtro 81 para cubrir replicas retrasadas de la señal recibida 77 las unas con respecto a las otras para proveer una salida de señal filtrada 83 que posee una relación señal/ruido incrementada (SNR). La salida 83 del AMF 79 se acopla a una pluralidad de desenchanchadores de canales 85_{1}, 85_{2}, 85_{n} y a un desenchanchador piloto 87. La señal piloto 89 se desensancha con un desensanchador separado 87 y una secuencia pn 91 contemporánea a los datos transmitidos 77 asignados a canales que son desensanchados 85_{1}, 85_{2}, 85_{n} con secuencias pn 93_{1}, 93_{2}, 93_{n} propias. Después de desensanchar los canales de datos 85_{1}, 85_{2}, 85_{n}, los flujos de bits de datos 95_{1}, 95_{2}, 95_{n} se acoplan a decodificadores Viterbi 97_{1}, 97_{2}, 97_{n} y a salidas 99_{1}, 99_{2}, 99_{n}.

Los coeficientes de filtro 81, o pesos, usados para ajustar el AMF 79 se obtienen por demodulación de los trayectos de propagación multitrayecto individuales. Esta operación se realiza por un receptor de barrido 101. El uso de un receptor de barrido 101 para compensar la distorsión pluridireccional es bien conocida por los expertos en las artes de la comunicación.

Como se muestra en la figura 3B, el receptor de barrido 101 consiste en una combinación paralela de "dedos" demoduladores de trayecto 103_{0}, 103_{1}, 103_{2}, 103_{n} que demodulan un componente multitrayecto particular. El bucle de seguimiento de secuencia piloto de un demodulador particular se inicia por la estimación de temporización de un trayecto tal y como se determina por medio de una secuencia pn 105. En la técnica anterior, se usa una señal piloto para el desensanchado de las señales individuales del barrido. En la presente invención, la secuencia pn 105 puede pertenecer a cualquier canal 93_{1} del sistema de comunicación. Típicamente, se usa el canal con la mayor señal recibida.

Cada demodulador de trayecto incluye un mezclador de complejos 107_{0}, 107_{1}, 107_{2}, 107_{n}, y un sumador y un latch 109_{0}, 109_{1}, 109_{2}, 109_{n}. Para cada elemento de barrido, la secuencia pn 105 se retrasa \tau 111_{1}, 111_{2}, 111_{n} por un chip y mezclada 107_{1}, 107_{2}, 107_{n} con la señal de espectro ensanchado de la banda base 113 asimismo mediante el desensanche de cada señal. Cada producto de multiplicación se introduce en un acumulador 109_{0}, 109_{1}, 109_{2}, 109_{n} donde se añade al producto anterior y se cierra después del siguiente ciclo de reloj-símbolo. El receptor de barrido 101 provee valores de trayectos relativos para cada componente multitrayecto. La pluralidad de salidas de dimensión n 115_{0}, 115_{1}, 115_{2}, 115_{n} proveen estimaciones de la respuesta al impulso de canal muestreado que contienen un error de fase relativo de 0º, 90º, 180º, o bien de 270º.

En referencia de nuevo a la figura 3A, la pluralidad de salidas del receptor de barrido se acoplan con un mezclador de complejo n-dimensional 117. Mezclada con cada salida 115 del receptor de barrido 101, existe una corrección para eliminar el error de fase relativa contenida en la salida de barrido.

Una señal piloto también es una señal compleja MDP4, pero con el componente de cuadratura fijado a cero. La señal de corrección de error 119 de la presente invención deriva del canal desensanchado 95_{1}, en primer lugar a través de la ejecución de una decisión firme 121 en cada uno de los símbolos de señal desensanchada 951. Un procesador de decisión firme 121 determina la posición de constelación MDP4 más próxima al valor de símbolo desensanchado.

Como se muestra en la figura 4, el procesador de distancia Euclídea compara un símbolo recibido p_{o} de canal 1 para los cuatro puntos de constelación QPSK x_{1}, 1, x_{-1,1}, x_{-1,-1}, x_{1,-1}. Es necesario examinar cada símbolo p_{o} recibido debido a la corrupción durante la transmisión 55 por ruido y distorsión, sea multitrayecto o radiofrecuencia. El procesador de decisión firme 121 computa las cuatro distancias d_{1}, d_{2}, d_{3}, d_{4} para cada cuadrante a partir del símbolo recibido p_{o} y elige la distancia más corta d_{2} y asigna esta localización de símbolo x_{-1,1}. Las coordenadas de símbolos originales po son descartadas.

En referencia de nuevo a la figura 3A, después de pasar por cada decisión de símbolos firme 121, se determinan los conjugados complejos 123 para cada salida de símbolos 125. Un conjugado complejo es uno de un par de números complejos con partes reales idénticas y partes imaginarias que difieren sólo en el signo. Como se muestra en la figura 5, un símbolo se demodula o se derrota por determinación en primer lugar del conjugado complejo de las coordenadas de símbolos asignadas x_{-1,-1}, formando la señal de corrección 119 que se utiliza para eliminar el error de fase relativa contenida en la salida de barrido. Así, la salida de barrido es derrotada eficazmente por el ángulo asociado a la decisión firme, para la eliminación del error de fase relativa. Esta operación provee eficazmente un barrido que se realiza por medio de una señal piloto, pero sin referencia de fase absoluta.

En referencia de nuevo a la Figura 3A, la salida 119 del conjugado complejo 123 se acopla a un mezclador n-dimensional complejo 117 donde cada salida del receptor de barrido 101 se mezcla con la señal de corrección 119. Los productos obtenidos 127 son estimaciones de ruido de la respuesta a un impulso de canal pi como se muestra en la figura 6. El error mostrado en la figura 6 se indica por una distancia radial de \pi/6 a partir del eje en fase.

En referencia de nuevo a la figura 3A, las salidas 115 del mezclador de canal n-dimensional complejo 117 se acoplan a un estimador n-dimensional 131. El estimador de canal 131 es una pluralidad de filtros de paso bajo, cada uno destinado a filtrar un componente multitrayecto. Las salidas 81 del estimador n-dimensional 131 se acoplan al AMF 79. Estas salidas 81 actúan en forma de pesos de filtro AMF 79. El AMF 79 filtra la señal de banda base para compensar la distorsión de canal debido al multitrayecto sin necesitar una señal piloto de gran magnitud.

El receptor de barrido 101 se usa conjuntamente con los circuitos de bucle enganchados en fase (PLL) 133 para eliminar el desplazamiento de portadora. El desplazamiento de portadora ocurre por la desadaptación del componente de transmisión/receptor y otra distorsión RF. La presente invención 75 utiliza una señal piloto de bajo nivel 135 que se produce por desensanche 87 del piloto de la señal de banda base 77 con una secuencia pn piloto 91. La señal piloto se acopla a una única entrada PLL 133, mostrada en la figura 7. La salida PLL 133 mide la diferencia de fase entre la señal piloto 135 y una fase de referencia de 0. La señal piloto desensanchada 135 es la señal de error existente acoplada a la PLL 133.

La PLL 133 incluye un analizador de arco tangente 136, un filtro complejo 137, un integrador 139 y un convertidor de número complejo de fase 141. La señal piloto 135 es la entrada de señal de error para la PLL 133 y se acopla en el filtro complejo 137. El filtro complejo 137 incluye dos etapas de ganancia, un integrador 145 y un sumador 147. La salida del filtro complejo 137 se acopla en el integrador 139. La integral de frecuencia es la fase, que es la salida 140 hacia el convertidor 141. La salida de fase 140 se acopla en un convertidor 141 que convierte la señal de fase en una señal compleja para la mezcla 151 con la señal de banda base 77. Como las operaciones anteriores son conmutativas, la salida 149 de la PLL 133 es también el bucle de retroacción dentro del sistema 75.

La señal de corrección 119 del complejo conjugado 123 y la señal de salida 149 de la PLL 133 son cada una acoplada con mezcladores situados al interior del transmisor 181, para corregir la señal antes de la transmisión como se muestra en la figura 8A. El transmisor 181 mostrado en la figura 8A funciona de manera similar al transmisor 27 mostrado en la figura 2, excepto que la señal dispuesta para la transmisión es prerotada antes de la transmisión. En referencia a la figura 8A, los datos 164_{1}, 164_{2}, 164_{3} son codificados usando una codificación de corrección de canal sin retomo (FEC) 35. Los dos datos o símbolos bifásicos modulados 41a, 41b son ensanchados con una secuencia de pseudo-ruido complejo (pn) y las señales ensanchadas 145a y Q 45b obtenidas se mezclan con la señal de corrección 119, incrementadas con la señal portadora 51, y combinadas 53 con otras señales ensanchadas que tienen códigos de ensanche diferentes. La señal obtenida 5 5 es corregida de nuevo mediante el uso de la señal 149 del receptor PLL 133. La señal 56 que ha sido precorregida con respecto a la fase y a la frecuencia es transmitida posteriormente. De esta manera, la presente invención utiliza las señales 119, 149 generadas por el receptor 71 para precorregir la señal transmitida y reducir los errores de fase y de frecuencia en las señales cuando se reciben en la unidad de recepción.

En referencia a la figura 8B, se muestra un transmisor 183 realizado según una forma de realización alternativa de la presente invención. Esta forma de realización similar a la forma de realización mostrada en la figura 8A, excepto para la señal de corrección 119, la cual se mezcla con los datos de la señal de banda base a través de un mezclador 157. De esta manera, los datos de la banda base son precorregidos antes de la codificación y del ensanche. Por supuesto, los expertos en la técnica debería tener en cuenta que se pueden introducir otras fases de tratamiento antes de mezclar la señal de corrección 119 con la señal de datos.

En referencia a la figura 8C, se muestra un transmisor 188 realizado conformemente a otra forma de realización alternativa de la presente invención. En esta forma de realización, la señal de corrección 119 y la señal de desplazamiento de portadora 149 se introducen en un combinador, que combina la señal en una única señal de precorrección, y se mezcla mediante uso del mezclador 169 con la salida del sumador 53 antes de la transmisión.

Finalmente, se debe considerar que la corrección de desplazamiento de portadora y la corrección de prerotación son correcciones separadas. Cada una puede ser utilizada la una independientemente a la otra. Por ejemplo, el sistema puede precorregir sólo un error de desplazamiento de portadora y no puede realizar una prerotación. De forma alternativa, el sistema puede realizar una prerotación pero no puede corregir un error de desplazamiento de portadora.

La descripción mencionada anteriormente sirve para ilustrar y no limitar la forma particular de ninguna manera.

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Referencias citadas en la descripción Esta lista de referencias citada por el solicitante ha sido recopilada exclusivamente para la información del lector. No forma parte del documento de patente europea. La misma ha sido confeccionada con la mayor diligencia; la OEP sin embargo no asume responsabilidad alguna por eventuales errores u omisiones.

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Documentos de patente citados en la descripción

- US 5351016 A [0006]: - US 5794119 A [0006]

Claims

1. Método de reducción de errores de transmisión por un receptor de usuario móvil durante la transmisión de una señal de comunicación de espectro ensanchado digital, comprendiendo las etapas de:

: recepción de una señal de comunicación RF desde un segundo dispositivo de comunicación hacia dicho receptor de usuario móvil;

: análisis de dicha señal de recepción para detectar errores;

: generación de una señal de corrección basada en dicho análisis; y

: corrección de dicha señal de comunicación usando dicha señal de corrección antes de la transmisión de dicha señal de comunicación desde dicho receptor de usuario móvil hacia dicho segundo dispositivo de comunicación, comprendiendo:

: la filtración de dicha señal recibida para generar una señal filtrada usando una señal de ponderación;

: demodulación de dicha señal recibida para generar valores de trayecto relativos a cada componente multitrayecto en dicha señal recibida; y

: mezcla de dichos valores de trayecto con dicha señal de corrección para generar dicha señal de ponderación; y

: donde la etapa de análisis comprende:

: el desensanche de dicha señal filtrada usando una señal piloto:

: la realización de una decisión firme en dicha señal filtrada desensanchada para generar salidas de símbolos; y

: la determinación de los conjugados complejos de dichas salidas de símbolos para generar dicha señal de corrección;

: donde dicha señal de corrección elimina errores de fase relativos contenidos en los valores de trayecto.

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2. Método según la reivindicación 1 donde dichos errores incluyen errores de fase y dicha señal de corrección corrige dichos errores de fase antes de la transmisión de dicha señal de comunicación.

3. Método según la reivindicación 1 donde dichos errores incluyen errores de frecuencia y dicha señal de corrección corrige dichos errores de frecuencia antes de la transmisión de dicha señal de comunicación.

4. Receptor de usuario móvil para transmitir y recibir las señales de comunicación de espectro ensanchado digital comprendiendo un receptor y un transmisor para reducir la transmisión de errores en dicha señal transmitida, el receptor incluyendo:

: una antena para recibir una señal de comunicación a partir de un segundo dispositivo de comunicación;

: un analizador para el análisis de dicha señal recibida para detectar errores y generar una señal de corrección basada en dicho análisis; y

: una unidad de corrección para corregir dicha señal recibida usando dicha señal de corrección; y

: dicho transmisor receptivo de dicha unidad de corrección, para corregir dicha señal transmitida antes de la transmisión a dicho segundo dispositivo de comunicación, comprendiendo:

: un filtro acoplado adaptativo para la filtración de dicha señal recibida para generar una señal filtrada mediante el uso de una señal de ponderación; y

: donde el analizador comprende también:

: al menos un desensanchador para el desensanche de dicha señal filtrada mediante el uso de una señal piloto;

: un procesador para la ejecución de una decisión firme sobre dicha señal filtrada desensanchada y para la generación de salidas de símbolos a partir de éste; y

: un conjugador para determinar los conjugados complejos de dichas salidas de símbolos para generar dicha señal del corrección,

: donde dicha unidad de corrección comprende:

: un receptor de barrido para la demodulación de dicha señal recibida y la generación de valores de trayecto relativos para cada componente multitrayecto de dicha señal recibida; y

: un mezclador para la mezcla de dichos valores de trayecto con dicha señal de corrección para generar dicha señal de ponderación.

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5. Receptor de usuario móvil según la reivindicación 4 donde dichos errores incluyen errores de fase y dicha señal de corrección corrige dichos errores de fase antes de la transmisión de dicha señal de comunicación.

6. Receptor de usuario móvil según la reivindicación 4 donde dichos errores incluyen errores de frecuencia y dicha señal de corrección corrige dichos errores de frecuencia antes de la transmisión de dicha señal de comunicación.