JPH01135209A - ノイズ補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えば回転ヘッド式のビデオテープレコー
ダにおける、ヘッド切換時スイッチングノイズ等のよう
に、一定期間毎にノイズが混入される信号伝送系に使用
されるノイズ補正回路に関する。

（従来の技術） 周知のように、家庭用のビデオテープレコーダにあって
は、高音質化（ハイファイ化）を図るために、音声信号
をＦＭ変調して、映像信号と同様に、複数の回転ヘッド
によるへりカルスキャン方式によりテープに記録し、こ
れを再生することが、−船釣に行なわれている。

このような音声記録再生方式は、音声ヘッドが固定式の
ものに比して、広帯域化を図ることができ、高音質化に
非常に有利になるという利点がある。反面、再生時に複
数の回転ヘッドをテープに選択的に接離させ、スイッチ
で切換えてＦＭ変調された音声信号を取り出すようにし
ているので、音声信号に一定期間毎にヘッド切換時のス
イッチングノイズが混入されるという問題が生じる。

この種のスイッチングノイズを軽減するために、現在で
は、２つの手段が考えられている。まず、第１の手段は
、ノイズ発生直前の音声信号をホールドして、このホー
ルドされた音声信号をノイズ発生期間中出力するように
した、サンプルホールド方式である。

また、第２の手段は、ノイズ発生直前の音声信号をホー
ルドするとともに、ノイズ発生直前の音声信号を微分し
て直線近似用の係数信号を生成し、このホールドされた
音声信号と係数信号とに基づいて、ノイズ発生期間中の
音声信号波形を直線近似するようにした、直線近似方式
である。

この場合、音声信号に混入されるスイッチングノイズは
、ヘッドの切換時に発生されるものであるから、その発
生タイミングは予め知ることができる。このため、ヘッ
ド切換時にＨレベルとなり、それ以外の状態でＬレベル
となる補正パルスを生成し、この補正パルスに基づいて
音声信号のホールドタイミングや係数信号の抽出タイミ
ング等を制御している。。

そして、サンプルホールド方式は、回路構成が簡易で済
むという利点があり、また、直線近似方式は、精度の高
いノイズ補正を行なうことができるという利点があるこ
とから、両方式は共によく使用されている。

第６図は、直線近似方式を用いた従来のノイズ補正回路
を示すものである。１１は入力端子で、図示しない複数
の回転ヘッドをスイッチ切換えして得られる、ＦＭ変調
された音声信号が供給されている。このＦＭ変調された
音声信号には、前述したように、スイッチ切換えに伴っ
て、一定期間毎にスイッチングノイズが混入されている
。

ここで、上記入力端子１１に供給された音声信号は、ス
イッチ回路１２及びコンデンサＣ１ｌを介して、バッフ
ァ回路１３に供給されている。このバッファ回路１３の
出力は、出力端子１４を介して、図示しない音声復調再
生系に供給される。

また、上記入力端子１１に供給された音声信号は、微分
回路１５に供給される。この微分回路１５は、入力され
た音声信号を微分することにより、直線近似用の係数信
号を生成するものである。そして、この微分回路１５か
ら出力された係数信号は、スイッチ回路１６．コンデン
サＣ１２，電圧−電流変換回路１７及びスイッチ回路１
８を介して、上記バッファ回路１３に供給されている。

ここで、上記スイッチ回路１２．　ｌｆｔは、スイッチ
ングノイズの発生期間外である補正パルスのＬレベル期
間にオン状態となり、スイッチングノイズの発生期間中
である補正パルスのＨレベル期間中にオフ状態となるよ
うに制御される。スイッチ回路１８は、スイッチ回路１
２．１８と逆に、補正パルスのＬレベル期間中にオフ状
態となり、補正パルスのＨレベル期間中にオン状態とな
るように制御される。

このような構成によれば、まず、スイッチングノイズの
発生期間外では、入力端子１１に供給された音声信号が
、スイッチ回路１２．コンデンサＣ１１゜バッファ回路
１３及び出力端子１４を介して、そのまま音声復調再生
系に供給されＦＭ復調処理される。

また、スイッチングノイズの発生期間になり、補正パル
スがＬレベルからＨレベルに反転されると、ノイズ発生
直前の音声信号がコンデンサＣ１ｌにホールドされる。

また、ノイズ発生直前に微分回路１５から出力される係
数信号が、コンデンサＣ１２にホールドされる。

そして、コンデンサＣ１２にホールドされた係数信号は
、電圧−電流変換回路１７でそのレベルに対応した電流
に変換され、スイッチ回路１８を介してコンデンサＣ１
１を充放電する。すると、コンデンサＣ１ｌの両端間電
圧は、先にホールドした音声信号のレベルを初期値とし
て、ノイズ発生直前の係数信号で１次積分されることに
なり、ここに、直線近似された信号が生成されて、バッ
ファ回路１３に供給されるようになる。

なお、サンプルホールド方式のノイズ補正回路は、第６
図から微分回路１５．スイッチ回路１６．コー　６　＝ ンデンサＣ１２，電圧−電流変換回路１７及びスイッチ
回路１８を削除することにより構成される。

ここで、上記電圧−電流変換回路１７としては、第７図
に実線で示すように、入力電圧が「０」のとき出力電流
も「０」となるような特性を必要とする。すなわち、無
録音テープを再生する場合を考えると、その再生信号は
第８図（ａ）に示すように、一定期間毎にスイッチング
ノイズが混入されたものとなり、この再生信号に対して
同図（ｂ）に示す補正パルスのＨレベル期間で前述した
直線近似補正を行なうと、理想的特性を有する電圧−電
流変換回路１７を用いた場合、同図（ｃ）に示すように
スイッチングノイズが完全に除去された再生信号を得る
ことができる。

なお、サンプルホールド方式のノイズ補正回路でも、無
録音テープの再生時には、第８図（Ｃ）に示すように、
スッチングノイズの除去された再生信号を得ることがで
きる。

しかしながら、実際には、電圧−電流変換回路１７はオ
フセットを持っているため、その特性は、第７図に点線
Ａ、Ｂで示すようにばらついたものとなっており、この
オフセットが直線近似の補正誤差を招く要因となってい
る。例えば電圧−電流変換回路１７の特性が、第７図の
点線Ａに示すようにばらついた場合、無信号時の動作点
は同図中■で示す位置となり、補正後の出力には、第８
図（ｄ）に示すように三角形状のノイズが含まれるよう
になる。

また、小及び大信号時の動作点は、それぞれ第７図中■
、■で示す位置となり、補正後の出力には、第８図（ｅ
）、（ｆ）に示すように、三角形状のノイズが含まれる
ようになる。このような補正誤差は、信号の振幅が小さ
いほど、信号に対するノイズレベルの比率が大きくなる
ため、聴感上不快音に感じやすくなる。

すなわち、信号の振幅が大きいほど、または信号の周波
数が高いほど、直線近似方式の効果は、サンプルホール
ド方式よりもはるかに大きくなる。

信号の振幅が小さいほど、または信号の周波数が低いほ
ど、直線近似方式とサンプルホールド方式とは聴感上は
とんど差異がなくなり、むしろ直線近似方式の電圧−電
流変換回路１７が持つオフセットのために補正誤差が生
じることを考えると、サンプルホールド方式の方がノイ
ズの少ない音を再生することができると言える。

（発明が解決しようとする問題点） 以上のように、従来のノイズ補正回路では、通常の音声
信号の再生にあっては、直線近似方式が優れているが、
極めて微弱な音声（無信号）や超低音の再生時にあって
は、直線近似方式の電圧−電流変換回路がオフセットを
持つことから、サンプルホールド方式の方が優れている
と言える。

そこで、この発明は上記事情を考慮してなされたもので
、信号のレベルや周波数にかかわらず、常に最適な方式
によるノイズ補正を行なうことができる極めて良好なノ
イズ補正回路を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） すなわち、この発明に係るノイズ補正回路は、−９＝ ノイズの発生直前の信号を該ノイズの発生期間中保持す
る第１の保持手段と、ノイズの発生直前の信号を微分し
て直線近似用の係数信号を生成する微分手段と、この微
分手段から出力される係数信号をノイズの発生期間中保
持する第２の保持手段と、第１の保持手段の出力信号に
第２の保持手段から出力される係数信号を加えてノイズ
補正を行なう加算手段と、第２の保持手段から出力され
る係数信号のレベルを基準レベルと比較する比較手段と
、この比較手段の比較結果に応じて第２の保持手段から
出力される係数信号を加算手段へ供給及び供給遮断する
制御手段とを備えたものである。

（作用） 上記のような構成によれば、第２の保持手段から出力さ
れる係数信号のレベルを基準レベルと比較することによ
り、信号のレベルや周波数等を判別し、その判別結果に
応じて第２の保持手段から出力される係数信号を加算手
段へ供給及び供給遮断するように制御したので、通常の
信号再生時には直線近似方式でノイズ補正を行ない、微
弱な信号や低い周波数の信号再生時にはサンプルホール
ド方式でノイズ補正を行なうように自動切換えすること
ができ、信号のレベルや周波数にかかわらず、常に最適
な方式によるノイズ補正を行なうことができるものであ
る。

（実施例） 以下、この発明の一実施例について図面を参照して詳細
に説明する。第１図において、第６図と同一部分には同
一記号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。すなわち、コンデンサＣ１２にホールドされた
係数信号を絶対値回路１９に供給し、係数信号のレベル
の絶対値をとる。

この絶対値レベルと定電圧源２０の基準電圧レベルとを
レベル比較回路２１で比較し、その比較結果に基づいて
、電圧−電流変換回路１７とスイッチ回路１８との間に
介在されたスイッチ回路２２を、オン。

オフ制御するようにしている。

この場合、絶対値レベルが基準電圧レベルよりも低いと
き、スイッチ回路２２がオフ状態となり、絶対値レベル
が基準電圧レベルよりも高いとき、スイッチ回路２２が
オン状態となるように設定されている。

このような構成によれば、係数信号の絶対値レベルが基
準電圧レベルよりも高いときの通常の音声信号の再生時
には、スイッチ回路２２がオン状態となり、電圧−電流
変換回路１７から出力される電流がコンデンサＣ１ｌの
充放電に供されるようになり、直線近似方式のノイズ補
正が行なわれる。

微弱な音声信号や超低音の音声信号の再生時には、スイ
ッチ回路２２がオフ状態となり、電圧−電流変換回路１
７から出力される電流がコンデンサＣ１ｌの充放電に供
されず、コンデンサＣ１ｌにホールドされたノイズ発生
直前の信号が、そのままバッファ回路１３に供給され、
サンプルホールド方式のノイズ補正が行なわれる。

すなわち、コンデンサＣ１２の端子電圧（係数信号レベ
ル）に対するコンデンサＣ１ｌへの充放電電流の特性は
、第２図に実線で示す理想特性のように、係数信号レベ
ルの「０」付近で充放電電流がコンデンサＣ１ｌと切り
離されて、サンプルホールド方式となり、係数信号レベ
ルのｒＯＪ付近以外で直線近似方式となっている。

ここで、無録音テープを再生する場合を考えると、その
再生信号は第３図（ａ）に示すように、一定期間毎にス
イッチングノイズが混入されたものとなり、この再生信
号に対して同図（ｂ）に示ス補正パルスのＨレベル期間
で、前述したサンプルホールド方式または直線近似方式
の補正が行なわれる。

ここにおいて、係数信号レベルに対する充放電電流の特
性は、電圧−電流変換回路１７のオフセットにより、第
２図に点線Ｃ，Ｄで示すように正負の最大オフセットを
持つことになる。そして、例えば係数信号レベルに対す
る充放電電流の特性が、第２図の点線Ｃに示すようにば
らついた場合、無信号時の動作点は同図中■で示す位置
となり、サンプルホールド方式の補正が行なわれ補正後
の出力は、第３図（Ｃ）に示すようにスイッチングノイ
ズが完全に除去されたものとなる。

また、小信号時の動作点は、第２図中■で示す位置とな
り、サンプルホールド方式のノイズ補正が行なわれ、補
正後の出力には第３図（ｄ）に示すように、三角形状の
ノイズが含まれるようになる。さらに、大信号時の動作
点は、第２図中■で示す位置となり、直線近似方式のノ
イズ補正が行なわれ、補正後の出力には第３図（ｅ）に
示すように、三角形状のノイズが含まれるようになる。

したがって、上記実施例のような構成によれば、係数信
号レベルの大きさから音声信号レベルや周波数の高さを
判別し、通常の音声信号の場合に直線近似方式でノイズ
補正を行ない、微弱な音声信号または超低音の音声信号
の場合にサンプルホールド方式でノイズ補正を行なうよ
うにしたのである。係数信号レベルに対する充放電電流
の特性が正負の最大オフセットを持っても、サンプルホ
ールド方式のノイズ補正を行なう区間が、第２図に示す
特性の原点「０」を含むように設定すれば、信号のレベ
ルや周波数にかかわらず、常に最適な方式によるノイズ
補正を行なうことができる。

上記実施例では、小信号時にサンプルホールド方式のノ
イズ補正が行なわれるため、第８図（ｅ）に示す小信号
波形に含まれるノイズよりも、第３図（ｄ）に示す小信
号波形に含まれるノイズの方が大きくなっている。しか
しながら、小信号波形に含まれるノイズの方が大きくな
っても、無信号時のスイッチングノイズを完全に除去し
た効果の方が、聴感上非常に大きい効果となっている。

なお、大信号時においては、従来と同様に直線近似方式
によるノイズ補正が行なわれる。　　　−次に、第４図
は、この発明の他の実施例を示すもので、電圧−電流変
換回路１７を変化させたものである。上記コンデンサＣ
１２にホールドされた係数信号は、図示しない反転バッ
ファ回路を介して入力端子２３に供給される。そして、
この入力端子２３に印加された電圧レベルが、抵抗Ｒ１
１によって電流に変換される。

この場合、第４図中Ｅ点の電位が、入力端子２８の電位
と定電圧源２４の出力電圧ＶＢとの大小関係によって、 Ｒ１２（ＩＯ２−ＩＯ２）　＋Ｒ１３（ＩＯ４−ＩＢＩ
）だけ変化する。そして、この電圧変化分が、電圧−電
流変換の不感帯となる。

このようにして変換された電流は、その正成分がトラン
ジスタＱｌｌ、　　Ｑ１２よりなるカレントミラー回路
を介して出力端子２５に導かれ、負成分がトランジスタ
Ｑ１８．　Ｑ１４よりなるカレントミラー回路を介して
出力端子２５に導かれる。

そして、第４図に示す電圧−電流変換回路の変換特性は
、第５図に示すようになる。第５図中実線がオフセット
のない場合の特性を示し、同図中点線Ｆ、Ｇがそれぞれ
正負の最大オフセットを有する場合の特性を示している
。

ここで、入力電圧が「０」付近の不感帯の幅（サンプル
ホールド期間）は、およそ上式で与えられるが、回路的
にトランジスタＱ１５．　　Ｑ１８のオン、オフは入力
電圧（係数信号レベル）に応じてソフトに切換わるため
、直線近似方式からサンプルホールド方式への移行は、
第２図に示したものに比してソフトに行なわれ、変換特
性はなだらかなものとなる。

例えば係数信号レベルに対する出力電流の特性が、第５
図の点線Ｆに示すようにばらついた場合、無信号時の動
作点は同図中■で示す位置となり、サンプルホールド方
式の補正が行なわれ補正後の出力は、第３図（Ｃ）に示
すようにスイッチングノイズが完全に除去されたものと
なる。

また、小信号時の動作点は、第５図中■で示す位置とな
り、サンプルホールド方式のノイズ補正が行なわれ、補
正後の出力には第３図（ｄ）に示すように、三角形状の
ノイズが含まれるようになる。大信号時の動作点は、第
５図中■で示す位置となり、直線近似方式のノイズ補正
が行なわれ、補正後の出力には第３図（ｅ）に示すよう
に、三角形状のノイズが含まれるようになる。

したがって、第４図に示すような電圧−電流変換回路を
用いても、上記実施例と略同様な効果を得ることができ
る。特に、小信号時において、電圧−電流変換特性がソ
フトであるため、第３図（ｄ）に示すよりもわずかに直
線近似が働いた波形となり、第１図に示すノイズ補正回
路よりも若干効果的となる。

なお、この発明は上記各実施例に限定されるものではな
く、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実
施することができる。

［発明の効果］ したがって、以上詳述したようにこの発明によれば、信
号のレベルや周波数にかかわらず、常に最適な方式によ
るノイズ補正を行なうことができる極めて良好なノイズ
補正回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るノイズ補正回路の一実施例を示
すブロック回路構成図、第２図及び第３図はそれぞれ同
実施例の動作を説明するための特性図及び波形図、第４
図及び第５図はそれぞれこの発明の他の実施例を示す回
路構成図及びその動作を説明するための波形図、第６図
は従来のノイズ補正回路を示すブロック回路構成図、第
７図及び第８図はそれぞれ同従来のノイズ補正回路の動
作を説明するための特性図及び波形図である。 ＝　１８− ｌｌ・・・入力端子、１２・・・スイッチ回路、１３・
・・バッファ回路、１４・・・出力端子、１５・・・微
分回路、１６・・・スイッチ回路、１７・・・電圧−電
流変換回路、１８・・・スイッチ回路、１９・・・絶対
値回路、２０・・・定電圧源、２１・・・レベル比較回
路、２２・・・スイッチ回路、２３・・・入力端子、２
４・・・定電圧源、２５・・・出力端子。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第４図 第５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　一定期間毎にノイズが混入される信号伝送系に設けら
   れ、前記ノイズの発生期間に該ノイズの補正処理を行な
   うノイズ補正回路において、前記ノイズの発生直前の信
   号を該ノイズの発生期間中保持する第１の保持手段と、
   前記ノイズの発生直前の信号を微分して直線近似用の係
   数信号を生成する微分手段と、この微分手段から出力さ
   れる係数信号を前記ノイズの発生期間中保持する第２の
   保持手段と、前記第１の保持手段の出力信号に前記第２
   の保持手段から出力される係数信号を加えてノイズ補正
   を行なう加算手段と、前記第２の保持手段から出力され
   る係数信号のレベルを基準レベルと比較する比較手段と
   、この比較手段の比較結果に応じて前記第２の保持手段
   から出力される係数信号を前記加算手段へ供給及び供給
   遮断する制御手段とを具備してなることを特徴とするノ
   イズ補正回路。