JPH0116392B2 - - Google Patents
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- JPH0116392B2 JPH0116392B2 JP12143982A JP12143982A JPH0116392B2 JP H0116392 B2 JPH0116392 B2 JP H0116392B2 JP 12143982 A JP12143982 A JP 12143982A JP 12143982 A JP12143982 A JP 12143982A JP H0116392 B2 JPH0116392 B2 JP H0116392B2
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- signal
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- circuit
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- 230000015654 memory Effects 0.000 claims description 22
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 9
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 6
- SAZUGELZHZOXHB-UHFFFAOYSA-N acecarbromal Chemical compound CCC(Br)(CC)C(=O)NC(=O)NC(C)=O SAZUGELZHZOXHB-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
- G01S15/06—Systems determining the position data of a target
- G01S15/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、例えば、広範囲方向を探知する水
中探知装置において、各々の方向に指向性を有す
る受波ビームを形成する装置に関するもので、特
に、指向性受波ビームを高速度で各々の方向に変
化させる装置に関する。
中探知装置において、各々の方向に指向性を有す
る受波ビームを形成する装置に関するもので、特
に、指向性受波ビームを高速度で各々の方向に変
化させる装置に関する。
指向性受波ビームを形成する装置として、一般
には位相合成を行なう装置が多く用いられてる。
すなわち、同一平面上に多数の振動子を配列し
て、各振動子の位相関係を調整して特定方向に指
向性受波ビームを形成する。例えば、第１図に示
すように、平面Ｆ上に多数の振動子Z1乃至Znの
受波信号をそれぞれの移相器S1乃至Snにおいて
移相させる。そして、各移相器S1乃至Snの移相
量を 2π／λ（ｎ−１）ｄ Sinθ ｎ＝１、２、３、………ｎ になるように設定して、移相後の信号を加算回路
Ａで加算すると、θ方向に指向特性を形成するこ
とができる。
には位相合成を行なう装置が多く用いられてる。
すなわち、同一平面上に多数の振動子を配列し
て、各振動子の位相関係を調整して特定方向に指
向性受波ビームを形成する。例えば、第１図に示
すように、平面Ｆ上に多数の振動子Z1乃至Znの
受波信号をそれぞれの移相器S1乃至Snにおいて
移相させる。そして、各移相器S1乃至Snの移相
量を 2π／λ（ｎ−１）ｄ Sinθ ｎ＝１、２、３、………ｎ になるように設定して、移相後の信号を加算回路
Ａで加算すると、θ方向に指向特性を形成するこ
とができる。
上記において、指向方向θを変化させるために
は移相器S1乃至Snの移相時間を変化させればよ
い。ところで、指向方向θを広範囲に変化させる
ためには移相器S1乃至Snの移相時間を大きく変
化させなければならない。通常の移相器において
は、移相時間をこのように大きく変化させること
は不可能である。そこで、従来は、指向方向θを
変化させる場合、第２図に示すように、移相器S1
乃至Snとは別に移相器S1′乃至Sn′をもうけて加算
回路A′の出力がθ方向に指向特性が形成される
ように移相器S1′乃至Sn′の移相時間を設定する。
したがつて、この構成においては、それぞれの指
向方向毎にそれぞれの指向方向に固有の移相器を
用意しなければならないから、一定角度毎に広範
囲方向に変化させるためには非常に多数の移相器
を必要とする。そのため、装置が極めて大型にな
り、かつ、高価になる欠点がある。
は移相器S1乃至Snの移相時間を変化させればよ
い。ところで、指向方向θを広範囲に変化させる
ためには移相器S1乃至Snの移相時間を大きく変
化させなければならない。通常の移相器において
は、移相時間をこのように大きく変化させること
は不可能である。そこで、従来は、指向方向θを
変化させる場合、第２図に示すように、移相器S1
乃至Snとは別に移相器S1′乃至Sn′をもうけて加算
回路A′の出力がθ方向に指向特性が形成される
ように移相器S1′乃至Sn′の移相時間を設定する。
したがつて、この構成においては、それぞれの指
向方向毎にそれぞれの指向方向に固有の移相器を
用意しなければならないから、一定角度毎に広範
囲方向に変化させるためには非常に多数の移相器
を必要とする。そのため、装置が極めて大型にな
り、かつ、高価になる欠点がある。
この発明は、上記のように多数の移相器を用い
ることなく、受波ビームの指向方向を極めて簡単
な構成で広範囲方向に連続的にかつ高速に変化さ
せ得る装置を提供する。
ることなく、受波ビームの指向方向を極めて簡単
な構成で広範囲方向に連続的にかつ高速に変化さ
せ得る装置を提供する。
以下この発明の実施例について説明する。
第３図はこの発明の原理を説明するための図を
示し、同図において、Z1乃至Znは第１図と同様
に配列された振動子を示す。振動子Z1乃至Znの
各受波信号は各々のプリアンプP1乃至Pnで増幅
された後、混合回路M1乃至Mnの各々は信号発生
器SGから混合回路M1乃至Mnの各々に対応して
送出される局発信号と振動子Z1乃至Znの受波信
号とを混合する。そして、混合回路M1乃至Mnの
混合出力は加算回路Σへ導かれて加算される。加
算回路Σの出力はフイルター回路FFへ導かれて
特定の周波成分が抽出される。
示し、同図において、Z1乃至Znは第１図と同様
に配列された振動子を示す。振動子Z1乃至Znの
各受波信号は各々のプリアンプP1乃至Pnで増幅
された後、混合回路M1乃至Mnの各々は信号発生
器SGから混合回路M1乃至Mnの各々に対応して
送出される局発信号と振動子Z1乃至Znの受波信
号とを混合する。そして、混合回路M1乃至Mnの
混合出力は加算回路Σへ導かれて加算される。加
算回路Σの出力はフイルター回路FFへ導かれて
特定の周波成分が抽出される。
上記において、ｉ番目の振動子を
Si（ｔ）＝Ei Sin（ωt＋Ai） ……(1)
又、混合回路Miにおいてこの受波信号と混合
される局発信号を Ui（ｔ）＝Vi Sin（ωct＋Bi） ……(2) とすると、このときの混合出力は Ci（ｔ）＝Si（ｔ）・Ui（ｔ） ＝Ei Sin（ωt＋Ai） ×Vi Sin（ωct＋Bi） ＝１／２Ei Vi｛Cos［（ω−ωc）ｔ ＋（Ai−Bi）］−Cos［（ω＋ωc）ｔ ＋（Ai＋Bi）］｝ ……(3) (3)式から明らかなように、混合信号Ci（ｔ）は
受信信号Si（ｔ）と局発信号Ui（ｔ）との差周波
と和周波の成分で構成されている。加算回路Σは
混合回路M1乃至Mn毎に(3)式で表わされる混合出
力の加算出力を送出するから、フイルター回路
FFにおいて、混合出力の差周波成分が抽出され
るものとすると、フイルター回路FFの出力は CT（ｔ）＝o 〓 〓i=1 １／２Ei Vi Cos｛（ω−ωc）ｔ＋（Ai＋Bi）｝…
…(4) で表される。
される局発信号を Ui（ｔ）＝Vi Sin（ωct＋Bi） ……(2) とすると、このときの混合出力は Ci（ｔ）＝Si（ｔ）・Ui（ｔ） ＝Ei Sin（ωt＋Ai） ×Vi Sin（ωct＋Bi） ＝１／２Ei Vi｛Cos［（ω−ωc）ｔ ＋（Ai−Bi）］−Cos［（ω＋ωc）ｔ ＋（Ai＋Bi）］｝ ……(3) (3)式から明らかなように、混合信号Ci（ｔ）は
受信信号Si（ｔ）と局発信号Ui（ｔ）との差周波
と和周波の成分で構成されている。加算回路Σは
混合回路M1乃至Mn毎に(3)式で表わされる混合出
力の加算出力を送出するから、フイルター回路
FFにおいて、混合出力の差周波成分が抽出され
るものとすると、フイルター回路FFの出力は CT（ｔ）＝o 〓 〓i=1 １／２Ei Vi Cos｛（ω−ωc）ｔ＋（Ai＋Bi）｝…
…(4) で表される。
(4)式において、
Ai＝Bi ……(5)
のとき、混合回路M1乃至Mnの各出力が同相にな
り、フイルター出力Ctが最大になる。従つて、
このときのフイルター出力Ctはｉ番目の振動子Zi
の受波信号が１番目の振動子に対して位相差Ai
を生じる方向θに指向性が形成されたことを示
す。すなわち、(2)式の局発信号の位相差BiとAi
に設定することによりθ方向に指向性受波ビーム
を形成することができ、かつ、位相差Biを変化
させることにより指向方向θを変化させることが
できる。
り、フイルター出力Ctが最大になる。従つて、
このときのフイルター出力Ctはｉ番目の振動子Zi
の受波信号が１番目の振動子に対して位相差Ai
を生じる方向θに指向性が形成されたことを示
す。すなわち、(2)式の局発信号の位相差BiとAi
に設定することによりθ方向に指向性受波ビーム
を形成することができ、かつ、位相差Biを変化
させることにより指向方向θを変化させることが
できる。
第３図において、振動Zi乃至Znの配列間隔を
ｄ、受波信号の波長をλとすると、(1)式におい
て、 Ai＝2π／λ（ｉ−１）ｄ Sinθ ……(6) 従つて、θ方向に指向性を形成するための局発
信号Ui（ｔ）は(6)式を(2)式に代入することにより Ui（ｔ）＝Vi Sin｛ωct ＋2π／λ（ｉ−１）ｄ Sinθ｝ ……(7) (7)式から明らかなように、局発信号Ui（ｔ）に
おいて位相項のθを変化させることにより受波信
号の指向特性θを変化させることができる。
ｄ、受波信号の波長をλとすると、(1)式におい
て、 Ai＝2π／λ（ｉ−１）ｄ Sinθ ……(6) 従つて、θ方向に指向性を形成するための局発
信号Ui（ｔ）は(6)式を(2)式に代入することにより Ui（ｔ）＝Vi Sin｛ωct ＋2π／λ（ｉ−１）ｄ Sinθ｝ ……(7) (7)式から明らかなように、局発信号Ui（ｔ）に
おいて位相項のθを変化させることにより受波信
号の指向特性θを変化させることができる。
今、受波信号の指向方向θをTs時間にθsまで
変化させるものとすると、 θ＝θs／Tsｔ ……(8) 但し、０≦ｔ≦Ts で表わされる。従つて(8)式を(7)式に代入すると、 Ui(t)＝Vi Sin｛ωct＋2π／λ(i-1)ｄ Sin（θs／Tsｔ
）｝＝Vi Sin2π｛fc＋(i-1)ABSin Bt／Bt｝ｔ……(9) と与えられる。但し、 ωc＝2πfc、Ａ＝ｄ／λ、Ｂ＝θs／Ts、 を表わす。(9)式において、 Fci＝fc＋（ｉ−１）ABSin Bt／Bt ……(10) は局発信号Ui（ｔ）の周波数項を示し、指向方向
θをTs時間に０からθsまで変化させるとき、局
発信号Ui（ｔ）の周波数Fciが(10)式に従つて変化
する。逆に言えば、局発信号Ui（ｔ）の周波数
Fciを(10)式に従つて変化させると第３図において
フイルターFFの出力として与えられる受波信号
の指向方向を任意に変化させることができる。
変化させるものとすると、 θ＝θs／Tsｔ ……(8) 但し、０≦ｔ≦Ts で表わされる。従つて(8)式を(7)式に代入すると、 Ui(t)＝Vi Sin｛ωct＋2π／λ(i-1)ｄ Sin（θs／Tsｔ
）｝＝Vi Sin2π｛fc＋(i-1)ABSin Bt／Bt｝ｔ……(9) と与えられる。但し、 ωc＝2πfc、Ａ＝ｄ／λ、Ｂ＝θs／Ts、 を表わす。(9)式において、 Fci＝fc＋（ｉ−１）ABSin Bt／Bt ……(10) は局発信号Ui（ｔ）の周波数項を示し、指向方向
θをTs時間に０からθsまで変化させるとき、局
発信号Ui（ｔ）の周波数Fciが(10)式に従つて変化
する。逆に言えば、局発信号Ui（ｔ）の周波数
Fciを(10)式に従つて変化させると第３図において
フイルターFFの出力として与えられる受波信号
の指向方向を任意に変化させることができる。
この発明は、上記にもとづいて第３図の信号発
生器SGから混合回路M1乃至Mnに導かれる局発
信号Ui（ｔ）の周波数を(10)式にしたがつて変化さ
せることによりフイルター回路FFから送出され
る受波信号の指向方向θを０からθsまで変化させ
ることを目的とする。
生器SGから混合回路M1乃至Mnに導かれる局発
信号Ui（ｔ）の周波数を(10)式にしたがつて変化さ
せることによりフイルター回路FFから送出され
る受波信号の指向方向θを０からθsまで変化させ
ることを目的とする。
(10)式において
ｔ＝０
のとき
Sin Bt／Bt＝１
であるから
Fci＝fc
又、(9)式において
ｔ＝０
のとき
Ui（ｔ）＝０
したがつて、ｔ＝０、すなわち、指向方向θが
θ＝０
のとき、混合回路M1乃至Mnに導かれる局発信号
はそれぞれの周波数がfcで位相が同相であること
を示す。そして、指向方向がθまで変化すると
き、それぞれの局発信号の周波数が(10)式にしたが
つて変化する。
はそれぞれの周波数がfcで位相が同相であること
を示す。そして、指向方向がθまで変化すると
き、それぞれの局発信号の周波数が(10)式にしたが
つて変化する。
第４図は、上記のように周波数ならびに位相が
規制される局発信号を生成する一例を示す。
規制される局発信号を生成する一例を示す。
第４図において、クロツクパルス源１から送出
されるクロツクパルスは分周回路２で周波数が1/
２に分周された後カウンター３へ送出される。カ
ウンター３はこのクロツクパルスを計数してその
計数値を読出専用メモリへ送出する。
されるクロツクパルスは分周回路２で周波数が1/
２に分周された後カウンター３へ送出される。カ
ウンター３はこのクロツクパルスを計数してその
計数値を読出専用メモリへ送出する。
読出専用メモリ４は、すくなくともカウンター
３の計数容量に対応した記憶番地を有し、カウン
ター３の記憶データーが低レベルあるいは高レベ
ルいずれかの１ビツト出力で送出される。読出専
用メモリ４のこの記憶出力はラツチ回路５でラツ
チされた後出力信号として送出される。ラツチ回
路５はクロツクパルス源１のパルス列を用いて読
出専用メモリ４の記憶出力をラツチする。
３の計数容量に対応した記憶番地を有し、カウン
ター３の記憶データーが低レベルあるいは高レベ
ルいずれかの１ビツト出力で送出される。読出専
用メモリ４のこの記憶出力はラツチ回路５でラツ
チされた後出力信号として送出される。ラツチ回
路５はクロツクパルス源１のパルス列を用いて読
出専用メモリ４の記憶出力をラツチする。
したがつて、クロツクパルス源１から第５図ａ
に示すクロツクパルスが送出されるとき、カウン
ター３は1/2分周波ｂによつて計数動作を行い、
その計数値変化に対応してラツチ回路５からは第
５図ｃに示すような低レベルと高レベルの矩形波
出力が送出される。この矩形波ｃのくり返し周期
並びに位相は、上記から明らかなように、読出専
用メモリ４の各記憶番地の記憶データーを適宜書
込むことにより任意に設定できる。たとえば、カ
ウンター３の計数値が時刻 ｔ＝０ から ｔ＝Ts まで変化するとき、位相が(9)式に一致し、かつく
り返し周波数が(10)式に一致して変化する矩形波列
を得ることができる。なお、(9)式で表される局発
信号は、正確には、第５図ｃの矩形波列の基本成
分に一致するものである。したがつて、矩形波列
ｃを局発信号として用いる場合は、矩形波列ｃと
振動子Ziの受波信号Si（ｔ）とを混合した後、そ
の混合信号のうちから矩形波列ｃの基本波列ｃに
対する混合成分を抽出するようにフイルターFF
を動作させればよい。
に示すクロツクパルスが送出されるとき、カウン
ター３は1/2分周波ｂによつて計数動作を行い、
その計数値変化に対応してラツチ回路５からは第
５図ｃに示すような低レベルと高レベルの矩形波
出力が送出される。この矩形波ｃのくり返し周期
並びに位相は、上記から明らかなように、読出専
用メモリ４の各記憶番地の記憶データーを適宜書
込むことにより任意に設定できる。たとえば、カ
ウンター３の計数値が時刻 ｔ＝０ から ｔ＝Ts まで変化するとき、位相が(9)式に一致し、かつく
り返し周波数が(10)式に一致して変化する矩形波列
を得ることができる。なお、(9)式で表される局発
信号は、正確には、第５図ｃの矩形波列の基本成
分に一致するものである。したがつて、矩形波列
ｃを局発信号として用いる場合は、矩形波列ｃと
振動子Ziの受波信号Si（ｔ）とを混合した後、そ
の混合信号のうちから矩形波列ｃの基本波列ｃに
対する混合成分を抽出するようにフイルターFF
を動作させればよい。
第６図は、上記に基いて平面上に配列された７
個の振動子Z1乃至Z7を用いて受波ビームの指向方
向を−θから＋θまで変化させる具体例を示す。
個の振動子Z1乃至Z7を用いて受波ビームの指向方
向を−θから＋θまで変化させる具体例を示す。
第６図において、振動子Z1乃至Z7の配列間隔を
ｄとしてθ方向の受波信号を受波するものとす
る。今、振動子Z4の受波信号を U4（ｔ）＝Ｅ Sin2πft とすると、振動子Z1乃至Z7の各受波信号U1（ｔ）
乃至U7（ｔ）は次のごとく表される。
ｄとしてθ方向の受波信号を受波するものとす
る。今、振動子Z4の受波信号を U4（ｔ）＝Ｅ Sin2πft とすると、振動子Z1乃至Z7の各受波信号U1（ｔ）
乃至U7（ｔ）は次のごとく表される。
S1（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋6πd／λSinθ）
S2（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋4πd／λSinθ）
S3（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋2πd／λSinθ）
S4（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft）
S5（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−2πd／λSinθ）
S6（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−4πd／λSinθ）
S7（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−6πd／λSinθ） ……(11)
そして、第７図に示すように、受波方向θを−
Ts時からTs時までの2Ts時間に−θsからθsまで
変化させるものとすると、受波方向θは時間Ｔの
関数として、 θ＝θs／Tsｔ（−Ts≦ｔ≦Ts） ……(12) で表される。したがつて、(12)式を(11)式に代入する
と、 S1（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋6πd／λSinθθs／Tsｔ） S2（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋4πd／λSinθθs／Tsｔ） S3（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋2πd／λSinθθs／Tsｔ） S4（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft） S5（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−2πd／λSinθθs／Tsｔ） S6（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−4πd／λSinθθs／Tsｔ） S7（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−6πd／λSinθθs／Tsｔ） ……(11)′ 他方、混合回路M1乃至M7において上記受波信
号の各々と混合される局発信号を U1（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ1） U2（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ2） U3（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ3） U4（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ4） U5（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ5） U6（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ6） U7（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ7） ……（13） と表すものとすると、前記説明したように、局発
信号U1（ｔ）乃至U7（ｔ）のそれぞれの位相φ1乃
至φ7をそれぞれの受波信号S1乃至S7の位相に一
致させることにより、受波信号の指向方向を−θs
から＋θsまで変化させることができる。したがつ
て、（13）式は U1（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋6πd／λSinθs／Tsｔ） U2（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋4πd／λSinθs／Tsｔ） U3（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋2πd／λSinθs／Tsｔ） U4（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct） U5（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct−2πd／λSinθs／Tsｔ） U6（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct−4πd／λSinθs／Tsｔ） U7（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct−6πd／λSinθs／Tsｔ） ……（13）′ （13）′式において、 ｄ／λ＝Ａ θs／Ts＝Ｂ とおくと、（13）′は次のように変形される。
Ts時からTs時までの2Ts時間に−θsからθsまで
変化させるものとすると、受波方向θは時間Ｔの
関数として、 θ＝θs／Tsｔ（−Ts≦ｔ≦Ts） ……(12) で表される。したがつて、(12)式を(11)式に代入する
と、 S1（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋6πd／λSinθθs／Tsｔ） S2（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋4πd／λSinθθs／Tsｔ） S3（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft＋2πd／λSinθθs／Tsｔ） S4（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft） S5（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−2πd／λSinθθs／Tsｔ） S6（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−4πd／λSinθθs／Tsｔ） S7（ｔ）＝Ｅ Sin（2πft−6πd／λSinθθs／Tsｔ） ……(11)′ 他方、混合回路M1乃至M7において上記受波信
号の各々と混合される局発信号を U1（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ1） U2（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ2） U3（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ3） U4（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ4） U5（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ5） U6（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ6） U7（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋φ7） ……（13） と表すものとすると、前記説明したように、局発
信号U1（ｔ）乃至U7（ｔ）のそれぞれの位相φ1乃
至φ7をそれぞれの受波信号S1乃至S7の位相に一
致させることにより、受波信号の指向方向を−θs
から＋θsまで変化させることができる。したがつ
て、（13）式は U1（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋6πd／λSinθs／Tsｔ） U2（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋4πd／λSinθs／Tsｔ） U3（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct＋2πd／λSinθs／Tsｔ） U4（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct） U5（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct−2πd／λSinθs／Tsｔ） U6（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct−4πd／λSinθs／Tsｔ） U7（ｔ）＝Ｖ・Sin（2πfct−6πd／λSinθs／Tsｔ） ……（13）′ （13）′式において、 ｄ／λ＝Ａ θs／Ts＝Ｂ とおくと、（13）′は次のように変形される。
U1（ｔ）＝Ｖ・Sin 2π（fc＋3ABSin Bt／Bt）ｔ
U2（ｔ）＝Ｖ・Sin 2π（fc＋2ABSin Bt／Bt）ｔ
U3（ｔ）＝Ｖ・Sin 2π（fc＋ABSin Bt／Bt）ｔ
U4（ｔ）＝Ｖ・Sin 2πfc・ｔ
U5（ｔ）＝Ｖ・Sin 2π（fc−ABSin Bt／Bt）ｔ
U6（ｔ）＝Ｖ・Sin 2π（fc−2ABSin Bt／Bt）ｔ
U7（ｔ）＝Ｖ・Sin 2π（fc−3ABSin Bt／Bt）ｔ
……（14）
したがつて、混合回路M1乃至M7に導かれる局
発信号は、前記説明からあきらかなように、時刻
ｔ＝０、すなわち、受波信号の指向方向が振動子
配列面に対して正面方向に一致するとき各々の局
発信号の位相が一致し、 −Ts≦ｔ≦Ts において、局発信号の各々の周波数Fc1乃至Fc7
が Fc1＝fc＋3ABSin Bt／Bt Fc2＝fc＋2ABSin Bt／Bt Fc3＝fc＋ABSin Bt／Bt Fc4＝fc Fc5＝fc−ABSin Bt／Bt Fc6＝fc−2ABSin Bt／Bt Fc7＝fc−3ABSin Bt／Bt ……（15） になるようにすればよい。たとえば、 fc＝50×103Hz ｄ＝λ／２、θs＝π／４、Ts＝１ｍsec とすると、 Ａ＝ｄ／λ＝１／２ Ｂ＝θs／Ts＝π／４×103 であるから、時刻ｔ＝−Tsのとき ［Fc1］t=-Ts＝50×103＋1060［Hz］ 又、時刻ｔ＝０のとき、 Sin Bt／Bt＝１ であるから、 ［Fc1］t=0＝50×103＋1178［Hz］ 又、時刻ｔ＝Tsのとき ［Fc1］t=Ts＝50×103＋1060［Hz］ 従つて、２ｍsecに指向方向を−45度から＋45
度まで変化させるとき、混合回路M1に導かれる
局発信号は、その周波数Fc1が基準周波数fcに対
して1060Hzだけ高い周波数から1178Hzだけ高い周
波数まで変化し、その後1060Hzだけ高い周波数ま
で復帰するごとく変化する。この周波数変化は第
８図の曲線R1のごとく表わされる。又、他の曲
線R2乃至R7は他の局発信号の周波数Fc2乃至Fc7
の変化を表わす。
発信号は、前記説明からあきらかなように、時刻
ｔ＝０、すなわち、受波信号の指向方向が振動子
配列面に対して正面方向に一致するとき各々の局
発信号の位相が一致し、 −Ts≦ｔ≦Ts において、局発信号の各々の周波数Fc1乃至Fc7
が Fc1＝fc＋3ABSin Bt／Bt Fc2＝fc＋2ABSin Bt／Bt Fc3＝fc＋ABSin Bt／Bt Fc4＝fc Fc5＝fc−ABSin Bt／Bt Fc6＝fc−2ABSin Bt／Bt Fc7＝fc−3ABSin Bt／Bt ……（15） になるようにすればよい。たとえば、 fc＝50×103Hz ｄ＝λ／２、θs＝π／４、Ts＝１ｍsec とすると、 Ａ＝ｄ／λ＝１／２ Ｂ＝θs／Ts＝π／４×103 であるから、時刻ｔ＝−Tsのとき ［Fc1］t=-Ts＝50×103＋1060［Hz］ 又、時刻ｔ＝０のとき、 Sin Bt／Bt＝１ であるから、 ［Fc1］t=0＝50×103＋1178［Hz］ 又、時刻ｔ＝Tsのとき ［Fc1］t=Ts＝50×103＋1060［Hz］ 従つて、２ｍsecに指向方向を−45度から＋45
度まで変化させるとき、混合回路M1に導かれる
局発信号は、その周波数Fc1が基準周波数fcに対
して1060Hzだけ高い周波数から1178Hzだけ高い周
波数まで変化し、その後1060Hzだけ高い周波数ま
で復帰するごとく変化する。この周波数変化は第
８図の曲線R1のごとく表わされる。又、他の曲
線R2乃至R7は他の局発信号の周波数Fc2乃至Fc7
の変化を表わす。
第６図の読出し専用メモリ４′は、上記局発信
信号の各周波数Fc1乃至Fc7にくり返し周波数が
一致する矩形波列を送出する。読出し専用メモリ
４′は、第４図の読出し専用メモリ４が７組内蔵
され、出力端01乃至07はカウンター３によつて指
定される記憶番地の記憶データーがそれぞれ独立
して読出される。
信号の各周波数Fc1乃至Fc7にくり返し周波数が
一致する矩形波列を送出する。読出し専用メモリ
４′は、第４図の読出し専用メモリ４が７組内蔵
され、出力端01乃至07はカウンター３によつて指
定される記憶番地の記憶データーがそれぞれ独立
して読出される。
カウンター３は第４図と同様に1/2分周器２の
出力パルスを計数し、その計数値によつて読出し
専用メモリ４′の記憶番地が指定される。従つて、
分周回路２からカウンター３へ送出されるパルス
列は、読出し専用メモリ４′の記憶データーの読
出しによつて生成される矩形波列の周期に比して
十分小さく設定されている。例えば、局発信号と
して用いる矩形波列のくり返し周波数を50KHzと
すると、その周期は20μsecであるから、カウンタ
ー３の計数パルスは0.5μsec程度に周期を設定す
る。このように設定すると、矩形波列の周期を１
波長の1/40の精度で記憶することができる。又、
0.5μsecのクロツクで２ｍsec計数するとき、カウ
ンター３の計数値は4000まで変化するから、読出
し専用メモリ４′は各々のデーター出力01乃至07
に対して4000の記憶番地を有するものが用いられ
る。
出力パルスを計数し、その計数値によつて読出し
専用メモリ４′の記憶番地が指定される。従つて、
分周回路２からカウンター３へ送出されるパルス
列は、読出し専用メモリ４′の記憶データーの読
出しによつて生成される矩形波列の周期に比して
十分小さく設定されている。例えば、局発信号と
して用いる矩形波列のくり返し周波数を50KHzと
すると、その周期は20μsecであるから、カウンタ
ー３の計数パルスは0.5μsec程度に周期を設定す
る。このように設定すると、矩形波列の周期を１
波長の1/40の精度で記憶することができる。又、
0.5μsecのクロツクで２ｍsec計数するとき、カウ
ンター３の計数値は4000まで変化するから、読出
し専用メモリ４′は各々のデーター出力01乃至07
に対して4000の記憶番地を有するものが用いられ
る。
読出し専用メモリ４′の記憶データーの読出し
によつて出力端01乃至07の各々から送出される矩
形波列は混合回路M1乃至M7においてそれぞれの
受波信号と合成され、加算器Σで加算された後、
フイルター回路FFによつて第３図と同様にして
特定周波の周波成分が抽出される。従つてカウン
ター３の計数値が一通り変化したとき、フイルタ
ーFFからは−θsからθsまでの各方向の受波信号
が順に送出される。そして、カウンター３は上記
のように２ｍsecという極めて短時間に計数動作
を行なうから、上記受波信号の方向変化もこの短
時間内に行われる。したがつて、フイルターFF
から出される各方向の受波信号はほぼ等距離線上
の受波信号が時分割的に送出されることになる。
したがつて、カウンター３が計数動作をくり返し
行う時、フイルター回路FFからは等距離線上の
各方向の受波信号が各々の距離毎に送出される。
なお、読出し専用メモリ４′の各出力端01乃07か
ら送出さける記憶データーはそれぞれのラツチ回
路５1乃至５7によつてラツチされた後各々の混合
回路M1乃至M7へ送出される。フイルター回路
FFから時系列的に送出される各方向の受波信号
は、ビデオ増幅器６によつてそれぞれ増幅された
後ブラウン管表示管７の輝度端子に導かれる。ブ
ラウン管表示器７はその偏向コイル８に掃引回路
９から掃引波が導かれることにより、扇形ラスが
形成される。掃引回路９の掃引動作はカウンター
３の計数動作に連動して行なわれる。すなわち、
送信器９は周期的に広範囲方向に送波器１１から
超音波パルスを送波させると同時に、カウンター
３と掃引回路９をセツトして、受波信号の指向方
向とブラウン管表示器７の掃引方向とを一致させ
る。なお、送波器１１は振動子Z1乃至Z7を送受波
に兼用してもよい。
によつて出力端01乃至07の各々から送出される矩
形波列は混合回路M1乃至M7においてそれぞれの
受波信号と合成され、加算器Σで加算された後、
フイルター回路FFによつて第３図と同様にして
特定周波の周波成分が抽出される。従つてカウン
ター３の計数値が一通り変化したとき、フイルタ
ーFFからは−θsからθsまでの各方向の受波信号
が順に送出される。そして、カウンター３は上記
のように２ｍsecという極めて短時間に計数動作
を行なうから、上記受波信号の方向変化もこの短
時間内に行われる。したがつて、フイルターFF
から出される各方向の受波信号はほぼ等距離線上
の受波信号が時分割的に送出されることになる。
したがつて、カウンター３が計数動作をくり返し
行う時、フイルター回路FFからは等距離線上の
各方向の受波信号が各々の距離毎に送出される。
なお、読出し専用メモリ４′の各出力端01乃07か
ら送出さける記憶データーはそれぞれのラツチ回
路５1乃至５7によつてラツチされた後各々の混合
回路M1乃至M7へ送出される。フイルター回路
FFから時系列的に送出される各方向の受波信号
は、ビデオ増幅器６によつてそれぞれ増幅された
後ブラウン管表示管７の輝度端子に導かれる。ブ
ラウン管表示器７はその偏向コイル８に掃引回路
９から掃引波が導かれることにより、扇形ラスが
形成される。掃引回路９の掃引動作はカウンター
３の計数動作に連動して行なわれる。すなわち、
送信器９は周期的に広範囲方向に送波器１１から
超音波パルスを送波させると同時に、カウンター
３と掃引回路９をセツトして、受波信号の指向方
向とブラウン管表示器７の掃引方向とを一致させ
る。なお、送波器１１は振動子Z1乃至Z7を送受波
に兼用してもよい。
以上説明のようにこの発明は、受波信号と混合
する周波信号（矩形波列）を生成するに当たり、
該周波信号の各位相毎の振幅データを該位相の
各々に対応する記憶番地を有する記憶回路に記憶
させて、該記憶回路の上記データを読み出すこと
により生成するようになされている。そして、こ
の周波信号（矩形波列）と受波信号とを混合する
ことにより受波信号を等価的に移相させたのと同
じ効果を得るものである。したがつて、従来のよ
うに非常に多数の移相器を用いることなく所望方
向の受波ビームを形成することができる。又、記
憶回路４′は高密度の集積回路が市販されている
から、回路構成を従来装置に比して非常に小型
化、軽量化することができ、又、価格的にも十分
安価にすることができる。
する周波信号（矩形波列）を生成するに当たり、
該周波信号の各位相毎の振幅データを該位相の
各々に対応する記憶番地を有する記憶回路に記憶
させて、該記憶回路の上記データを読み出すこと
により生成するようになされている。そして、こ
の周波信号（矩形波列）と受波信号とを混合する
ことにより受波信号を等価的に移相させたのと同
じ効果を得るものである。したがつて、従来のよ
うに非常に多数の移相器を用いることなく所望方
向の受波ビームを形成することができる。又、記
憶回路４′は高密度の集積回路が市販されている
から、回路構成を従来装置に比して非常に小型
化、軽量化することができ、又、価格的にも十分
安価にすることができる。
第１図および第２図は従来装置を説明するため
の図、第３図はこの発明の実施例を示し、第４図
はその信号発生器の具体例、第５図はその動作を
説明するための波形図、第６図は第３図をさらに
具体化した実施例、第７図および第８図はその動
作を説明するための図を示す。
の図、第３図はこの発明の実施例を示し、第４図
はその信号発生器の具体例、第５図はその動作を
説明するための波形図、第６図は第３図をさらに
具体化した実施例、第７図および第８図はその動
作を説明するための図を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも第１、第２の超音波振動子が配列
され、該第１、第２の超音波振動子の各受波信号
と位相が経時的に制御される第１、第２の周波信
号とを各々別個に混合して、該混合した各周波信
号の加算信号中から特定の周波信号を抽出するこ
とにより、指向方向が順次変化する指向性受波ビ
ームを形成する装置において、 上記周波信号の各位相毎の振幅データが該位相
の各々に対応する記憶番地に記憶されてなる記憶
回路と、該記憶回路の記憶データを読出す読出し
回路とを設け、該読出し回路によつて上記記憶回
路の記憶データを読出すことにより、上記周波信
号を生成することを特徴とする受波ビームの指向
方向制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12143982A JPS59126271A (ja) | 1982-07-12 | 1982-07-12 | 受波ビ−ムの指向方向制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12143982A JPS59126271A (ja) | 1982-07-12 | 1982-07-12 | 受波ビ−ムの指向方向制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59126271A JPS59126271A (ja) | 1984-07-20 |
| JPH0116392B2 true JPH0116392B2 (ja) | 1989-03-24 |
Family
ID=14811159
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12143982A Granted JPS59126271A (ja) | 1982-07-12 | 1982-07-12 | 受波ビ−ムの指向方向制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59126271A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01180484A (ja) * | 1988-01-12 | 1989-07-18 | Marine Instr Co Ltd | 受波ビーム幅可変超音波探知装置 |
| JPH02216488A (ja) * | 1989-09-06 | 1990-08-29 | Marine Instr Co Ltd | スキャニングソナーの送波装置 |
-
1982
- 1982-07-12 JP JP12143982A patent/JPS59126271A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59126271A (ja) | 1984-07-20 |
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