JPH0124445B2 - - Google Patents
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- JPH0124445B2 JPH0124445B2 JP58029072A JP2907283A JPH0124445B2 JP H0124445 B2 JPH0124445 B2 JP H0124445B2 JP 58029072 A JP58029072 A JP 58029072A JP 2907283 A JP2907283 A JP 2907283A JP H0124445 B2 JPH0124445 B2 JP H0124445B2
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- Japan
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- circuit
- transistor
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- output signal
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本発明は、発振回路の発振出力信号レベルを自
動的に一定に保つ為の自動レベル調整（ALC）
回路に関するもので、特にラジオ受信機の局部発
振回路に適用して好適なALC回路に関するもの
である。 (ロ) 従来技術 ラジオ受信機の局部発振回路の発振出力信号レ
ベルが大であると、不要輻射等の欠点が生じ、ま
た可変容量ダイオードを用いた局部発振回路にあ
つては、局部発振周波数の変動を招くという欠点
が生じる。その為、従来から第１図に示す如く、
発振回路にALC回路を付加して前記発振回路の
出力信号レベルの調整を行つて前記欠点を改善し
ていた。しかして、第１図において、発振回路１
は、エミツタが共通接続され、一方のコレクタが
他方のベースに接続されて正帰還接続と成された
一対のトランジスタ２及び３と、該一対のトラン
ジスタ２及び３のベース・ベース間に接続された
LC並列共振回路４と、一方のトランジスタ２の
ベースとアースとの間に接続されたコンデンサ５
と、前記一対の共通エミツタにコレクタが接続さ
れた電流源トランジスタ６とによつて構成されて
おり、ALC回路７は、発振出力信号レベルを検
出する為のトランジスタ８とコンデンサ９とから
成るピーク検波部１０と、該ピーク検波部１０の
検波出力信号のレベル調整を行うトランジスタ１
１とダイオード１２と該ダイオード１２に並列接
続された第１及び第２抵抗１３及び１４とから成
る調整部１５と、エミツタが前記電流源トランジ
スタ６のエミツタに接続され、ベースが前記第１
及び第２抵抗１３及び１４の接続中点に接続され
た制御トランジスタ１６とによつて構成されてい
る。電源投入時においては、電流源トランジスタ
６のベース電圧はVcc−2VBE（ただし、Vccは電源
電圧、VBEはトランジスタのベース・エミツタ間
電圧）、制御トランジスタ１６のベース電圧はVcc
−2VBE−R1／R1＋R2VD（ただし、R1及びR2は第１及 び第２抵抗１３及び１４の抵抗値、VDはダイオ
ードの両端電圧）となつているので、前記電流源
トランジスタ６のベース電圧の方がR1／R1＋R2VDだ け高く、発振回路１が発振を開始する。前記発振
回路１が発振を開始すると、出力端子１７に発振
出力信号が得られ、それがラジオ受信機の混合回
路（図示せず）に印加されるとともに、ピーク検
波部１０のトランジスタ８のベースに印加され
る。その為、前記発振出力信号は、前記ピーク検
波部１０で検波され、トランジスタ１１のベー
ス・エミツタ路及び第１抵抗１３を介して制御ト
ランジスタ１６のベースに印加される。発振出力
信号のレベルは、オフセツト電圧（R1／R1＋R2VD） で決定され、前記発振出力信号レベルが前記オフ
セツト電圧以上になると、前記制御トランジスタ
１６のコレクタ電流が大、電流源トランジスタ６
のコレクタ電流が小となつてレベル調整が行なわ
れるので、発振回路１の出力信号レベルは一定に
保たれる。 第１図のALC回路を備える発振回路は、発振
信号のレベルを一定に保つことが出来るので、不
要輻射や周波数ずれを防止出来るという反面、回
路のバラツキ等により微少な動作電流を正確に設
定することが困難である為、発振信号のレベルを
ある程度（例えば300ｍＶ）以下に低くすること
が出来なかつた。また、第１図の如き回路構成を
用いると、2.5V程度以上の動作電圧を必要とす
るので、低電源電圧用の集積回路内に組込むこと
が出来ないという欠点を有していた。 (ハ) 発明の目的 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、発
振信号のレベルを低い値で一定に保つことが出来
るとともに、低電源電圧で作動するALC回路を
提供せんとするものである。 (ニ) 発明の構成 本発明に係るALC回路は、発振回路の発振出
力信号レベルを検出する検出回路と、差動接続さ
れた第１及び第２トランジスタと、該第１及び第
２トランジスタのコレクタ・コレクタ間に接続さ
れた電流反転回路と、前記第２トランジスタのコ
レクタ電流と電流反転回路の出力電流との差電流
に応じて動作する差動接続された第３及び第４ト
ランジスタとから成り、発振出力信号レベルを検
出し、前記第１トランジスタのベースに印加し、
該第１トランジスタのコレクタ電流を電流反転回
路で所定比率で反転し、前記差電流により第３及
び第４トランジスタを作動させ、発振回路の電流
源を兼ねる第４トランジスタのコレクタ電流を調
整して発振出力信号レベルを一定に保つものであ
る。 (ホ) 実施例 第２図は、本発明の一実施例を示す回路図で、
１８はエミツタが共通接続された一対のトランジ
スタ１９及び２０と、該一対のトランジスタ１９
及び２０のベース・ベース間に接続されたLC並
列共振回路２１と、コンデンサ２２とを含む発振
回路、２３はトランジスタ２４とコンデンサ２５
とから成り、前記発振回路１８の発振出力信号レ
ベルを検出する為の検出回路、２６及び２７はエ
ミツタが共通に定電流源２８に接続され差動動作
を行う第１及び第２トランジスタ、２９はダイオ
ード接続されたトランジスタ３０とベース及びエ
ミツタが該トランジスタ３０と共通接続されたト
ランジスタ３１とから成り、ｎ：１の反転比を有
する電流反転回路、３２は基準電源、３３は前記
第２トランジスタ２７のコレクタと前記基準電源
３２との間に接続されたオフセツト抵抗、３４及
び３５はエミツタが共通に定電流源３６に接続さ
れ差動動作を行う第３及び第４トランジスタであ
る。 次に動作を説明する。第１トランジスタ２６の
コレクタ電流をI1、第２トランジスタ２７のコレ
クタ電流をI2とし、第１及び第２トランジスタ２
６及び２７のベース電圧の差電圧をΔVとすれ
ば、前記コレクタ電流I1及びI2は、 I1＝I0／２（１＋ｑ／2KTΔV） ……(1) I2＝I0／２（１−ｑ／2KTΔV） ……(2) 〔ただし、I0は定電流源２８に流れる電流、Ｋ
はボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電
荷〕 となる。また、電流反転回路２９の出力電流I1／ｎ と第２トランジスタ２７のコレクタ電流I2との差
電流I3は、 I3＝I1／ｎ−I2 ……(3) となり、第３及び第４トランジスタ３４及び３５
のベース電圧の差電圧ΔVALCは、オフセツト抵抗
３３の抵抗値をR0とすれば、 ΔVALC＝R0I3 ……(4) となる。しかして、電源投入直後の初期状態にお
いては、未だ発振回路１８から発振出力信号が発
生していない為に、第１及び第２トランジスタ２
６及び２７のベースには等しいバイアス電圧のみ
が印加されている。その為、前記差電圧ΔVは零
であり、前記第(1)及び(2)式よりI1＝I2＝I0／２とな り、第(3)式よりI3＝I0／２（１／ｎ−１）となる。そ
の 場合、第(4)式より差電圧ΔVALCは、R0I0／２（１／ｎ
− １）となり、これがオフセツト電圧となる。ここ
で電流反転回路２９の反転比ｎを例えば２とすれ
ば、ΔVALC＝−R0I0／４となり、この分だけ第４ト ランジスタ３５のベース電圧が第３トランジスタ
３４のベース電圧よりも大となり、前記第４トラ
ンジスタ３５のコレクタ電流が発振回路１８の動
作電流となつて発振が開始される。 発振回路１８が発振を開始し、出力端子３７に
発振出力信号が得られると、それが混合回路（図
示せず）に印加されて放送局の受信が行なわれる
とともに、前記発振出力信号は検出回路２３に印
加されて前記発振出力信号のレベル検出が行なわ
れる。検出回路２３の出力信号はバイアス電圧に
重畳されて第１トランジスタ２６のベースに印加
される。その為第１及び第２トランジスタ２６及
び２７のベース・ベース間に差電圧ΔVが発生
し、第(1)及び(2)式に示される如きコレクタ電流が
得られる。第１トランジスタ２６のベース電圧が
大となると電流反転回路２９の出力電流が大とな
り、それに対して第２トランジスタ２７のコレク
タ電流は小となるので、差電流I3は発振出力信号
の増大に伴つて減少していく。第３及び第４トラ
ンジスタ３４及び３５のベース電圧の差電圧
ΔVALCと、第１及び第２トランジスタ２６及び２
７のベース電圧の差電圧ΔVとの関係は、ｎ＝２
とした場合、第(1)乃至第(4)式より、 ΔV＝2KT／3q（４／R0I0ΔVALC＋１） ……(5) となる。 いま、第３及び第４トランジスタ３４及び３５
のベース電圧の差電圧ΔVALCが100ｍＶになつた
とき発振信号レベルが安定するとし、I0＝0.1ｍ
Ａ、R0＝2KΩに設定すれば、第(5)式より、ΔV
＝52ｍＶ（ただし、KT／ｑ＝26ｍＶ）となり、検出 回路２３の検出電圧が52ｍＶになるとき、発振回
路１８の発振出力信号のレベルが一定となる。そ
の場合、オフセツト抵抗３３の抵抗値を2KΩ以
上に大にすれば、前記差電圧ΔVの値がより小さ
な値で、すなわち、発振出力信号レベルをより低
い値で一定とすることが出来る。 (ヘ) 発明の効果 以上述べた如く、本発明においては、発振回路
の発振出力信号を検出し、それを増幅してALC
信号を作成しているので、前記発振出力信号のレ
ベルを低い値で一定に保つことが出来、不要輻射
等の従来の欠点を改善出来るという特徴を有す
る。また、本発明に係るALC回路は、約1.6V（ト
ランジスタのベース・エミツタ間電圧VBE（＝
0.7V）の２倍に定電流源の電圧降下VCE（＝0.2V）
を加えた電圧）の動作電圧で作動するので、低電
源電圧の集積回路内に組み込むことが出来るとい
う利点を有する。
動的に一定に保つ為の自動レベル調整（ALC）
回路に関するもので、特にラジオ受信機の局部発
振回路に適用して好適なALC回路に関するもの
である。 (ロ) 従来技術 ラジオ受信機の局部発振回路の発振出力信号レ
ベルが大であると、不要輻射等の欠点が生じ、ま
た可変容量ダイオードを用いた局部発振回路にあ
つては、局部発振周波数の変動を招くという欠点
が生じる。その為、従来から第１図に示す如く、
発振回路にALC回路を付加して前記発振回路の
出力信号レベルの調整を行つて前記欠点を改善し
ていた。しかして、第１図において、発振回路１
は、エミツタが共通接続され、一方のコレクタが
他方のベースに接続されて正帰還接続と成された
一対のトランジスタ２及び３と、該一対のトラン
ジスタ２及び３のベース・ベース間に接続された
LC並列共振回路４と、一方のトランジスタ２の
ベースとアースとの間に接続されたコンデンサ５
と、前記一対の共通エミツタにコレクタが接続さ
れた電流源トランジスタ６とによつて構成されて
おり、ALC回路７は、発振出力信号レベルを検
出する為のトランジスタ８とコンデンサ９とから
成るピーク検波部１０と、該ピーク検波部１０の
検波出力信号のレベル調整を行うトランジスタ１
１とダイオード１２と該ダイオード１２に並列接
続された第１及び第２抵抗１３及び１４とから成
る調整部１５と、エミツタが前記電流源トランジ
スタ６のエミツタに接続され、ベースが前記第１
及び第２抵抗１３及び１４の接続中点に接続され
た制御トランジスタ１６とによつて構成されてい
る。電源投入時においては、電流源トランジスタ
６のベース電圧はVcc−2VBE（ただし、Vccは電源
電圧、VBEはトランジスタのベース・エミツタ間
電圧）、制御トランジスタ１６のベース電圧はVcc
−2VBE−R1／R1＋R2VD（ただし、R1及びR2は第１及 び第２抵抗１３及び１４の抵抗値、VDはダイオ
ードの両端電圧）となつているので、前記電流源
トランジスタ６のベース電圧の方がR1／R1＋R2VDだ け高く、発振回路１が発振を開始する。前記発振
回路１が発振を開始すると、出力端子１７に発振
出力信号が得られ、それがラジオ受信機の混合回
路（図示せず）に印加されるとともに、ピーク検
波部１０のトランジスタ８のベースに印加され
る。その為、前記発振出力信号は、前記ピーク検
波部１０で検波され、トランジスタ１１のベー
ス・エミツタ路及び第１抵抗１３を介して制御ト
ランジスタ１６のベースに印加される。発振出力
信号のレベルは、オフセツト電圧（R1／R1＋R2VD） で決定され、前記発振出力信号レベルが前記オフ
セツト電圧以上になると、前記制御トランジスタ
１６のコレクタ電流が大、電流源トランジスタ６
のコレクタ電流が小となつてレベル調整が行なわ
れるので、発振回路１の出力信号レベルは一定に
保たれる。 第１図のALC回路を備える発振回路は、発振
信号のレベルを一定に保つことが出来るので、不
要輻射や周波数ずれを防止出来るという反面、回
路のバラツキ等により微少な動作電流を正確に設
定することが困難である為、発振信号のレベルを
ある程度（例えば300ｍＶ）以下に低くすること
が出来なかつた。また、第１図の如き回路構成を
用いると、2.5V程度以上の動作電圧を必要とす
るので、低電源電圧用の集積回路内に組込むこと
が出来ないという欠点を有していた。 (ハ) 発明の目的 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、発
振信号のレベルを低い値で一定に保つことが出来
るとともに、低電源電圧で作動するALC回路を
提供せんとするものである。 (ニ) 発明の構成 本発明に係るALC回路は、発振回路の発振出
力信号レベルを検出する検出回路と、差動接続さ
れた第１及び第２トランジスタと、該第１及び第
２トランジスタのコレクタ・コレクタ間に接続さ
れた電流反転回路と、前記第２トランジスタのコ
レクタ電流と電流反転回路の出力電流との差電流
に応じて動作する差動接続された第３及び第４ト
ランジスタとから成り、発振出力信号レベルを検
出し、前記第１トランジスタのベースに印加し、
該第１トランジスタのコレクタ電流を電流反転回
路で所定比率で反転し、前記差電流により第３及
び第４トランジスタを作動させ、発振回路の電流
源を兼ねる第４トランジスタのコレクタ電流を調
整して発振出力信号レベルを一定に保つものであ
る。 (ホ) 実施例 第２図は、本発明の一実施例を示す回路図で、
１８はエミツタが共通接続された一対のトランジ
スタ１９及び２０と、該一対のトランジスタ１９
及び２０のベース・ベース間に接続されたLC並
列共振回路２１と、コンデンサ２２とを含む発振
回路、２３はトランジスタ２４とコンデンサ２５
とから成り、前記発振回路１８の発振出力信号レ
ベルを検出する為の検出回路、２６及び２７はエ
ミツタが共通に定電流源２８に接続され差動動作
を行う第１及び第２トランジスタ、２９はダイオ
ード接続されたトランジスタ３０とベース及びエ
ミツタが該トランジスタ３０と共通接続されたト
ランジスタ３１とから成り、ｎ：１の反転比を有
する電流反転回路、３２は基準電源、３３は前記
第２トランジスタ２７のコレクタと前記基準電源
３２との間に接続されたオフセツト抵抗、３４及
び３５はエミツタが共通に定電流源３６に接続さ
れ差動動作を行う第３及び第４トランジスタであ
る。 次に動作を説明する。第１トランジスタ２６の
コレクタ電流をI1、第２トランジスタ２７のコレ
クタ電流をI2とし、第１及び第２トランジスタ２
６及び２７のベース電圧の差電圧をΔVとすれ
ば、前記コレクタ電流I1及びI2は、 I1＝I0／２（１＋ｑ／2KTΔV） ……(1) I2＝I0／２（１−ｑ／2KTΔV） ……(2) 〔ただし、I0は定電流源２８に流れる電流、Ｋ
はボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電
荷〕 となる。また、電流反転回路２９の出力電流I1／ｎ と第２トランジスタ２７のコレクタ電流I2との差
電流I3は、 I3＝I1／ｎ−I2 ……(3) となり、第３及び第４トランジスタ３４及び３５
のベース電圧の差電圧ΔVALCは、オフセツト抵抗
３３の抵抗値をR0とすれば、 ΔVALC＝R0I3 ……(4) となる。しかして、電源投入直後の初期状態にお
いては、未だ発振回路１８から発振出力信号が発
生していない為に、第１及び第２トランジスタ２
６及び２７のベースには等しいバイアス電圧のみ
が印加されている。その為、前記差電圧ΔVは零
であり、前記第(1)及び(2)式よりI1＝I2＝I0／２とな り、第(3)式よりI3＝I0／２（１／ｎ−１）となる。そ
の 場合、第(4)式より差電圧ΔVALCは、R0I0／２（１／ｎ
− １）となり、これがオフセツト電圧となる。ここ
で電流反転回路２９の反転比ｎを例えば２とすれ
ば、ΔVALC＝−R0I0／４となり、この分だけ第４ト ランジスタ３５のベース電圧が第３トランジスタ
３４のベース電圧よりも大となり、前記第４トラ
ンジスタ３５のコレクタ電流が発振回路１８の動
作電流となつて発振が開始される。 発振回路１８が発振を開始し、出力端子３７に
発振出力信号が得られると、それが混合回路（図
示せず）に印加されて放送局の受信が行なわれる
とともに、前記発振出力信号は検出回路２３に印
加されて前記発振出力信号のレベル検出が行なわ
れる。検出回路２３の出力信号はバイアス電圧に
重畳されて第１トランジスタ２６のベースに印加
される。その為第１及び第２トランジスタ２６及
び２７のベース・ベース間に差電圧ΔVが発生
し、第(1)及び(2)式に示される如きコレクタ電流が
得られる。第１トランジスタ２６のベース電圧が
大となると電流反転回路２９の出力電流が大とな
り、それに対して第２トランジスタ２７のコレク
タ電流は小となるので、差電流I3は発振出力信号
の増大に伴つて減少していく。第３及び第４トラ
ンジスタ３４及び３５のベース電圧の差電圧
ΔVALCと、第１及び第２トランジスタ２６及び２
７のベース電圧の差電圧ΔVとの関係は、ｎ＝２
とした場合、第(1)乃至第(4)式より、 ΔV＝2KT／3q（４／R0I0ΔVALC＋１） ……(5) となる。 いま、第３及び第４トランジスタ３４及び３５
のベース電圧の差電圧ΔVALCが100ｍＶになつた
とき発振信号レベルが安定するとし、I0＝0.1ｍ
Ａ、R0＝2KΩに設定すれば、第(5)式より、ΔV
＝52ｍＶ（ただし、KT／ｑ＝26ｍＶ）となり、検出 回路２３の検出電圧が52ｍＶになるとき、発振回
路１８の発振出力信号のレベルが一定となる。そ
の場合、オフセツト抵抗３３の抵抗値を2KΩ以
上に大にすれば、前記差電圧ΔVの値がより小さ
な値で、すなわち、発振出力信号レベルをより低
い値で一定とすることが出来る。 (ヘ) 発明の効果 以上述べた如く、本発明においては、発振回路
の発振出力信号を検出し、それを増幅してALC
信号を作成しているので、前記発振出力信号のレ
ベルを低い値で一定に保つことが出来、不要輻射
等の従来の欠点を改善出来るという特徴を有す
る。また、本発明に係るALC回路は、約1.6V（ト
ランジスタのベース・エミツタ間電圧VBE（＝
0.7V）の２倍に定電流源の電圧降下VCE（＝0.2V）
を加えた電圧）の動作電圧で作動するので、低電
源電圧の集積回路内に組み込むことが出来るとい
う利点を有する。
第１図は従来のALC回路を示す回路図、及び
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。 主な図番の説明、１８……発振回路、２３……
検出回路、２６，２７……第１及び第２トランジ
スタ、２９……電流反転回路、３３……オフセツ
ト抵抗、３４，３５……第３及び第４トランジス
タ。
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。 主な図番の説明、１８……発振回路、２３……
検出回路、２６，２７……第１及び第２トランジ
スタ、２９……電流反転回路、３３……オフセツ
ト抵抗、３４，３５……第３及び第４トランジス
タ。
Claims (1)
- １ 発振回路の出力信号レベルを一定に保つ為の
自動レベル調整回路であつて、前記発振回路の発
振出力信号レベルを検出する検出回路と、差動接
続され、一方のベースに前記検出回路の出力信号
が印加される第１及び第２トランジスタと、該第
１トランジスタのコレクタ電流を所定比率で反転
して前記第２トランジスタのコレクタに供給する
電流反転回路と、前記第２トランジスタのコレク
タ電流と前記電流反転回路の出力電流との差電流
に応じて動作する差動接続された第３及び第４ト
ランジスタとから成り、前記第４トランジスタに
流れる電流に応じて前記発振回路の発振出力信号
レベルを調整する様にしたことを特徴とする自動
レベル調整回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58029072A JPS59154811A (ja) | 1983-02-22 | 1983-02-22 | 自動レベル調整回路 |
| KR1019840000821A KR890004213B1 (ko) | 1983-02-22 | 1984-02-21 | 자동 레벨조정 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58029072A JPS59154811A (ja) | 1983-02-22 | 1983-02-22 | 自動レベル調整回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59154811A JPS59154811A (ja) | 1984-09-03 |
| JPH0124445B2 true JPH0124445B2 (ja) | 1989-05-11 |
Family
ID=12266147
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58029072A Granted JPS59154811A (ja) | 1983-02-22 | 1983-02-22 | 自動レベル調整回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59154811A (ja) |
| KR (1) | KR890004213B1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0510156U (ja) * | 1991-07-18 | 1993-02-09 | 光洋精工株式会社 | ラツクピニオン式ステアリング装置の伸縮カバー取付け構造 |
| KR100450656B1 (ko) * | 1997-08-26 | 2004-11-16 | 삼성전자주식회사 | 자동레벨조정기능을갖는압축장치 |
-
1983
- 1983-02-22 JP JP58029072A patent/JPS59154811A/ja active Granted
-
1984
- 1984-02-21 KR KR1019840000821A patent/KR890004213B1/ko not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59154811A (ja) | 1984-09-03 |
| KR890004213B1 (ko) | 1989-10-27 |
| KR840008102A (ko) | 1984-12-12 |
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