JPH0129443B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は信号補間回路に係り、特にパルス状の
ノイズ又は短時間の信号の欠落によるノイズ等を
含む信号に対して、ノイズの発生している期間の
信号部分を別の信号により補間する回路に関す
る。

従来技術 第１図は従来の信号補間回路の一例の回路系統
図を示す。同図中、入力端子１に入来した入力信
号は入力アンプ２により低インピーダンスで出力
されて同じく低インピーダンスのスイツチ回路３
に供給される。スイツチ回路３は入力端子４より
のスイツチング信号によりスイツチング制御され
る電子回路で、通常はオン状態にある常閉のスイ
ツチ回路である。このスイツチ回路３を通過した
入力信号は出力アンプ５により増幅された後、出
力端子７へ出力される。この際、スイツチ回路３
の出力端と出力アンプ５の入力端子との間に一端
が接続されているホールド・コンデンサ６は大な
る負荷とはならず、入力信号は事実上そのまま出
力されていることになる。

かかる従来の信号補間回路において、入力端子
１に第２図Ａに示す如きノイズ８を含む信号が入
来したものとすると、このノイズ８の重畳期間に
等しい期間ローレベルである第２図Ｂに示す如き
パルスが入力端子４を介してスイツチ回路３の印
加され、そのローレベル期間でスイツチ回路３を
オフ（開成）とする。その結果、ホールド・コン
デンサ６にはスイツチ回路３より信号電流が流れ
れ込まなくなり、また出力アンプ５は入力インピ
ーダンスが十分高く設定されていることから、コ
ンデンサ６の端子電圧は第２図Ｂに示したパルス
がハイレベルからローレベルに立下つた時点の電
圧が、パルスのローレベル期間保持されることに
なる。これにより、出力端子７には第２図Ｃに示
す如く、入力信号のノイズ８の部分がそのノイズ
入力直前の信号電圧に保持された電圧保持部分９
により補間された信号波形の出力信号が取り出さ
れる。これにより、入力信号に含まれていたノイ
ズ８は出力端子７には伝達されず、ノイズの低減
を行なうことができる。

この従来回路は、ノイズ入力直前の信号電圧を
保持する（所謂前値ホールド）ことによりノイズ
を低減する回路であり、例えばヘリカルスキヤン
VTRの回転ヘツドにより、音声信号で周波数変
調して得られたFM音声信号を磁気テープに記録
再生させ、高品位の再生音声を得るシステムにお
いて、回転ヘツドの再生信号出力切換時点で発生
するノイズを低減する目的で使用され、簡単に実
現でき、しかもかなりの妨害除去効果をもつてい
る。

しかし、この前値ホールドによる従来回路は信
号電圧を保持した部分に原信号波形との誤差によ
る三角状のノイズが発出し、この誤差は出力信号
が第３図Ａに示す如く比較的低周波数の場合は同
図Ｂに示す如く比較的小なるノイズを発生させる
にすぎないが、出力信号が同図Ｃに示す如く比較
的高周波数の場合は同図Ｄに示す如く大なるノイ
ズを発生させてしまう。

このように、前値ホールドによる従来回路は、
出力信号（入力信号）の周波数が高いほど（より
正確には前値ホールドを行なつている時の信号の
スルーレートが高いほど）、ノイズの無い原信号
波形と出力信号波形との誤差が大となるという欠
点があつた。

そこで、従来、この欠点を除去するために第４
図に示す如き所謂傾斜ホールド方式による信号補
間回路が提案された。第４図中、第１図と同一構
成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。第４図において、入力端子１より入来した第
５図Ａに示す如きパルス状ノイズ１６を有する入
力信号は、傾斜予測回路１０に供給され、ここで
補間に必要な傾斜を予測されて同図Ｃに示す如き
波形の信号に変換された後、アンプ１１を通して
スイツチ回路１２に供給される。スイツチ回路１
２はスイツチ回路３と同様に、入力端子４よりの
スイツチング信号によりスイツチング制御され、
通常はオン状態にある常閉のスイツチ回路であ
る。スイツチ回路１２の出力信号はホールド・コ
ンデンサ１４に供給される一方、高入力インピー
ダンス、低出力インピーダンスのアンプ１３を通
して電圧―電流変換回路１５に供給される。

ここで、入力端子４には入力信号のノイズ１６
の重畳期間に対応した期間ローレベルである第５
図Ｂに示す如きパルスが入来するので、この期間
スイツチ回路３及び１２は夫々オフ（開成）状態
とされ、これによりコンデンサ６，１４にはスイ
ツチ回路３及び１２がオフとなる直前の電圧が保
持される。従つて、コンデンサ１４の端子電圧は
第５図Ｄに示す如く、ノイズ１６の重畳期間に電
圧保持部分１７を有する波形となる。この端子電
圧はアンプ１３を通して電圧―電流変換回路１５
に供給され、ここで電圧―電流変換されて上記電
圧保持部分１７のレベルに比例した電流となる。

ここで入力アンプ２の出力インピーダンス及び
スイツチ回路３のオン時のインピーダンスは夫々
充分低い値に設定されているので、第５図Ｂに示
したスイツチングパルスがスイツチ回路３をオフ
させていない限り、電圧―電流変換回路１５の出
力電流はホールド・コンデンサ６には流れ込ま
ず、スイツチ回路３を通り入力アンプ２の出力段
側に流れてしまう。他方、スイツチ回路３がオフ
状態とされ、ホールド・コンデンサ６が入力アン
プ２から切り離された状態では、上記の出力電流
は第５図Ｅに示すようにホールド・コンデンサ６
に流れることになる。この結果、スイツチ回路３
がオフ状態であるノイズ１６の重畳期間に対応し
た期間では、ホールド・コンデンサ６の端子電圧
は第１図に示す従来回路では第５図Ｆに破線１８
で示す如き電圧保持部分が生ずるのに対し、第４
図に示す従来回路では電流による補正が行なわれ
て同図Ｆに実線１９で示す如き電圧が得られる。
なお、第４図に示す従来回路の電流による補正
は、ホールド・コンデンサ６の電圧保持期間中
に、第５図Ｅに示す負極性の電流が流れ込むこと
により、ホールド・コンデンサ６の充電電荷を放
電させることによつて行なわれることとなる。

この第４図に示す従来回路は、傾斜予測回路１
０の設計が適正に行なわれている限り、前記した
前値ホールド方式の従来回路に比較して格段のノ
イズ低減効果を得ることができ、ノイズが無い原
信号波形との誤差は極めて小となる。

発明が解決しようとする問題点 しかるに、第４図に示す従来回路は、傾斜予測
回路１０がCRによる微分回路をベースにした単
純な回路構成をとれ、また電圧―電流変換回路１
５も最も単純化すれば一本の定電流化抵抗で構成
しうるのに対し、アンプ１１、スイツチ回路１
２、アンプ１３及びホールド・コンデンサ１４で
構成される第２のサンプルホールド回路が必要な
ため、回路規模は単純な前値ホールド方式と比較
してかなり大きなものとなり、コストが高く、大
型であるという問題点があつた。

そこで、本発明はサンプルホールド回路の出力
信号電圧を傾斜予測回路等を通してホールド・コ
ンデンサに帰還する一巡のループ構成とすること
により、上記の問題点を解決した信号補間回路を
提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段 本発明は、出力インピーダンスが低く設定され
た入力アンプを通して入力された入力信号中に含
まれているノイズの入力直前の信号電圧をサンプ
ルし、かつ、そのサンプル値をノイズの発生期間
ホールド・コンデンサにホールドしてホールド・
コンデンサの端子電圧を入力インピーダンスが高
く設定された出力アンプを介して出力端子へ出力
するサンプルホールド回路と、出力端子へ出力さ
れる出力アンプの出力信号が分岐されて供給され
上記入力信号の傾斜を予測した信号を出力する傾
斜予測回路と、傾斜予測回路の出力信号を電圧―
電流変換して得た電流を該ホールド・コンデンサ
に供給する電圧―電流変換回路とより構成したも
のであり、以下その一実施例について第６図乃至
第８図と共に説明する。

実施例 第６図は本発明回路の一実施例の回路系統図を
示す。同図中、第１図と同一構成部分には同一符
号を付してある。入力端子１に入来した第７図Ａ
に示す入力信号ａ中には、パルス状のノイズある
いは短時間の信号の欠落によるノイズ２３が含ま
れている。このノイズ２３の発生期間に対応した
期間ローレベルである第７図Ｂに示すスイツチン
グ信号ｂは、入力信号ａから公知の方法によつて
生成され、入力端子４を介してスイツチ回路３に
供給される。入力アンプ２より取り出された入力
信号は、第１図と共に説明したように、スイツチ
ング信号ｂのハイレベル期間はスイツチ回路３を
通過してホールド・コンデンサ６に供給される一
方、出力アンプ５を通して出力端子７へ出力され
る。ここで、入力アンプ２の出力インピーダンス
とスイツチ回路３のオン時のインピーダンスは共
に充分に低く設定されているため、ホールド・コ
ンデンサ６は大きな負荷とならず、スイツチング
信号ｂが立下る時点の直前までは入力信号ａが略
そのまま出力端子７へ出力されていることは、前
記した通りである。

しかして、出力アンプ５の出力信号は、本実施
例では傾斜予測回路２０に供給され、ここで例え
ば微分される。これにより、入力アンプ２、スイ
ツチ回路３、出力アンプ５及びホールド・コンデ
ンサ６よりなるサンプルホールド回路において、
スイツチング信号ｂがローレベルとなり、スイツ
チ回路３をオフ状態とさせて行なわれる保持動作
期間内にどのような傾斜で補間してやれば、保持
動作を終えた時に入力信号とうまくつながるかの
信号が傾斜予測回路２０より取り出される。第７
図Ｄはこの傾斜予測回路２０の出力予測電圧ｄの
波形を示しており、電圧ｄが＋側の時は入力信号
ａの傾斜は上向きで、一側ならば傾斜は下向きで
あることを示す。

予測電圧ｄは遅延回路２１に供給され、ここで
微小時間τだけ遅延された後電圧―電流変換回路
２２に供給されて電圧―電流変換される。これに
より、電圧―電流変換回路２２からは第７図Ｅに
示す如き波形の電流ｅが取り出されてホールド・
コンデンサ６とスイツチ回路３の出力端子と出力
アンプ５の入力端子との接続点に供給される。

しかしながら、前記したように、入力アンプ２
の出力インピーダンスとオン状態にある時のスイ
ツチ回路３のインピーダンスは共に充分低く設定
されており、かつ、出力アンプ５の入力インピー
ダンスは充分高く設定されているから、電流ｅは
スイツチ回路３がオンであるサンプリング期間
（スイツチング信号ｂのハイレベル期間）中には、
ホールド・コンデンサ６には流れ込まず、スイツ
チ回路３を通して入力アンプ２の出力段に流入し
ている。これに対し、スイツチ回路３がオフであ
る保持（ホールド）期間（スイツチング信号ｂの
ローレベル期間Ｔ）中には、スイツチ回路３のオ
フにより入力アンプ２とホールド・コンデンサ６
との接続が切離されるから、その時点よりも遅延
時間τに等しい時間だけ前の（過去）時点におけ
る入力信号ａの傾斜予測電圧ｄによる電流ｆがホ
ールド・コンデンサ６に流れることになる。従つ
て、ホールド・コンデンサ６に電圧―電流変換回
路２２により供給される電流波形は第７図Ｆにｆ
で示す如くになる。

これにより、もし電流ｆがなかつたとしたなら
ば、ホールド・コンデンサ６は上記の保持期間Ｔ
において弧立し、同電位を保持することとなり、
出力端子７には第２図Ｃに示した如き前値ホール
ド波形が出力されるが、本実施例では電流ｆによ
り保持期間Ｔ中のホールド・コンデンサ６の充電
電荷を放電させるので、微小時間τの遅れはある
が、スイツチング信号ｂが立下つた時点に略等し
い時点での信号傾斜予測に従つた傾斜で補間が行
なわれることとなる。

ホールド・コンデンサ６の保持期間Ｔの開始直
後の端子電圧は出力アンプ５を通して再び傾斜予
測回路２０に供給され、ここで次の傾斜を予測さ
れるが、傾斜予測回路２０は第７図Ｄに25で示す
如く保持期間Ｔの開始時点の電圧と略同じ電圧を
発生する。これは傾斜予測回路２０が信号の微分
値を検出する回路であり、保持期間Ｔに入つた時
点での信号の微分値変化が少ない（折れ曲がりが
小さい）ことによつている。この電圧ｄは再び遅
延回路２１、電圧―電流変換回路２２を通してホ
ールド・コンデンサ６に供給され、補間が行なわ
れる。

以下、上記と同様の動作が繰り返され、ホール
ド・コンデンサ６→出力アンプ５→傾斜予測回路
２０→遅延回路２１→電圧―電流変換回路２２→
ホード・コンデンサ６よりなる―巡のループ内
を、特別に新たなサンプルホールド回路を設ける
ことなく予測された傾斜値の情報が回ることによ
り、保持期間Ｔ中、略同じ傾斜でホールド・コン
デンサ６への充放電（本実施例では放電）が行な
われることになる。このようにして、出力アンプ
５より出力端子７へ第７図Ｃに示す如く、保持期
間Ｔにおいて上記電流ｆによる補正電圧部分２４
を有する出力電圧ｃが取り出される。この出力電
圧ｃは入力信号ａからノイズ２３を除去したとき
の波形に極めて近似した波形となる。

第６図において、傾斜予測回路２０の入力イン
ピーダンスが充分高い場合には、サンプルホール
ド回路内の出力アンプ５を省略することができ
る。

なお、上記のループのループゲインが低すぎる
と、出力端子７の出力信号波形は、保持期間Ｔ内
において第８図に破線で示す如くになり、また
ループゲインが高すぎると、同図に破線で示す
如くになり、いずれも保持期間Ｔの終了直後の信
号波形とのつながりがうまくいかない。このた
め、第８図に実線で示す如く、保持期間Ｔ内で
略同じ傾斜が維持されるようにして保持期間Ｔの
終了直後の信号波形と円滑に接続されるように、
上記のループゲインを調整する必要がある。この
ループゲインの調整方法としては、電圧―電流変
換回路１５の変換特性を調整したり、傾斜予測回
路１０のゲインを調整するなどの方法がある。

応用例 なお、本発明は上記の実施例に限定されるもの
ではなく、例えば遅延回路２１は出力アンプ５の
出力端子よりホールド・コンデンサ６の一端（出
力アンプ５の入力端子）に到るループ内のどの位
置に設けてもよく、また上記のループを伝搬する
信号は必然的にμsオーダーの時間遅れを有するか
ら、実際にはスイツチング信号（ホールドパル
ス）ｂのパルス幅が30μs程度までなら、遅延回路
２１を特別に設ける必要はなく省略することがで
きる。

効 果 上述の如く、本発明によれば、サンプルホール
ド回路の出力信号電圧を傾斜予測回路、電圧―電
流変換回路を夫々通してサンプルホールド回路内
のホールド・コンデンサに供給する一巡のループ
構成としたので、入力信号のノイズの発生期間に
上記傾斜予測回路で予測した傾斜に基づいて信号
を補間することができ、前記ホールド方式の従来
回路に比し大幅に補間誤差を少なくしたノイズ低
減出力信号を得ることがででき、また上記サンプ
ルホールド回路以外に他のサンプルホールド回路
を使用していないので、傾斜予測方式の従来回路
に比し極めて簡単、かつ、安価な回路構成とする
ことができ、また回路全体を小型化することがで
きる等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は前値ホールド方式の従来回路の一例を
示す回路系統図、第２図Ａ〜Ｃは夫々第１図の動
作説明用タイミングチヤート、第３図Ａ〜Ｄは
夫々第１図図示回路において入力信号周波数が低
いときと高いときにおける出力信号波形及び原信
号波形との誤差を示す図、第４図は傾斜予測方式
の従来回路の一例を示す回路系統図、第５図Ａ〜
Ｆは夫々第４図図示回路の動作説明用タイミング
チヤート、第６図は本発明回路の一実施例を示す
回路系統図、第７図Ａ〜Ｆは夫々第６図図示回路
の動作説明用タイミングチヤート、第８図は第６
図図示回路の要部のループゲインの高低による出
力信号波形の相違を説明するための図である。 １……入力端子、３，１２……スイツチ回路、
６，１４……ホールド・コンデンサ、７……出力
端子、９，１７，１８……電圧保持部分、１０，
２０……傾斜予測回路、１５，２２……電圧―電
流変換回路、１９，２４……電流による補正電圧
部分、２１……遅延回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 出力インピーダンスが低く設定された入力ア
   ンプを通して入力された入力信号中に含まれてい
   るノイズの入力直前の信号電圧をサンプルし、か
   つ、そのサンプル値を該ノイズの発生期間ホール
   ド・コンデンサにホールドして該ホールド・ココ
   ンデンサの端子電圧を入力インピーダンスが高く
   設定された出力アンプを介して出力端子へ出力す
   るサンプルホールド回路と、 該出力端子へ出力される該出力アンプの出力信
   号が分岐されれて供給され上記入力信号の傾斜を
   予測した信号を出力する傾斜予測回路と、 該傾斜予測回路の出力信号を電圧―電流変換し
   て得た電流を該ホールド・コンデンサに供給する
   電圧―電流変換回路とよりなり、 該サンプルホールド回路以外の他のサンプルホ
   ールド回路を設けることなく、該ノイズの発生期
   間に該傾斜予測回路で予測した傾斜に基づいて信
   号を補間することを特徴とする信号補間回路。