JPS6024716A - 信号補間回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は信号補間回路に係り、特にパルス状のノイズ又
は短時間の信号の欠落によるノイズ等を含む信号に対し
て、ノイズの発注している期間の信号部分を別の信号に
より補間する回路に関する。

従来技術 第１図は従来の信号補間回路の一例の回路系統図を示す
。同図中、入力端子１に入来した入力信号は入力アンプ
２により低インピーダンスで出力されて同じく低インピ
ーダンスのスイッチ回路３３に供給される。スイッチ回
路３は入力端子４よりのスイッチング信号によりスイッ
チング制御さ４する電子回路で、通常はオン状態にある
常閉のスイッチ回路である。このスイッチ回路３を通過
した入力信号は出力アンプ５により増幅された後、出力
端子７へ出力される。この際、スイッチ回路３の出力端
と出力アンプ５の入力端子との間に一端が接続されてい
るホールド・コンデンサ６は人なる負荷とはならず、入
力信号は事実上そのまま出力されていることになる。

かかる従来の信号補間回路において、入力端子１に第２
図（Ａ）に示す如きノイズ８を含む信号が入来したもの
とすると、このノイズ８の重畳期間に等しい期間ローレ
ベルである第２図（Ｂ）に示す如ぎパルスが入力端子４
を介してスイッチ回路３に印加され、そのローレベル期
間でスイッチ回路３をオフ（開成）とする。その結果、
ホールド・コンデンサ６にはスイッチ回路３より信号電
流が流れ込まなくなり、また出力アンプ５は入力インピ
ーダンスが十分高く設定されていることがら、コンデン
サ６の端子電圧は第２図（Ｂ）に示したパルスがハイレ
ベルからローレベルに立下った時点の電圧が、パルスの
ローレベル期間保持されることになる。これにより、出
力端子７には第２図（Ｃ）に示す如く、入力信号のノイ
ズ８０部分がそのノイズ入力直前の信号電圧に保持され
た電圧保持部分９により補間された信号波形の出力信号
が取り出される。これにより、入力信号に含まれていた
ノイズ８は出力端子７には伝達されず、ノイズの低減を
行なうことができる。

この従来回路は、ノイズ入力直前の信号電圧を保持する
（所謂前値ホールド）ことによりノイズを低減する回路
であり、例えばヘリカルスキ鬼７ンＶＴＲの回転ヘッド
により、音声信号で周波数変調して得られたＦＭ音声信
号を磁気テープに記録再生させ、高品位の再生音声を得
るシステムにＪ３いて、回転ヘッドの再生信号用ツノ切
換時点で発生ずるノイズを低減する目的で使用され、簡
単に実現でき、しかもかなりの妨害除去効果をもってい
る。

しかし、この前値ホールドによる従来回路は信号電圧を
保持した部分に原信号波形との誤差による三角状のノイ
ズが発生し、この誤差は出力信号が第３図（Ａ）に示ず
如く比較的低周波数の場合は同図（Ｂ）に示す如く比較
的小なるノイズを発生させるにすぎないが、出ツノ信号
が同図（Ｃ’）に示す如く比較的高周波数の場合は同図
（Ｄ）に示す如く大なるノイズを発生させてしまう。

このように、前値ホールドによる従来回路は、出力信号
（入力信号）の周波数が高いほど（より正確には前値ホ
ールドを行なっている時の信号のスルーレートが高いほ
ど）、ノイズの無い原信号波形と出力信号波形との誤差
が大となるという欠点があった。

そこで、従来、この欠点を除去するために第４図に示す
如き所謂傾斜ボールド方式による信号補間回路が提案さ
れた。第４図中、第１図と同一構成部分には同一符号を
付し、その説明を省略する。

第４図において、入力端子１より入来した第５図（Ａ＞
に示す如きパルス状ノイズ１６を有する入力信号は、傾
斜予測回路１０に供給され、ここで補間に必要な傾斜を
予測されて同図（Ｃ）に示す如き波形の信号に変換され
た後、アンプ１１を通してスイッチ回路１２に供給され
る。スイッチ回路１２はスイッチ回路３と同様に、入力
端子４よりのスイッチング信号によりスイッチング制御
され、通常はオン状態にある常閉のスイッチ回路である
。スイッチ回路１２の出力信号はボールド・コンデンサ
−１４に供給される一方、高入力インピーダンス、低出
力インピーダンスのアンプ１３を通して電圧−電流変換
回路１５に供給される。

ここで、入力端子４には入力信号のノイズ１６の重畳期
間に対応した期間ローレベルである第５図（Ｂ）に示す
如きパルスが入来するので、この期間スイッチ回路３及
び１２は夫々オフ（開成〉状態とされ、これによりコン
デンサ６，１４にはスイッチ回路３及び１２がオフとな
る直前の電圧が保持される。従って、コンデンサ１４の
端子電圧は第５図（Ｄ）に示す如く、ノイズ１６の重畳
期間に電圧保持部分１７を有する波形となる。この端子
電圧はアンプ１３を通して電圧−電流変換回路１５に供
給され、ここで電圧−電流変換されて上記電圧保持部分
１７のレベルに比例した電流となる。

ここで入力アンプ２の出力インピーダンス及びスィッチ
回路３０オン時のインピーダンスｔよ夫々充分低い値に
設定されているので、第５図〈１３）に示したスイツヂ
ングパルスがスイッチ回路３をオフさせていない限り、
電圧−電流変換回路１５の出力電流はホールド・コンデ
ンサ６には流れ込まず、スイッチ回路３を通り入力アン
プ２の出力段側に流れてしまう。他方、スイッチ回路３
がオフ状態とされ、ホールド・コンデンサ６が入力アン
プ２から切り離された状態では、上記の出力電流は第５
図（Ｅ）に示すようにホールド・コンデンサ６に流れる
ことになる。この結果、スイッチ回路３がオフ状態であ
るノイズ１６の重畳期間に対応した１υｊ間では、ホー
ルド・コンデンサ６の端子電圧は第１図に示寸従来回路
では第５図（Ｆ）に破線１８で示す如ぎ電圧保持部分が
生ずるのに対し、第４図に示す従来回路では電流による
補正が行なわれて同図（Ｆ）に実線１９で示寸如き電圧
が得られる。なお、第４図に示す従来回路の電流による
補正は、ホールド・コンデンサ６の電圧保持期間中に、
第５図（Ｅ）に示す負極性の電流が流れ込むことにＪ：
す、ホールド・コンデンサ６の充電電荷を放電させるこ
とによって行なわれることとなる。

この第４図に示す従来回路は、傾斜予測回路１０の設計
が適正に行なわれている限り、前記した前値ホールド方
式の従来回路に比較して格段のノイズ低減効果を得るこ
とができ、ノイズが無い原信号波形との誤差は極めて小
となる。

発明が解決しようとする問題点 しかるに、第４図に示す従来回路は、傾斜予測回路１０
がＣＲによる微分回路をベースにした単純な回路構成を
とれ、また電圧−電流変換回路１５も最も単純化すれば
一本の定電流化抵抗で構成しうるのに対し、アンプ１１
．スイッチ回路１２、アンプ１３及びホールド・コンデ
ン・す１４で構成される第２のサンプルホールド回路が
必要なため、回路規模は単純な前値ホールド方式と比較
してかなり大きなものとなり、コストが高く、大型であ
るという問題点があった。

そこで、本発明はサンプルホールド回路の出力信号電圧
を傾斜予測回路等を通してホールド・コンデンサに帰還
する一巡のループ構成とすることにより、上記の問題点
を解決した信号補間回路を提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段 本発明は、入力信号中に含まれているノイズの入力直前
の信号電圧をサンプルし、かつ、そのサンプル値を該ノ
イズの発生期間ホールドしてノイズの低減された信号を
出力端子へ出力するサンプルボールド回路と、上記出力
端子へ出力される上記サンプルホールド回路内のホール
ド・コンデンサの端子電圧が供給され上記入力信号の傾
斜を予測した信号を出力する傾斜予測回路と、この傾斜
予測回路の出力信号各電圧−電流変換して得た電流を上
記ホールド・コンデンサに供給する電圧−電流変換回路
とより構成したものであり、以下その一実施例について
第６図乃至第８図と共に説明する。

実施例 第６図は本発明回路の一実施例の回路系統図を示す。同
図中、第１図と同一構成部分には同一符号を付しである
。入力端子１に入来した第７図（Ａ）に示す入力信号ａ
中には、パルス状のノイズあるいは短時間の信号の欠落
によるノイズ２３が含まれている。このノイズ２３の発
生期間に対応した期間ローレベルである第７図（Ｂ）に
示Ｊスイッチング信号すは、入力信ｇ　ａから公知の方
法によって生成され、入力端子４を介してスイッチ回路
３に供給される。入力アンプ２より取り出された入力信
号は、第１図と共に説明したように、スイッチング信号
すのハイレベル期間はスイッチ回路３を通過してホール
ド・コンデンサ６に供給される一方、出力アンプ５を通
して出力端子７へ出力される。ここで、入力アンプ２の
出力インピーダンスとスイッチ回路３のオン時のインピ
ーダンスは共に充分に低く設定されているため、ホール
ド・コンデンサ６は大きな負荷どならず、スイッチング
信号すが立下る時点の直前までは入力信号ａが略そのま
ま出力端子７へ出力されていることは、前記した通りで
ある。

しかして、出力アンプ５の出力信号は、本実施例では傾
斜予測回路２０に供給され、ここで例えば微分される。

これにより、入力アンブ２．スイッチ回路３．出力アン
プ５及びボールド・コンデンサ６よりなるサンプルホー
ルド回路において、スイッチング信号すがローレベルと
なり、スイッチ回路３をオフ状態とさゼて行なわれる保
持動作期間内にどのような傾斜′で補間してやれば、保
持動作を終えた時に入力信号とうまくつながるかの信号
が傾斜予測回路２ｏより取り出される。第７図（Ｄ）は
この傾斜予測回路２ｏの出力予測電圧ｄの波形を示して
おり、電圧ｄが＋側の時は入力信号ａの傾斜は上向きで
、−側ならば傾斜は下向きであることを示す。

予測電圧ｄは遅延回路２１に供給され、ここで微小時間
τだけ遅延された後電圧−電流変換回路２２に供給され
て電圧−電流変換される。これにより、電圧−電流変換
回路２２がらは第７図（Ｅ）に示す如き波形の電流ｅが
取り出されてホールド・コンデンサ６とスイッチ回路へ
の出力端子と出ツノアンプ５の入力端子との接続点に供
給される。

しかしながら、前記したにうに、入ノ］アンプ２の出力
インピーダンスとオン状態にある時のスイッチ回路３の
インピーダンスは共に充分に低く設定されており、かつ
、（出力アンプ５０入カインビーダンスは充分高く設定
されているから、電流ｅはスイッチ回路３がオンである
１ナンプリング期間（スイッチング信号すのハイレベル
期間）中には、ホールド・コンデンサ６には流れ込まず
、スイッチ回路３を通して入力アンプ２の出力段に流入
している。これに対し、スイッチ回路３がオフである保
持（ボールド）期間（スイッチング信号ｌ〕のローレベ
ル期間工）中には、スイッチ回路３のオフにより入力ア
ンプ２どホールド・コンデンサ６との接続が切離される
から、その時点よりも遅延時間τに等しい時間だけ前の
（過去の）時点における入力信号ａの傾斜予測電圧ｄに
よる電流ｆがホールド・コンデンサ６に流れることにな
る。従って、ホールド・コンデンサ６に電圧−電流変換
回路２２より供給される電流波形は第７図（「）にｆで
示す如くになる。

これにより、もし電流ｆがなかったどしたならば、ホー
ルド・コンデンサ６は上記の保持期間Ｔにおいて孤立し
、同電位を保持することとなり、出力端子７には第２図
（Ｃ）に示した如き前値ホールド波形が出力されるが、
本実施例では電流ｆにより保持期間Ｔ中のホールド・コ
ンデンサ６の充電電荷を放電させるので、微小時間τの
遅れはあるが、スイッチング信号わが立下った時点に略
等しい時点での信号傾斜予測に従った傾斜で補間が行な
われることとなる。

ボールド・コンデンサ６の保持期間Ｔの開始直後の端子
電圧は出力アンプ５を通して再び傾斜予測回路２０に供
給され、ここで次の傾斜を予測されるが、傾斜予測回路
２０は第７図（Ｄ＞に２５で示づ−如く保持期間Ｔの開
始時点の電圧と略同じ電圧を発生する。これは傾斜予測
回路２０が信号の微分値を検出する回路であり、保持期
間Ｔに入った時点での信号の微分値変化が少ない（折れ
曲がりが小さい）ことによっている。この電圧ｄは再び
遅延回路２１．電圧−電流変換回路２２を通してホール
ド・コンデンサ６に供給され、補間が行なわれる。

以下、上記と同様の動作が繰り返され１．ホールド・コ
ンデンサ６→出力アンプ５→傾斜予測回路２０→遅延回
路２１→電圧−電流変換回路２２→ボールド・コンデン
サ６よりなる一巡のループ内を、特別に新たなサンプル
ボールド回路を設（プることなく予測された傾斜値の情
報が回ることにより、保持期間Ｔ中、略同じ傾斜でホー
ルド・コンデンサ６への充放電（本実施例では放電）が
行なわれることになる。このようにして、出力アンプ５
より出力端子７へ第７図（Ｃ）に示り゛如く、保持期間
Ｔにおいて上記電流［による補正電圧部分２４を有する
出力電圧Ｃが取り出される。この出力電圧Ｃは入力信号
ａからノイズ２３を除去したときの波形に極めて近似し
た波形となる。

なお、上記のループのループゲインが低づぎると、出力
端子７の出力信号波形は、保持期間Ｔ内において第８図
に破線■で示づ如くになり、またループゲインが高すぎ
ると、同図に破線■で示で如くになり、いずれも保持ｗ
１間Ｔの終了直後の信号波形とのつながりがうまくいか
ない。このため、第８図に実線■で示す如く、保持期ｌ
１ＪＩＴ内で略同じ傾斜が維持されるようにして保持期
間Ｔの終了直後の信号波形と円滑に接続されるように、
上記のループゲインを調整する必要がある。このループ
ゲインの調整方法としては、電圧−電流変換回路１５の
変換特性を調整したり、傾斜予測回路１０のゲインを調
整′？ｌ−るなどの方法がある。

応用例 なお、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく
、例えば遅延回路２１は出力アンプ５の出力端子よりホ
ールド・コンデンサ６の一端（出力アンプ５の入力端子
）に到るループ内のどの位置に設けてもよく、また上記
のループを伝搬する信号は必然的にμＳオーダーの時間
遅れを有するから、実際にはスイッチング信号（ホール
ドパルス）ｂのパルス幅が３０μｓ程度までなら、遅延
回路２１を特別に設ける必要はなく省略することができ
る。

効果 上述の如く、本発明によれば、サンプルホールド回路の
出力信号電圧を傾斜予測回路、電圧−電流変換回路を夫
々通してサンプルホールド回路内のホールド・コンデン
サに供給する一巡のループ構成としたので、入力信号の
ノイズの発生期間ｌこ上記傾斜予測回路で予測した傾斜
に基づいて信号を補間することができ、前値ホールド方
式の従来回路に比し大幅に補間誤差を少なくしたノイズ
低減出力信号を得ることができ、また上記→ノーンプル
ボールド回路以外に他のサンプルホールド回路を使用し
ていないので、傾斜予測方式の従来回路に比し極めて簡
単、かつ、安価な回路構成とすることができ、また回路
全体を小型化することができる等の特長を有するもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は前値ボールド方式の従来回路の一例を示す回路
系統図、第２図（Ａ）〜（Ｃ）は夫々第１図の動作説明
用タイミングチャート、第３図（Ａ）〜（Ｄ）は夫々第
１図図示回路において入力信号周波数が低いときと高い
ときにおける出力信号波形及び原信号波形との誤差を示
す図、第４図は傾斜予測方式の従来回路の一例を示づ回
路系統図、第５図（Ａ）〜（Ｆ）は夫々第４図図示回路
の動作説明用タイミングチャート、第６図＆よ本発明回
路の一実施例を示す回路系統図、第７図（Ａ）〜（Ｆ）
は夫々第６図図示回路の動作説明用タイミングチャート
、第８図は第６図図示回路の要部のループゲインの高低
にＪ：る出力信号波形の相違を説明するための図である
。 １・・・入力端子、３．１２・・・スイッチ回路、６゜
１４・・・ホールド・コンデンサ、７・・・出力端子、
９゜１７．１８・・・電圧保持部分、’ＩＱ、２０・・
・傾斜予測回路、１５．２２・・・電圧−電流変換回路
、１９゜２４・・・電流による補正電圧部分、２１・・
・遅延回路。 第５図 一吟間 第６図 第８図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力信号中に含まれているノイズの入力直前の信号電圧
   を→ノーンプルし、かつ、そのサンプル値を該ノイズの
   発生期間ホールドして該ノイズの低減された信号を出力
   端子へ出力するサンプルホールド回路ど、該出力端子へ
   出力される該ザンプルホールド回路内のホールド・コン
   デンサの端子電圧が供給され上記入力信号の傾斜を予測
   した信号を出力する傾斜予測回路と、該傾斜予測回路の
   出ノ〕信号を電圧−電流変換して得た電流を該ホールド
   ・コンデンサに供給する電圧−電流変換回路とよりなり
   、該サンプルホールド回路以外の他のサンプルホールド
   回路を設けることなく、該ノイズの発生期間に該傾斜予
   測回路で予測した傾斜に基づいて信号を補間することを
   特徴とする信号補間回路。