JPH0136567B2

JPH0136567B2 -

Info

Publication number: JPH0136567B2
Application number: JP56109382A
Authority: JP
Inventors: Noboru Sugiura
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1981-07-15
Filing date: 1981-07-15
Publication date: 1989-08-01
Also published as: JPS5811824A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、圧電型ノツクセンサを用いたノツク
制御装置に係り、特に圧電型ノツクセンサがシヨ
ートした場合に該シヨートを検出するシヨート検
出回路に関する。

エンジンに発生するノツクは、ノツク音を伴う
ため走行性を低下させるとともに、逆トルクの発
生によりエンジンの出力低下、或いはエンジンの
過熱による破壊を招くものである。このノツクは
点火時期と密接な関係を持つており、エンジンの
特性上、ノツク直前に点火時期即ち点火進角を設
定することがエンジン出力を最大にできることが
知られている。従つて、ノツクの発生を避ける結
果、点火進角を小さくすることは、逆にエンジン
出力を低下させることにもなるので、点火時期は
ノツク発生直前に制御することが要求される。特
に、ターボチヤージヤー付エンジンにおいては、
圧縮比が高く、最大効率を維持するためには、点
火時期を最適なものとすることが要求される。

また、ノツク状態を検出するノツクセンサは正
常に動作していることが必要であり、ノツクセン
サに異常特にシヨートが生じた場合には、速やか
にこれを検出する必要がある。

従来の圧電型ノツクセンサのシヨート検出は、
圧電型ノツクセンサからの出力信号が出ているか
否かによつて判定している。すなわち、圧電型ノ
ツクセンサからの出力が零であればシヨートであ
ると検出している。そのため、例えば実開昭56−
169232号に示す如く従来は、圧電型ノツクセンサ
からの出力信号を増幅し、積分し、該積分器の出
力電圧が、所定値よりも小さいときにはシヨート
であると判定していた。

しかしながら、従来の圧電型ノツクセンサのシ
ヨート検出手段は、圧電型ノツクセンサからの出
力が出ているか否かを判定するため大きく増幅
し、該増幅した値を基礎としている。この圧電型
ノツクセンサからの出力信号はもともと小さいた
め低回転領域（通常1500回転〜2000回転以下）で
はノイズが検出されてくるため、スレシヨルドレ
ベルを低くとれず、検出できないという欠点を有
していた。

本発明の目的は、いかなるエンジン回転領域に
おいても圧電型ノツクセンサのシヨートを検出す
ることのできる圧電型ノツクセンサのシヨート検
出回路を提供することにある。

本発明は、圧電型ノツクセンサを高抵抗でバイ
アスしコンデンサ結合によつて信号伝送を行い、
該伝送される信号が零電位近傍に低下したときに
前記圧電型ノツクセンサのシヨートを検出するこ
とにより、いかなるエンジン回転領域においても
圧電型ノツクセンサのシヨートを検出しようとい
うものである。

以下、本発明の実施例について説明する。

第１図には本発明の一実施例が示されるノツク
制御装置の全体が示されている。

図において、ノツク制御装置は、ノツク信号を
検出するためのノツクセンサ１００、ノツクセン
サ１００から入力されるノツク信号によつて点火
コイル１３５の点火時期を制御するための制御信
号を出力するノツク制御装置１０１、点火コイル
１３５のスパークタイミングを検出するためのピ
ツクアツプコイル１０５、ピツクアツプコイル１
０５とノツク制御装置１０１からの出力により点
火コイルを点火させるとともにノツク制御装置１
０１にフイードバツク信号を送出するための無接
点点火装置１０３とよりなる。

ノツク制御装置１０１は、ノツクセンサ１００
の検出信号と無接点点火装置１０３の出力信号と
を取込み、ノツキングに応じて無接点点火装置１
０３を制御し進角又は遅角制御を行わしめる。

ノツク制御装置１０１は、ノツクセンサ１００
の故障を検出し点火時期を強制的に遅角させるた
めの信号を送出するフエールセーフ装置１０２、
直流成分を除去するための交流結合回路１１２、
スパークタイミングに同期して点火ノイズをカツ
トするためのゲートを有する点火ノイズカツト回
路１１３、ノツク信号をバンドパスさせるための
バンドパスフイルタ（BPF）１１４、BPF１１
４の出力により入力信号比率に比例して自己の増
巾器のゲインを制御する自動利得制御回路
（AGC回路）１６０、AGC出力に対して所定の
タイミングの区間マスクするマスク回路１５０、
マスク回路１５０を介したAGC回路１６０から
の入力によりノツク信号の平均値を得るためのバ
ツクグラウンドレベル（BGL）検出回路１１９、
BGL検出回路１１９の出力を増巾してAGC回路
１６０にフイードバツクさせるための増巾器１６
１、マスク回路１５０の出力を増巾する増巾器１
５１、BGL検出回路１１９の出力電圧と増巾器
１５１の出力信号とを比較してノツキングに比例
した遅角信号を発生する比較器１１８、比較器１
１８の出力に所定のタイミングでマスクをかけて
出力するマスク回路１５３、該マスク回路１５３
出力の積分を行う積分器１５４、該積分器１５４
の出力によりノツキングに比例した遅角信号を設
定するための遅角信号設定回路１２６、無接点点
火装置１０３からの信号により点火コイル１３５
の遮断時に同期して（即ち、パワートランジスタ
１３４のベース電流に同期して）一定パルス巾の
信号を発生する単安定回路１２８、単安定回路１
２８の出力パルスが出ている間、一定電圧／周期
の割合で点火コイル１３５の点火時期を進角させ
るための信号を出力する進角信号設定回路１２
７、遅角信号設定回路１２６に設定された遅角信
号ならびに進角信号設定回路１２７に設定された
進角信号に比例した直流電圧を発生すると共にフ
エイルセイフ装置１０２からの出力により点火コ
イル１３５の点火時期を進角又は強制的に遅角さ
せるための出力を送出する積分回路１２５及び基
準電圧発生回路１２０より成る。更に、本実施例
では、マスク回路１５０，１５３のマスクタイミ
ング設定用の回路数検出回路１５６、一定時間発
生回路１５７，１５８を持つ。一定時間発生回路
１５７は積分回路１２５の制御も行つている。

基準電圧発生回路１２０は、オペアンプOP３、
コンデンサＣ５、抵抗Ｒ１５，Ｒ１１，Ｒ１２，
Ｒ１４より成る。抵抗Ｒ１４とＲ１５とを適当に
選ぶことによつてオペアンプOP３の出力RVを
基準電圧に固定させている。この基準電圧RVは
例えば3Vであり、種々の基準電圧に供される。

フエールセーフ装置１０２は、ノツクセンサ１
００の各種の故障あるいは異常モードを検出しそ
のモードに応じた遅角制御を行わしめるフエール
セーフ機能を持つ。この装置１０２は、センサシ
ヨート検出回路１０８を持つセンサ異常検出回路
１０２Ａより成り、該各回路の出力を積分回路１
２５に供給し、フエールセーフ機能を果してい
る。BGL検出回路１１９は、半波整流器１１６、
積分回路１１７、増巾器１１７Ａとより成り、マ
スク回路１５０を介して送出されてくるAGC回
路１６０の出力信号を整流して積分を行い、信号
全体の平均化信号を得ている。この平均化信号
は、BGL信号となる。比較回路１１８は少なく
とも２つの比較器１１８Ａ，１１８Ｂを持つ。比
較器１１８ＡはBGL出力と増巾器１５１の出力
との比較、比較器１１８Ｂは増巾器１５１の出力
と基準電圧との比較を行う。

無接点点火装置１０３は、ピツクアツプコイル
１０５の出力信号を波形整形する増巾器１３１、
ノツク制御回路１０１の出力電圧に応じて点火時
期を制御するリタード回路１３２、点火コイル１
３５の２次側に高電圧を発生させるパワートラン
ジスタ１３４とより成る。

次に、以上の構成の動作を第２図の波形に基づ
き説明する。第２図１は、点火タイミング波形を
示し、実際には、この波形信号が後述の無接点点
火装置１０３のパワートランジスタ１３４のベー
ス信号である。Ｈレベルでパワートランジスタ１
３４がオン（ON）で、Ｌレベルでパワートラン
ジスタ１３４はオフ（OFF）となる。点火コイ
ル１３５での火花はONからOFFに切替る過程で
発生する。第２図２の信号Ｓ２は上記ベース信号
を入力としONからOFFになる時にトリガされて
一定巾（t₁）のパルス信号を発生する単安定回路
１２８の一定巾パルス出力信号である。

第２図３はレベルアツプされたノツクセンサ１
００の出力を示している。ノツクセンサ１００で
検出される信号は直流ゼロ（０）レベルを基準と
して正負に振れる信号である。該検出信号の中に
ノツク信号が含まれる。一方、フエールセーフを
可能にすべく検出回路１０８を設けている。これ
らの検出回路での故障モードでは、上記直流ゼロ
レベルの信号のままではそのモード検出は不能で
ある。この対策のために、高抵抗Ｒ１を設けてい
る。該高抵抗Ｒ１から定電圧がセンサ１００の出
力に重なることによつて一定の正方向へのバイア
スがなされる。この抵抗Ｒ１は重要な役割を果
す。即ち、ノツクセンサ１００の出力は±５ｍＶ
〜±600ｍＶの間を変化する。その変化巾は120倍
となる。120倍の変化巾に対して、抵抗分圧によ
る一般のバイアス手段によりノツクセンサ出力を
減衰させようとする場合、例えば、ノツクセンサ
の出力が±５ｍＶに近く、かつバイアス手段によ
るノツクセンサ出力の減衰率を1/20にした場合、
バイアス後の出力は0.25ｍＶに低下することにな
る。これは明らかに検出精度の低下を招き、ひい
ては故障モードの検出が不能となる。本発明は高
抵抗Ｒ１を設けることによりノツク検出精度を向
上し、且つ故障モードの検出を容易ならしめるも
のである。第２図３は抵抗Ｒ１によりバイアスさ
れたセンサ出力を示している。

いま、ノツクセンサ１００がシヨートすると、
点の電圧は約0Vとなり点電圧より低くなり、
コンパレータOP２の出力電圧は第２図４に示す
如く約0Vとなる。このコンパレータOP２の出力
がLOWになることによりトランジスタＴ８０が
オフする。これにより第２図５に示す如く、V₀
端子よりフエールセーフ電圧が出力され、最大リ
タード量あるいは中間リタード量まで自動的にリ
タードされる。なお、コンパレータOP２の出力
を外部に取り出して警告表示装置に入力すること
により容易に運転者に知らせることができる（図
示はしていない）。

交流結合回路１１２は、直流成分を除去するた
め設ける。更にノツキング周波数領域で共振を起
こさせるべく役割を持たせることがある。交流結
合回路１１２で直流バイアスを除去したことによ
つて、次段での点火ノイズカツト回路１１３での
ノイズカツト性能の向上に著しい寄与を呈する。
これは、直流バイアスを除去した後に点火ノイズ
をカツトしないと点火ノイズをカツトできないか
らである。点火ノイズカツト回路１１３は、単安
定回路１２８の第２図２に示す如きパルス出力に
よつて制御をうける。ノイズカツト回路１１３は
一種のアンドゲートであり、単安定回路１２８の
出力パルスを入力している。従つて、単安定回路
１２８の出力パルスが“１”になつているt₁区間
のみ、交流結合回路１１２を介して得られるセン
サ出力はほぼそのまま該点火ノイズカツト回路１
１３の出力となる。この出力を第２図６に示して
いる。これによつて点火ノイズカツトがなされ
る。

BPF１１４は、ノツク信号を強調（他の信号
を減衰させる）させて出力するもので、ノツキン
グのノツク信号より高い周波数で少し減衰のある
特性を持つている。AGC回路１６０は増巾器１
６１を介したBGL検出回路１１９からのフイー
ドバツク信号を受けてそれ自体のゲインをフイー
ドバツク信号、即ちBGL出力に反比例させて変
化させる。マスク回路１５０では所定のタイミン
グでAGC回路１６０の出力に対してマスクをか
ける。このマスクは第２図２のパルス信号Ｓ２に
よつてなされる。このマスク回路１５０の出力を
うけてBGL検出回路１１９はBGLの検出を行う。
比較回路１１８は、BGL検出回路１１９のBGL
出力（電圧）と増巾器１５１の出力とを比較器１
１８Ａで行い、増巾器１５１の出力と基準電圧と
の比較を比較器１１８Ｂで行う。この時の両信号
の様子は第２図７に示す。比較回路１１８の比較
器１１８Ａは、BGL出力よりも大きい増巾器１
５１の出力のみを整形して出力する。更に比較器
１１８Ｂはマイナス端子に印加される基準電圧
（この電圧はノツク信号の異常振幅を制限するた
めの基準値）よりも高いレベルの増巾器１５１の
出力を除去する。これによつてノツク信号の中の
異常に高い電圧はクランプされる。この比較器１
１８の出力がマスク回路１５３、遅角信号出力回
路１２６に入力して直流レベルに変換され、該直
流レベル信号が求めるべきノツク信号となる。こ
こで、マスク回路１５３は高速回転時に吸気筒よ
り発生するノツク信号に類似の雑音を除去する役
割を持つ。このマスクはＳ２によつて行つてい
る。比較器１１８の出力Ｓ６は単発パルス状であ
り、この単発パルスを平均化する機能を遅角信号
出力回路１２６は持つ。

第２図８に比較器１１８で検出されたノツク信
号を示している。第２図９はその一部の拡大図で
ある。積分回路１２５は、遅角信号出力回路１２
６の出力信号を入力として所定の積分を行う。従
つて、ノツクパルスの数に応じた積分値が積分回
路１２５より出力される。この積分出力によつて
リタード回路１３２の遅角制御を行う。以上の動
作は信号Ｓ４，Ｓ１０の役割と機能を除いた一般
的なものである。信号Ｓ４，Ｇ１０等による新規
な動作については後述される。

第３図はノツクセンサ１００からBPF１１４
までの構成の具体的な回路例を示している。ノツ
クセンサ１００は圧電素子を使用した容量形のセ
ンサであり、等価的にはコンデンサＣと定電流源
との並列回路となる。

抵抗１に供給される電源は電源部１２０より供
給される。電源部１２０は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２，Ｒ１４，Ｒ１５、コンデンサＣ５、オペアン
プOP３とより成る。オペアンプOP３はバツフア
の役割を持つ。オペアンプOP３のプラス端には
Ｂ電源が抵抗Ｒ１４とＲ１５とで分圧されて印加
している。オペアンプOP３の出力は３（Ｖ）に設
定さされる。従つて、ａ点の直流バイアス電圧
は、約６（Ｖ）となり、該６（Ｖ）電圧にノツクセ
ンサ１００の出力信号が重なることとなる。

一方、ノツク制御装置の入力インピーダンスを
高くすると外乱ノイズが重畳しやすくなる。外乱
ノイズの典型的なものは、点火タイミングに同期
して発生する点火ノイズ（Igノイズ）である。

以下、本装置の点火ノイズについて説明する。

パワートランジスタのベース制御は第２図１に
示す如きパルスによつて行われる。該パルスがＨ
レベルの時、パワートランジスタはオン（ON）
し、Ｌレベルの時、オフ（OFF）する。このON
からOFFに切換わる過程、或いはOFFになつた
時点で点火コイルの２次電圧は急上昇し、第１次
のノイズを発生する。更にこの２次電圧の上昇に
よつてプラグの間の空気層の絶縁が破壊され、点
火する。この点火時に第２次のノイズが発生す
る。該第２次のノイズには、点火の初期に流れる
容量放電電流によるノイズと、その後の段階で流
れる誘導放電電流によるノイズとがある。第２次
のノイズの中では前者のノイズが大きなノイズ源
となる。入力インピーダンスを高くした場合に
は、第１次ノイズ及び第２次ノイズ（前者のノイ
ズ）がノツク信号識別に悪影響を与える外乱ノイ
ズとして上記ノツクセンサ出力に重畳してくる。

かかる外乱ノイズを除去する必要がある。この
外乱ノイズは、50〜60μsec位の時間の間、継続す
る。従つて、この間、ノツクセンサ出力をマスク
すればよい。かかる目的を達成するために、交流
結合回路１１２、ならびにノイズカツト回路１１
３を設けている。但し、実際のマスク区間は上記
ノイズ継続時間より充分大きい時間巾、例えば
0.8ｍsec程度に設定している。

交流結合回路１１２はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ
３とより成る。ノイズカツト回路１１３は抵抗Ｒ
４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ８，Ｒ１０１、コンデンサＣ
２、トランジスタＴ２、オペアンプOP１とより
成る。交流結合回路１１２は、ノツクセンサ出力
信号からノツキング信号を良好に取り出すための
手段として設けたものであり、ノツキング信号を
この回路１１２を通すことによつてノツクセンサ
出力信号に乗つている直流バイアス電圧を除去せ
しめている。もし、直流バイアス成分を重畳して
なるノツクセンサ出力からノツク信号のみを取り
出そうとする場合、及び上記ノイズマスクをかけ
ようとする場合、その処理は極めて複雑なものと
なる。この直流カツトするという考え方そのもの
は簡単ではあるが、ノツク信号を正しく分別する
ためには極めて実用性の高い技術手段である。

ノイズカツト回路１１３は、主としてトランジ
スタＴ２の働きによつてIgノイズカツトを行つて
いる。トランジスタＴ２は単安定回路１２８の出
力Ｓ２によつてオン・オフされる。単安定回路１
２８は、第２図１に示すパワートランジスタのベ
ース信号の立下りでトリガーを受け、マスク区間
巾のパルスを発生する。第２図２がこの単安定回
路１２８の出力Ｓ２であり、時間巾t₁がマスク区
間巾となる。この単安定回路１２８の出力Ｓ２が
“１”となるt₁区間のみトランジスタＴ２をオン
する。これによつて、このt₁区間では、ノツクセ
ンサ出力はアースに短絡され、オペアンプOP１
への入力はなくなり、Igノイズをマスクするマス
ク効果を生む。尚、センサ１００の負荷インピー
ダンスとして、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５、コンデン
サＣ１，Ｃ２が考えられるが、抵抗Ｒ５を高抵
抗、例えば1MΩとすることにより、抵抗Ｒ４，
Ｒ５、コンデンサＣ２は負荷としては無視できる
ものとなる。従て、センサ１００の負荷はコンデ
ンサＣ１、抵抗Ｒ３だけとみることができる。

BPF１１４は、抵抗Ｒ７，Ｒ９，Ｒ１０、コ
ンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ２２、オペアンプOP２
とより成る。該オペアンプOP２の非反転端子は、
バツフアの役割を持つ電源部１２０のオペアンプ
OP３の出力RV（3V基準電圧）に接続している。
従つてBPF１１４出力は、上記基準電圧に直流
的にバイアスされたものとなつている。この
BPF１１４では、ノツク信号と非ノツク信号と
のレベル差を大きくすべくフイルタ機能を持つ。
これによつて、レベルによる識別を容易にする。
BPF１１４のオペアンプOP２からの出力Ｓ１は
後述のAGC回路１６０の抵抗Ｒ１６に入力され
る。

次にノツクセンサ故障検出回路１０２Ａの動作
を説明する。センサシヨート検出回路１０９は、
抵抗Ｒ５５と比較器CO２により構成される。更
に、比較器CO２のｃ点電位を約0.2（Ｖ）に設定
しているものとする。

今、ノツクセンサ１００がシヨートしたとする
と、ａ点電位は第２図３に示す如く約０（Ｖ）と
なる。従つて、ａ点電位はｃ点電位より低くな
り、比較器CO２の出力は、約０（Ｖ）となる。ノ
ツクセンサ１００がシヨートしない正常時には、
直流バイアスによりａ点電位はｃ点電位よりも大
きく設定されている故、比較器CO２の出力は略
ａ点電位（即ち０（Ｖ）より大きいという意味）
になつている。すなわち、シヨートした時には、
ｇ点電圧が０（Ｖ）となる。これらの結果はトラ
ンジスタＴ８０より信号Ｓ３となり、積分器１２
５への出力は０（Ｖ）となる。かくして、比較器
CO２によつてシヨート故障を検出できる。

本装置の特徴の一つは、AGC回路１６０と比
較回路１１８との間の回路構成にある。BPF１
１４の出力S₁は、AGC回路１６０に入力される。
AGC回路１６０の出力はマスク回路１５０を介
して２つの系統に分けられる。第１の系統はノツ
ク信号を増幅し、比較回路１１８の一方の入力端
子に入力する増幅器１５１からなる系統である。
第２の系統は、半波整流回路１１６、最大クラン
プ回路１１６Ａ、積分回路１１７、増幅器１１７
ＡよりなるBGL回路１１９である。増幅器１１
７Ａの出力は比較回路１１８の他方の入力端子に
入力される。増幅器１１７Ａの出力は増幅器１６
１を介してAGC回路１６０に負帰還される。

ノツクセンサ出力は±５（ｍＶ）〜600（ｍＶ）
の範囲となる。即ち、120倍の範囲でセンサ出力
が振れることになる。この出力を単純に増巾した
場合（例えば100倍）、±0.5（Ｖ）〜±60（Ｖ）とな
る。然るに、自動車では、最大でバツテリ電圧
（約12（Ｖ））であり、60（Ｖ）の値はありえない。
従つて、従来は、飽和しないように小さいゲイン
で使用するか、又は飽和することを覚悟で処理す
るかのいずれかの方法をとつていた。前者は、微
小人力に対して感度が悪くなり、後者は大振幅人
力に対して感度が悪くなる欠点を持つ。本実施例
の構成では、AGC回路１６０を設けたこと、更
に、このAGC回路１６０をBPF１１４の出力側
に設けたことを特徴とする。この構成とすること
によつてBPF１１４でノツク信号と非ノツク信
号とのレベル差が大きくなり、この大きくなつた
レベル差のままでAGC回路１６０に入力するた
め、Ｓ／Ｎ比のよい出力を得ることができる。

第４図に示す入出力特性から明らかな如く、
AGC回路１６０は、低レベル出力（±V_L）及び
高レベル入力（V_H）の場合を除き、出力V₀を略
一定に制御することができる。

AGC回路１６０から比較回路１１８に至る回
路の具体例を第５図に示す。AGC回路１６０は、
抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１９，Ｒ１８，Ｒ９２，
Ｒ１０２、オペアンプOP３、FET Ｔ１７とよ
り成る。半波整流回路１１６は、コンデンサＣ
６、抵抗Ｒ２０，Ｒ２１，Ｒ２２、ダイオード
D₁，D₂、オペアンプOP４より成る。

クランプ回路１１６Ａは、抵抗Ｒ２５，Ｒ２
６，Ｒ２７，Ｒ２９、オペアンプOP６、比較器
CO５、コンデンサＣ８、ダイオードＤ１０とよ
り成る。積分器１１７は抵抗Ｒ２９、コンデンサ
Ｃ９とより成る。増巾器１１７Ａは、抵抗Ｒ３
０，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４，Ｒ３５、
オペアンプOP７とより成る。増巾器１６１は、
オペアンプOP８、抵抗Ｒ９３，Ｒ３７，Ｒ３８，
Ｒ３６，Ｒ４０，Ｒ３９、コンデンサＣ１０とよ
り成る。

第５図に図示した回路の動作を説明する。
BPF１１４でフイルタリングされた出力Ｓ１は
抵抗Ｒ１６を介してAGC回路１６０のOP３に入
力する。OP３のマイナス端には増巾器１６１を
介してゲインがコントロールされるFET（Ｔ１
７）が設けられている。この結果、AGC回路１
６０のゲインは増巾器１１７ＡのOP７の出力に
応じて変更される。AGC回路１６０の出力はマ
スク回路１５０によつて所定のタイミングのマス
クがとられ、Ｃ６，Ｒ２０を介して半波整流器１
１６に入力する。ダイオードＤ１，Ｄ２の働きに
より正方向成分のみの半波整流がなされ、最大ク
ランプ回路１１６Ａに入力する。このクランプ回
路１１６Ａでは、比較器CO５の働きにより所定
の最大値（Ｒ２７を介してプラス端子に印加され
る電圧に相当する。例えば5Vである）にクラン
プされる。このクランプ回路１１６Ａの出力は、
抵抗Ｒ２９、コンデンサＣ９とより形成される積
分回路１１７で積分され平滑化され、更に増巾器
１１７Ａで増巾され出力されてゆく。次に具体的
に説明する。

AGC回路１６０の入力電圧（即ちBPF１１４
の出力電圧）をV₁、出力電圧をV₀とし、EFT
（Ｔ１７）の出力インピーダンスをZ_Fとすると、
オペアンプOP３の増巾率は、抵抗Ｒ１９の値を
高抵抗に設定しているため、Z_Fと抵抗Ｒ１９で決
まる値となる。即ち、利得ＧはＧ＝V₀／V₁≒（１＋R₁₉／Z_F）……（3′）となる。（3′）式で重要な点は、インピーダンス
Z_FがFET（Ｔ１５）のゲート・ソース間電圧V_GS
により変化することである。例えば、V_GSが０
（Ｖ）から−２（Ｖ）へと低くなると、増巾器１６
１の出力帰還により、Z_Fは大きくなり、利得Ｇは
小さくなる。大きくなつた場合は逆となる。その
結果AGC回路１６０の増幅器１１７Ａから出力
されるBGL出力電圧はAGC回路１６０への入力
電圧の変動とは無関係に一定となり、そのSN比
は一定に近くなる。

V_GS＝±200（ｍＶ）の範囲では、AGCが充分働
く。尚、抵抗Ｒ１９は、FET（Ｔ１５）の断線故
障時の保護用であり高抵抗設定される。更に、Z_F
は200Ωから2KΩ程度の値としている。

マスク回路１５０はトランジスタＴ１５、抵抗
Ｒ９７とより成る。トランジスタＴ１５はベース
に印加される信号Ｓ４又はＳ２により導通する。
トランジスタＴ１５の導通によりAGC回路１６
０の出力はアース電位に降下し、マスクされる。
信号Ｓ４は一定時間巾発生回路１５８の出力であ
り、信号Ｓ２は単安定回路１２８の出力である。

増巾器１５１の抵抗Ｒ９５は、オペアンプOP
９の出力に対して360（ｍＶ）の直流補正を行う。
更に、抵抗Ｒ３５とコンデンサＣ１０とはBGL
のリツプル防止機能を持つ。更に、全体図を通し
て、オペアンプ（OP）は、日立製のHA17902、
比較器（CO）は日立製のHA17901を使用してい
る。

増巾器１６１の抵抗Ｒ４０，Ｒ３９，Ｒ３８
は、BGL入力がない時、オペアンプOP８の端
子はオペアンプOP３の出力端（3V）に接続され
ているため、その端子入力は３（Ｖ）になり、こ
の時、オペアンプOP８の出力V₂は第８図に示す
ように４（Ｖ）になるように設定する直流補正の
機能を持つ。更に、オペアンプOP８は反転増巾
器となつており、入力V₁が増加すると、出力V₂
が減少する方向となる。この出力V₂はAGC回路
１６０のFET（Ｔ１５）のゲート入力となつてい
るため、BGLが増加すると、V₁が増加してV₂が
下り利得Ｇも下り、AGCが動く。ここでAGC回
路１６０は、V₂＝３（Ｖ）から働き始め、４（Ｖ）
〜３（Ｖ）の間は、Z_Fは一定となつている。

最大クランプ回路１１６ＡのオペアンプOP６
はインピーダンス変換のために設けたバツフアで
あり、非反転端子電圧V₁が５（Ｖ）以上になろう
とすると、比較器CO５が導通し、ダイオードＤ
１０、抵抗Ｒ２８を通して電流が放電し、その結
果、オペアンプOP６の非反転端子の端子電圧は、
最大５（Ｖ）にクランプされる。これによつて、
比較器CO５の反転出力電圧（バツクグラウンド
電圧レベル）は、ノツキングの強度により変るこ
となく、ノツキング時にBGLが上昇してノツキ
ングの検出が難しくなるようなことはなくなる。

比較回路１１８は、比較器１１８Ａ，１１８
Ｂ、抵抗Ｒ４３，Ｒ５９、ダイオードＤ３より成
る。比較要素１１８Ａの比較器CO４は増巾器１
５１の出力であるノツク信号を含む信号と、抵抗
Ｒ４１とＲ４２とで分圧された基準電圧との比較
を行う。基準電圧は例えば４（Ｖ）に設定されて
いる。一方、比較器CO３はBGL出力と増巾器１
５１の出力との比較を行う。この結果、比較回路
１１８の出力からは、基準電圧よりも大きく、
BGL出力よりも大きな増巾器１５１の出力Ｓ６
が出力する。尚、ダイオードＤ３はこの出力を送
信する役割、抵抗Ｒ５９は後述する遅角量設定回
路１２６のコンデンサＣ１３との間で放電用抵抗
の役割を持つ。比較回路１１８の出力Ｓ６は、次
段のマスク回路１５３に入力する。

マスク回路１５３から積分回路１２５に至る具
体的回路構成を第７図に示す。

進角信号設定回路１２７は、固定進角設定回路
１２７Ａと可変進角設定回路１２７Ｂとより成
る。固定進角設定回路１２７Ａは抵抗Ｒ５６，Ｒ
６８，Ｒ７０，Ｒ９８，Ｒ９９，Ｒ１００、トラ
ンジスタＴ１１より成る。可変進角設定回路１２
７Ｂは抵抗Ｒ６５，Ｒ６９、トランジスタＴ８よ
り成る。固定進角設定回路の進角出力信号は始動
時の進角のための電源電圧Ｄにより決まる。可変
進角設定回路１２７Ｂの進角出力信号は単安定回
路１２８の出力Ｓ９により決まる。出力Ｓ９は回
転数に比例したパルス巾の信号であり、従つて、
回路１２７Ｂの進角出力信号は回転数に比例した
進角信号となる。進角信号設定回路１２７の進角
出力信号は積分器１４０の入力となる。

比較器１１８の出力は積分回路１２５に直接に
加えてもよいが、遅角信号出力回路１２６を介し
て積分回路１２５に印加してもよい。更に、遅角
信号設定回路１２６と比較器１１８との間にマス
ク回路１５３を設けることによつて、一層正確な
遅角信号を形成できる。本実施例では、この事例
を開示している。マスク回路１５３は、抵抗Ｒ５
７，Ｒ５８、トランジスタＴ７より成る。遅角信
号出力回路１２６はマスクをまぬがれた比較器１
１８の出力パルスを平滑化し且つ積分し対応する
遅角制御を行う。遅角信号設定回路１２６は、コ
ンデンサＣ１３、抵抗Ｒ６３，Ｒ６４，Ｒ６６，
Ｒ６７、トランジスタＴ９，Ｔ１０より成る。ト
ランジスタＴ７は信号Ｓ２又はＳ１０によつてオ
ンし、この時の比較器１１８の出力Ｓ６はトラン
ジスタＴ７を介してアースに流れ込みマスクされ
る。トランジスタＴ７がオフの時にはコンデンサ
Ｃ１３に信号Ｓ６は蓄積され、抵抗Ｒ６３を介し
てトランジスタＴ１０を駆動する。トランジスタ
Ｔ１０の駆動は抵抗Ｒ６４を介して信号Ｓ３によ
つても行われる。信号Ｓ２は単安定回路１２８の
出力、信号Ｓ１０は一定時間発生回路１５７の出
力である。信号Ｓ３は異常検出回路１０２Ａの出
力である。トランジスタＴ９のベーに印加される
電源電圧Ｄは、電源回路（後述）から提供をうけ
る。エンジン始動時にはバツテリ電圧が所定の最
低許容電圧よりも低下する。バツテリ容量が少な
くなつた時も同様である。この異常な電圧低下時
には電圧Ｄは高い電圧となり、正常電圧時には低
い電圧となつている。高い電圧Ｄの時にトランジ
スタＴ９はオンし、トランジスタは抵抗Ｒ６３，
Ｒ６４を介して印加される信号のいかんにかかわ
らず、オフを継続する。一方、電圧Ｄが低い時に
は、トランジスタＴ９はオフし、この結果、トラ
ンジスタＴ１０は、抵抗Ｒ６３，Ｒ６４を介した
電圧の値によつてオン、オフの駆動が行われる。

積分回路１２５は、積分器１４０、最大電圧ク
ランプ回路１４１、最小電圧クランプ回路１４２
より成る。積分器１４０は、オペアンプOP１５、
コンデンサＣ１４，Ｃ１５、抵抗Ｒ２００より成
る。最大電圧クランプ回路１４１はオペアンプ
OP１６、抵抗Ｒ７１，Ｒ７４，Ｒ７５，Ｒ７６，
Ｒ７７，Ｒ７８、ダイオードＤ７、トランジスタ
Ｔ２０より成る。最小電圧クランプ回路１４２
は、オペアンプOP１７、抵抗Ｒ６０，Ｒ６１、
ダイオードＤ６より成る。

次に、積分回路１２５の回路動作を説明する。
今、比較器１１８の出力を入力とする遅角信号設
定回路１２６の出力であるノツク信号により、ト
ランジスタＴ１０はノツク信号に同期してONす
る。従つて、第２図９に示すように、ノツク信号
のパルス巾t₀（約40〜70μsec位）の間、トランジ
スタＴ１０は導通し、電流i₁がオペアンプOP１
５よりコンデンサＣ１４，Ｃ１５、抵抗Ｒ６７、
トランジスタＴ１０を介してアースへと流れる。
また、この時のオペアンプOP１５の出力電圧は
３（Ｖ）である。

したがつて、この時のオペアンプOP１５の１
パルス当りの電圧上昇率（電圧上昇／１パルス）
ΔV₁は次のようになる。

i₁＝３／R₆₇ ……(4) より、 ΔV₁＝i₁／Ｃt₀ ……(5) 但し、容量ＣはコンデンサＣ１４，Ｃ１５の直
列容量値である。この(5)式から明らかなように、
オペアンプOP１５の出力電圧は、ノツキングパ
ルス数に比例して上昇することになる。

一方、毎周期ごとに、単安定回路１２８の反転
出力Ｓ９がトランジスタＴ６からトランジスタＴ
８のベースに印加され、一定マスク時間t₁の間、
トランジスタＴ８をオフする。従つて、この間、
電流i₂が電源V₊から抵抗Ｒ９８，Ｒ１００、コ
ンデンサＣ１４，Ｃ１５を介してオペアンプOP
１５へと流れる。ツエナーダイオードZD４のツ
エナー電圧は６（Ｖ）である。また、オペアンプ
OP１５の端子は−３ボルトとなつている。し
たがつて、オペアンプOP１５に単安定回路１２
８から１パルス入力するごとにオペアンプOP１
５の出力電圧は、下記の電圧下降率（下降電圧
値／周期）ΔV₂に従つて下降することになる。

i₂＝６−３／R₉₈＋R₁₀₀ ……(6) したがつて ΔV₂＝i₂／Ｃt₁ ……(7) この電圧降下率ΔV₂はエンジンのトルク、馬力
等の動力性能を考慮し電圧上昇率ΔV₁の約1/50に
設定されている。積分器の出力は、その最大値を
最大クランプ回路１４１のクランプ電圧によりク
ランプされ、その最小値を最小クランプ回路１４
２のクランプ電圧によつてクランプされる。

積分回路１２５は、エンジン始動時には、電圧
ＤによりトランジスタＴ１１がオンすることによ
り特定の進角特性（進角値）を持たせるようにし
てある。この進角特性は、積分回路１２５が指令
を行いリタード回路１３２が実際の進角（遅角）
制御を行う。このリタード回路１３２は例えば、
下記文献（U.S.Patent application、Ser.No.
80202、by Noboru Sugiura、filed october １、
1979 and assigned to the assignee of this
application“Ignition timing control system
for internal combustion engine”）示されたも
のが使用される。

こゝでリタード回路１３２の動作について説明
する。

一般に、点火時期特性は相対的なものであり、
デイストリビユータと、使用されている点火装置
で決まるある運転モードに従つて決定される。ま
た、ノツク時の最大遅角特性を与えておき、ノツ
ク時にこの特性に乗るようにしている。第８図に
は、進角及び遅角特性を示し、実線はある運転モ
ードでの最小遅角（即ち最小クランプ電圧）特
性、点線はノツク時の最大遅角（即ち最大クラン
プ電圧）特性を示している。低速時、例えば
200rpm以下では、点火時期特性で決まる最大進
角特性になるべく制御する。かかる特性を採用す
る理由は、起動時の始動を確実に達成するためで
ある。即ち、始動時、点火時期を遅らせるとエン
ジンは逆回転トルクを生じ、スタータの負荷は非
常に大となる。この結果、スタータの駆動電流が
異常に大となりスタータではエンジンをまわすこ
とができなくなり、いわゆる始動失敗となる。か
かる始動失敗をなくすために、始動時、例えば
200rpm以下では、点火時期特性で決まる最大進
角特性にさせている。

以上の特徴を達成すべきリタード回路１３２の
特性を第９図に示す。図示する如く、積分回路１
２５の出力、即ち積分器１４０の出力電圧に対し
て一定角度傾斜特性となるべくリタード特性を持
つている。このため、毎周期一定角度の進角とな
る。即ち、点火時期はノツキングパルス数に応じ
て遅角しながら毎周期一定角度進角する構成とな
つている。

次に、かかるリタード回路１３２を制御する積
分回路１２５の動作、特に起動時進角を行う始動
時対策について述べる。この始動時対策は電源回
路に関係あるもの故、第１０図に示す電源回路の
説明を先ず行う。

この電源回路は、始動検出用電源装置５０、実
際の電源装置５１とよりなる。電源装置５０、抵
抗Ｒ８６，Ｒ８７，Ｒ８８，Ｒ８９、ツエナーダ
イオードZD３、コンデンサＣ１９、ダイオード
Ｄ９より成る。電源装置５１は、抵抗９０，９
１、コンデンサＣ２０，Ｃ２１、ツエナーダイオ
ードZD４，ZD５より成る。バツテリ電源はBW
端に接続され、ツエナーダイオードZD５により
所定電圧（6.2V）以上の電圧はカツトされ、Ｂ
＝6.2Vが出力される。電圧Ａ及びＤは始動検出
を反映した電圧となる。即ち、始動時にはバツテ
リ電圧が低下する。その低下量が基準値以上にな
るとトランジスタＴ１４はオフし、電圧ＡとＤと
は同じ値となる。バツテリの電源容量が低下した
時にも同じ動作となる。バツテリの電源電圧が正
常であれば、トランジスタＴ１４はオンであり、
Ｄ電圧は略アース電位となり、Ａ電圧は抵抗Ｒ８
６によるドロツプ電圧相当となる。抵抗Ｒ８６は
比較的高抵抗（22KΩ）に設定している。このＤ
電圧はトランジスタＴ９のベース、トランジスタ
Ｔ１１のベースに印加しており、始動時の所定の
進角特性を設定する。

また、Ｔ端子より水温スイツチからの信号が入
力される。すなわち、エンジンの冷却水温が所定
値（例えば70℃）以下のときはLow信号が入力
される。したがつて、BW端子より抵抗Ｒ８８を
通り、ダイオードＤ１２を通つて、抵抗Ｒ２２１
を介してＴ端子に電流が流れ、ダイオードＤ１２
のアノード側の電位が低くなる。するとツエナー
ダイオードZD３に電流が流れず、トランジスタ
Ｔ１４がカツトオフする。このトランジスタＴ１
４がオフすると、トランジスタＴ１４のコレクタ
側に接続されているトランジスタＴ９のベースに
電流が流れオンする。このトランジスタＴ９のオ
ンによつてトランジスタＴ１０がオフし、ノツク
制御が作動しないように構成されている。すなわ
ち、暖気運転中はリタードしないようにしてい
る。

次にかかるリタード回路１３２を制御する積分
回路１２５の動作、特に起動時進角を行う始動時
対策について述べよう。ツエナーダイオードZD
３は約６（Ｖ）のツエナー電圧を持ち、電源電圧
（V₊）が低い時、即ちスタータオンのエンジン始
動時には、抵抗Ｒ８８，Ｒ８９の中点電圧がツエ
ナーダイオードZD３をオンできなくなる。この
ため、トランジスタＴ１４がオフし、トランジス
タＴ９，Ｔ１０がオンする。この時、トランジス
タＴ１０はオフとなる。またトランジスタＴ１１
のオンにより電源より抵抗Ｒ７０を通して電流
L₂と同じ方向に電流が流れ、オペアンプOP１５
の出力はｋ点電圧と同じ電圧迄減少しクランプさ
れることになる。このｋ点電圧が第９図に示す最
小クランプ電圧1.5（Ｖ）に対応する。このクラン
プされた出力が第８図に点線で示す始動時の最大
遅角特性を設定することになる。これによつて、
リタード回路１３２が制御され、最大遅角特性に
設定されることになる。

次にセンサ１００の故障時における積分回路１
２５の動作を説明する。第３図に図示されたセン
サシヨート検出器１０８ならびにセンサオープン
検出器１０９からの出力により、第７図に図示さ
れたトランジスタＴ７がオフとなり、トランジス
タＴ１０，Ｔ２０がオンとなる。トランジスタＴ
１０がオンすると、上述の遅角動作と同じよう
に、コンデンサＣ１４，Ｃ１５に電流i₁が流れ続
け、従つてオペアンプOP１５の出力電圧は、ｈ
点電圧と同じ6Vの電圧（最大電圧）にクランプ
される。更に、トランジスタＴ２０がオンする結
果、ｈ点電圧は、通常時の電圧より低い5Vのフ
エールセーフ電圧に制御をうける。これによつ
て、異常時も適切な遅角特性をうる。なお、トラ
ンジスタＴ２０を省略した場合のフエールセーフ
クランプ電圧は第９図に示すように6Vとなる。

第１１図は第３図のａ点に異常電圧が重畳した
時の動作波形図を示す。この異常検出は検出回路
１０８，１０９が兼用して動作することによつて
行われる。第１１図１はパワートランジスタのベ
ース信号であり、ノツクセンサ１００が何等かの
原因で異常信号となると、第１１図２に示すよう
に、連続的にｂ点電圧より高い電圧が発生し、従
つて比較器の出力は第１１図３のように連続的に
０（Ｖ）に下がり、従つて積分回路１２５の出力
は第１１図４のように動作の後、フエールセーフ
クランプ電圧（図では5.4V）にクランプされる。
従つて、異常電圧に対しても充分対処できること
になる。

第１２図は各種のタイミング信号を発生するタ
イミング信号発生回路を示す。単安定回路１２８
は、抵抗Ｒ４４，Ｒ４５，Ｒ４６，Ｒ４７，Ｒ４
８，Ｒ４９，Ｒ５０，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５３，
Ｒ５４、コンデンサＣ１１，Ｃ１２、トランジス
タＴ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６、コンデンサＤ４，Ｄ
５より成る。回転数検出回路１５６は抵抗Ｒ７
９，Ｒ８０，Ｒ８１，Ｒ８３，Ｒ８４，Ｒ９６，
Ｒ１０３，Ｒ２０１，Ｒ２０２，Ｒ２０３、オペ
アンプOP１０、コンパレータCO６、コンデンサ
Ｃ１８、ダイオードＤ８、トランジスタＴ１３と
より成る。

単安定回路１２８の動作を説明する。端子Ｐに
は第２図１に示すパワートランジスタのベース信
号が印加されている。このベース信号のＨでトラ
ンジスタＴ３はオンし、トランジスタＴ４はオフ
する。トランジスタＴ４のオフにより、コンデン
サＣ１２には電源Ｂ→抵抗Ｒ４８→Ｒ５０→Ｃ１
２→トランジスタＴ５のベースへの経路が形成さ
れる。一方、ベース信号のＬでトランジスタＴ３
はオフ、トランジスタＴ４はオンとなり、電源Ｂ
→抵抗Ｒ５１→コンデンサＣ１２→抵抗Ｒ５０→
Ｄ５→トランジスタＴ４→Ｒ４９→アースの経路
が形成される。この２つの経路はコンデンサＣ１
２への充放電回路であり、トランジスタＴ５のコ
レクタ端には第２図２に示す如き時間巾t₁なるス
パークタイミングに同期したパルスＳ２が発生す
る。また、トランジスタＴ６はトランジスタＴ５
と逆相関係にある故、信号Ｓ２と逆相のパルスＳ
９を出力する。この信号Ｓ２は、点火ノイズカツ
ト回路１１３のトランジスタＴ２のベースに印加
されて点火ノイズカツト信号となり、且つマスク
回路１５３のトランジスタＴ７のベースに印加さ
れて点火ノイズカツトの役割を果している。信号
９は進角信号出力回路１２７のトランジスタＴ８
のベースに印加され、進角制御に供されている。
更に、信号Ｓ２は回転検出回路１５６の入力信号
となつている。

回転数検出回路１５６の動作を説明する。トラ
ンジスタＴ１３は、信号Ｓ２のＨで且つトランジ
スタＴ３のオフ時の２条件成立によりオンする。
この結果、第２図のパルス巾t₁でオンすることに
なる。このパルスの周期は回転数に比例する故、
結局、トランジスタＴ１３は回転数に応じて駆動
される。オペアンプOP１０のプラス端子には最
低電圧クランプ回路１４２のｋ点電圧（約1.7V）
が印加されている。トランジスタＴ１３のオン時
には、オペアンプOP１０の出力側からコンデン
サＣ１８→Ｒ８０→Ｔ１３→アースなる経路が作
られ、コンデンサＣ１８は充電される。トランジ
スタＴ１３のオフ時にはコンデンサＣ１８の電荷
は抵抗Ｒ８１に流れる。オペアンプOP１０はプ
ラス端子、マイナス端子に印加する電圧の偏差に
対応する出力を発生し、コンパレータCO６のマ
イナス端子に印加される。またコンパレータCO
６のプラス端子には抵抗Ｒ８４，Ｒ８３に分圧さ
れた一定電圧（3.0V）が印加されている。コン
パレータCO６のマイナス端子には1.7V以上で且
つ回転数に応じた電圧が印加され、一定電圧3V
と比較される。3V以上の時にコンパレータCO６
の出力はＬとなり、3V以下の時はＨとなる。基
準となる電圧3Vは高速回転時対応の電圧である。
具体的には、この電圧3Vに対応する回転数は
3000rpmに設定している。従つて、3000rpm以下
の時のみ、コンパレータCO６の出力はＨになる。
3000rpm以下の回転の時にクランプ回路１４１の
トランジスタＴ２０をオンする。トランジスタＴ
２０のオンによりオペアンプOP１６のマイナス
端への印加電圧はトランジスタＴ２０オフ時に比
べて低くなる。尚、ダイオードＤ８、抵抗Ｒ１０
３はヒステリシス特性を持たせるものであり、
3000rpmに対してこの回路が応動するのに時間が
かかり、その間若干回転数が上昇することがあ
り、この上昇分を見越した出力を得るようにして
いる。

したがつて、本実施例によれば簡単な回路で、
回転数に関係なくノツクセンサのシヨート検出を
することができる。

以上説明したように、本発明によれば、いかな
るエンジン回転領域においても圧電型ノツクセン
サのシヨートを検出することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の全体構成図、第２図１〜１０
はタイムチヤート、第３図、第５図、第７図、第
１０図、第１２図は具体的回路例図、第４図、第
６図、第８図、第９図は各特性説明図、第１１図
１〜４、第１３図１〜７はタイムチヤートであ
る。１００……ノツクセンサ、１０１……ノツク
制御装置。

Claims

【特許請求の範囲】

１圧電型ノツクセンサから出力される信号に基
づきノツクの発生を検出して信号を出力するノツ
ク検出回路からの出力信号によつてエンジン点火
時期を制御するものにおいて、上記圧電型ノツク
センサを高抵抗でバイアスしコンデンサ結合によ
つて信号伝送を行うように構成すると共に、該伝
送信号が零電位近傍に低下したときに前記圧電型
ノツクセンサのシヨートを検出するようにしたこ
とを特徴とする圧電型ノツクセンサのシヨート検
出回路。