JPH0212058B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は周波数安定度の良好な電圧制御発振回
路を提供することを目的としてなされたものであ
る。

周波数安定度の高い電圧制御発振回路として
は、例えば、水晶発振器における周波数微調整用
のトリマコンデンサを可変容量ダイオードとし、
その可変容量ダイオードに制御電圧を供給するよ
うに構成したものが考えられるが、この構成態様
の電圧制御発振回路では周波数の可変制御範囲が
非常に狭いから、周波数の可変制御範囲の広いこ
とが必要とされるような利用目的に対しては適用
できない。

すなわち、例えば、カラーテレビジヨン映像信
号（以下、テレビジヨンをTVと略記する）を記
録再生するカラーVTRにおける再生されたカラ
ーTV映像信号の信号処理に際しては、磁気テー
プの走行速度の変動と対応して周波数値が変動す
るような信号が必要とされることがあるが、前記
の信号は周波数の変化範囲が広いから、このよう
な信号を得るのに水晶発振器による電圧制御発振
回路を用いることはできない。

それで、周波数の変化範囲が広いことが必要と
される場合の電圧制御発振回路としては、従来か
らLC発振器（あるいはRC発振器）などによる電
圧制御発振回路が用いられており、電圧制御発振
回路で発振された低い周波数の発振波を周波数変
換器を用いて所要の高い周波数値の信号として用
いるようにするのが普通であつたが、周知のよう
に前記構成の電圧制御発振回路は、温度や湿度の
変化などによつて発振周波数値が大きく変化する
他、発振周波数値の経時変化も大きいという欠点
があつた。

本発明は周波数安定度の高くない通常形態の電
圧制御発振器を、それからの出力が本来の目的に
利用（使用）されない期間の全部または一部を較
正期間として較正し、前記の電圧制御発振器の較
正期間に続く、電圧制御発振器の出力が本来の目
的のために利用（使用）される期間には、電圧制
御発振器がそれの較正期間に較正された状態を保
持して動作を行なうようにすることにより、周波
数安定度の高い電圧制御発振回路を容易に提供す
ることができるようにしたものであり、以下、本
発明の電圧制御発振回路、すなわち、電圧制御発
振器の出力が本来の目的のために利用されない期
間の全部または一部の期間と対応する第１の期間
と、前記した第１の期間以外の第２の期間とに応
じて切換え態様が変化される第１，第２の信号切
換手段と、前記した第１の期間には前記した第１
の信号切換手段を介して供給される第１の基準電
圧とホールド回路からの出力信号電圧との加算を
行うとともに前記した第２の期間には前記した第
１の信号切換手段を介して供給される外部の制御
電圧とホールド回路からの出力信号電圧との加算
を行う加算器と、前記した加算器の出力電圧が発
振周波数制御電圧として与えられているととも
に、前記の発振周波数制御電圧が前記した第１の
基準電圧に等しい電圧値の状態において所定の周
波数値の発振波を出力しうる電圧制御発振器と、
前記した所定の周波数値の発振波が前記の電圧制
御発振器から供給された状態において第２の基準
電圧に等しい電圧値の出力電圧を発生させうるよ
うな周波数−電圧変換特性を有していて前記した
電圧制御発振器の出力信号が供給される周波数−
電圧変換器と、前記した周波数−電圧変換器の出
力電圧と第２の基準電圧とを比較して前記の両電
圧の電圧差に対応する信号電圧を発生する電圧比
較手段と、前記した第１の期間には前記した第２
の信号切換手段を介して供給される前記した電圧
比較手段の出力信号電圧をそのまま前記した加算
器に与えるとともに、前記した第２の期間に切換
わる直前の時間位置における第１の期間の電圧比
較手段の出力信号電圧を保持して、それを第２の
期間に加算器に与え続ける前記したホールド回路
とからなり、前記した電圧制御発振器から出力信
号を出力させるようにした電圧制御発振回路の具
体的な内容を添付図面を参照しながら詳細に説明
する。

第１図は本発明の電圧制御発振回路の一実施態
様のブロツク図であり、この第１図において１は
電圧制御発振回路へ外部から供給される制御電圧
の入力端子であり、この入力端子１からの制御電
圧は切換スイツチSW１の固定接点ｂに与えられ
ている。また、切換スイツチSW１の固定接点ｃ
には基準電圧源VS１からの電圧Vs１が与えられ
ている。

切換スイツチSW１の可動接点ａは切換制御信
号の供給端子２から加えられる切換制御信号Sx
によつて、固定接点ｂと固定接点ｃとに切換えら
れる。後述される切換スイツチSW２における各
可動接点ａも、切換スイツチSW２に対して切換
制御信号の供給端子３から加えられる切換制御信
号Sxによつて、固定接点ｂと固定接点ｃとに切
換えられる。

前記した各切換スイツチSW１，SW２におけ
る切換制御信号Sxの供給端子２，３に供給され
る切換制御信号Sxとしては、電圧制御発振器
VCOからの出力Soが出力端子４を介して電圧制
御発振器の出力が本来の目的のために利用されな
い期間の全部または一部の期間と対応する第１の
期間と、前記した第１の期間以外の第２の期間と
に応じて、信号のレベルの状態が例えばハイレベ
ルの状態とローレベルの状態とに変化するような
信号形態のものを使用してもよい。

なお第１図中においては各切換スイツチSW
１，SW２が機械的な切換スイツチのようなもの
であるとして示してあるが、各切換スイツチSW
１，SW２としては、いわゆる電子スイツチが使
用されるのである。

以下の説明において各切換スイツチSW１，
SW２の切換動作を制御する切換制御信号Sxとし
ては、電圧制御発振器VCOからの出力Soが本来
の目的のために使用されない期間の全部と対応す
る期間（第１の期間）についてはハイレベルの状
態となされており、また、前記以外の期間（第２
の期間）においてはローレベルの状態となされて
いるものとして記述されていて、切換制御信号
Sxがローレベルの状態においては、各切換スイ
ツチSW１，SW２の各可動接点ａが固定接点ｂ
側に切換えられ、また切換制御信号Sxがハイレ
ベルの状態においては、各切換スイツチSW１，
SW２の各可動接点ａが固定接点ｃ側に切換えら
れるものとされている。

切換スイツチSW１の可動接点ａは加算器ADD
（電圧加算器ADD）の一方入力端子５に接続され
ており、また前記した加算器ADDの他方入力端
子６は、ホールド回路HCの出力端子８に接続さ
れていて、加算器ADDの出力は電圧制御発振器
VCOへ制御電圧として供給される。

前記したホールド回路HCは、それの入力側が
低インピーダンスの状態で駆動されている状態に
おいては導通状態となされ、また、それの入力側
が高インピーダンスの状態となされたときは、そ
れの入力側のインピーダンスが低い状態から高い
状態に切換わる直前の端子７への入力電圧値を記
憶してその電圧値を端子８に出力し続けうるよう
な機能を有するものとして構成されているものが
使用されるのである。

第２図は前記したホールド回路HCの具体的な
回路例を示したものであり、第２図において７は
入力端子、８は出力端子、FETは電界効果トラ
ンジスタ、Chは記憶用コンデンサ、Ｒは抵抗で
あり、この第２図示のホールド回路HCは入力端
子７に接続されている前段回路が低インピーダン
スの状態においては、入力端子７に供給されてい
る入力電圧値に従つて変化する記憶用コンデンサ
Chの端子電圧が、電界効果トランジスタFETの
ソースに接続されている出力端子８に出力され、
また、入力端子７に接続されている前段回路が切
換スイツチSW２によつて切断されて、入力端子
７が高いインピーダンスとなされた場合には、入
力端子７が低インピーダンスから高インピーダン
スに切換えられる直前に記憶用コンデンサChへ
記憶された電圧値が、電界効果トランジスタ
FETのソースから出力端子８に出力され続ける
のである。

前記した電圧制御発振器VCOの出力Soは、出
力端子４へ送出されると共に、周波数−電圧変換
器として動作する周波数弁別器DCTの入力端子
にも与えられ、前記した周波数弁別器DCTの出
力信号は増幅器AMPへ与えられる。

前記の増幅器AMPは後述のループの利得が増
幅器を用いなくても充分に大であれば、増幅器
AMPの利得は小さくてもよいが、以下の説明に
おいては、増幅器AMPとして差動増幅器を使用
しているものとして記述されている。

周波数弁別器DCTの出力が反転入力端子に与
えられている差動増幅器AMPの非反転入力端子
には、基準電圧源VS２から基準電圧Vs２が与え
られており、差動増幅器AMPの出力は、それに
入力された２つの入力電圧の差電圧に対応した信
号電圧となつており、差動増幅器AMPの出力は
切換スイツチSW２の可動接点ａに供給されてい
る。

切換スイツチSW２の固定接点ｃはホールド回
路HCの入力端子７に接続されており、また、切
換スイツチSW２の固定接点ｂは無接続とされて
いる。

前記のように構成された本発明の電圧制御発振
回路において、電圧制御発振器VCOからの出力
Soが本来の目的のために使用される期間におい
ては、各切換スイツチSW１，SW２に加えられ
る切換制御信号Sxがローレベルの状態となされ
て、各切換スイツチSW１，SW２の可動接点ａ
は固定接点ｂ側に切換えられ（第１図中に示され
ているような切換えの状態）ている。

前記の状態において電圧制御発振器VCOは、
切換スイツチSW１の固定接点ｂと可動接点ａと
を介して加算器ADDの一方の入力端子５に与え
られている入力端子１からの制御電圧と、ホール
ド回路HCから加算器ADDの他方入力端子６に与
えられている補正電圧とが加算された電圧を制御
電圧として発振動作を行なつて、出力端子４へ送
出された出力Soが所要の目的のために使用され
る。

次に、切換制御信号Sxがハイレベルの状態と
なされて、各切換スイツチSW１，SW２の可動
接点ａが固定接点ｃ側に切換えられたとき、すな
わち、電圧制御発振器VCOからの出力が本来の
目的のために使用されない期間（第１の期間）、
すなわち、電圧制御発振器VCOに対する較正期
間における回路動作について説明する。

電圧制御発振器VCOの較正期間において、各
切換スイツチSW１，SW２の可動接点ａは固定
接点ｃ側に切換えられる。切換スイツチSW１の
可動接点ａが固定接点ｃに切換えられることによ
り、基準電圧源VS１の基準電圧Vs１が切換スイ
ツチSW１の固定接点ｃと可動接点ａとを介して
加算器ADDの一方の入力端子５に加えられる。
加算器ADDの他方の入力端子６には、ホールド
回路HCの出力電圧が与えられており、したがつ
て、加算器ADDの出力として電圧制御発振器
VCOへ制御電圧として供給される電圧は、前記
した基準電圧源VS１の基準電圧Vs１とホールド
回路HCの出力電圧との和の電圧である。

一方、電圧制御発振器VCOからの出力信号は、
周波数弁別器DCTに与えられ、この周波数弁別
器DCTからは前記した電圧制御発振器VCOから
の出力信号の周波数と対応した電圧値が差動増幅
器AMPに加えられる。

周波数弁別器DCTは、それの周波数−電圧変
換特性が基準の周波数−電圧変換特性、すなわ
ち、それに対する入力信号の周波数がfsの場合に
出力電圧がVs２となるように、それの周波数−
電圧変換特性が予め定められているから、前記し
た電圧制御発振器VCOから周波数弁別器DCTへ
供給される出力信号の周波数がfsであれば、差動
増幅器AMPの反転入力端子に与えられる入力電
圧はVs２となつて、差動増幅器AMPの出力電圧
は零となる。

しかし、電圧制御発振器VCOからの出力信号
の周波数値が（fs±Δfs）のように周波数fsから
＋Δfsあるいは−Δfsだけずれていると、差動増
幅器AMPの反転入力端子に入力される電圧は例
えば（Vs2＋ΔV）あるいは（Vs2−ΔV）のよう
に基準電圧Vs２とは異なるものとなる。

それにより差動増幅器AMPの出力電圧は、大
きな負電圧あるいは大きな正電圧となり、それが
切換スイツチSW２の可動接点ａと固定接点ｃと
を介してホールド回路HVの入力端子７に与えら
れる。

ホールド回路HCは前記した差動増幅器AMP
の出力電圧を出力端子８から加算器ADDの入力
端子６に供給しているから、電圧制御発振器
VCOへ与えられる制御電圧が変化して電圧制御
発振器VCOはそれからの発振周波数がfsに近づ
くように制御される。

すなわち、加算器ADD→電圧制御発振器VCO
→周波数弁別器DCT→増幅器AMP→切換スイツ
チSW２の可動接点ａ→同固定接点ｃ→ホールド
回路HC→加算器ADDのループは負帰還路を構成
しており、したがつてループ利得が充分に大きい
場合には電圧制御発振器VCOはそれの発振周波
数が周波数fsに一致するように自動制御されるの
である。

電圧制御発振器VCOに対する較正の結果は、
ホールド回路HCによつて保持されるから、電圧
制御発振器VCOは、それの較正期間に引続く電
圧制御発振器VCOの出力が本来の目的のために
使用される期間（第２の期間）中に、制御電圧に
応じた正しい周波数値の出力を出力端子４に送出
しうる状態で発振動作を行なうことができる。

以上の説明から明らかなように、本発明の電圧
制御発振回路では、電圧制御発振器VCOからの
出力が本来の目的のために使用されない期間（第
１の期間）を電圧制御発振器VCOの較正期間と
して電圧制御発振器VCOが較正されるようにし
て、電圧制御発振回路からの出力が本来の目的の
ために使用される第２の期間における電圧制御発
振回路の出力信号が常に正しい周波数値を有する
ものにさせることができるのである。

電圧制御発振器VCOの較正に利用される期間
としては、電圧制御発振回路の出力が本来の目的
のために使用されない期間の全部にわたつてもよ
いが、その期間の一部が使用されるようにしても
よい。ただし、前記した較正動作は負帰還ループ
の動作によつて行なわれるものであるから、負帰
還ループが安定な動作状態を示すようになるまで
の時間長は較正期間として必要である。

第３図ａ図は、本発明の電圧制御発振回路を
VTRにおける自動位相制御系中で利用する場合
の利用の態様例を示すブロツク図であり、また、
第３図ｂ図は比較のために示す従来例のもののブ
ロツク図である。

第３図ａ，ｂ図においてOSCSは色幅搬送波の
周波数fscの信号を発振する発振器、BGはバース
トゲート、PCは位相比較器、CONV１，CONV
２，CONVは周波数変換器、VCOaは通常の構成
形態の電圧制御発振器、VCObは第１図に示した
ブロツク図で表わされているような構成態様の電
圧制御発振回路である。

第３図ａ図に示す回路配置と第３図ｂ図に示す
回路配置とを比較すると、本発明の電圧制御発振
回路を用いて構成した第３図ａ図示の回路配置で
は、従来の電圧制御発振回路を用いて構成した第
３図ｂ図示の回路配置に比べて、周波数変換器を
１個少なくすることができ、したがつて、信号の
経路を１ブロツク少なくすることができるため
に、信号のＳ／Ｎの劣化が少なくできる。

これは、本発明の電圧制御発振回路は周波数安
定度が高いために、高い周波数の発振数を直接に
電圧制御発振器によつて発振させるようにして、
従来の電圧制御発振回路を用いた場合に必要とさ
れていた周波数変換器CONV１が不要となされ
るからである。第３図ａ，ｂ図中におけるfcは低
域変換色副搬送波の周波数の信号を表わしてい
る。

なお、電圧制御発振回路からの出力が利用され
る信号処理回路が、例えばカラーTV信号の処理
回路の場合には、電圧制御発振器からの出力が本
来の目的のために使用されない期間としては、カ
ラーTV信号中における水平帰線消去期間を用い
ることができる。

TV信号以外の信号についても、それの信号処
理に際して電圧制御発振回路からの出力が利用さ
れない期間を設定できる場合には、本発明の電圧
制御発振回路が良好に使用できることはいうまで
もない。

以上、詳細に説明したところから明らかなよう
に本発明の電圧制御発振回路は、温度や湿度の変
化により発振周波数が変化し易い電圧制御発振器
における周波数の安定化、経時的な発振周波数の
変化の防止などが容易に行なわれるのであり、本
発明によれば既述した従来の問題点はすべて良好
に解決されうるのである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電圧制御発振回路の一実施態
様のブロツク図、第２図はホールド回路の一例構
成の回路図、第３図ａ図及び第３図ｂ図はVTR
の自動位相制御系のブロツク図である。 SW１，SW２……切換スイツチ、ADD……加
算器、HC……ホールド回路、VCO……電圧制御
発振器、DCT……周波数弁別器、AMP→増幅
器、OSC……発振器、VS１，VS２……基準電圧
源。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電圧制御発振器の出力が本来の目的のために
   利用されない期間の全部または一部の期間と対応
   する第１の期間と、前記した第１の期間以外の第
   ２の期間とに応じて切換え態様が変化される第
   １，第２の信号切換手段と、前記した第１の期間
   には前記した第１の信号切換手段を介して供給さ
   れる第１の基準電圧とホールド回路からの出力信
   号電圧との加算を行うとともに前記した第２の期
   間には前記した第１の信号切換手段を介して供給
   される外部の制御電圧とホールド回路からの出力
   信号電圧との加算を行う加算器と、前記した加算
   器の出力電圧が発振周波数制御電圧として与えら
   れているとともに、前記の発振周波数制御電圧が
   前記した第１の基準電圧に等しい電圧値の状態に
   おいて所定の周波数値の発振波を出力しうる電圧
   制御発振器と、前記した所定の周波数値の発振波
   が前記の電圧制御発振器から供給された状態にお
   いて第２の基準電圧に等しい電圧値の出力電圧を
   発生させうるような周波数−電圧変換特性を有し
   ていて前記した電圧制御発振器の出力信号が供給
   される周波数−電圧変換器と、前記した周波数−
   電圧変換器の出力電圧と第２の基準電圧とを比較
   して前記の両電圧の電圧差に対応する信号電圧を
   発生する電圧比較手段と、前記した第１の期間に
   は前記した第２の信号切換手段を介して供給され
   る前記した電圧比較手段の出力信号電圧をそのま
   ま前記した加算器に与えるとともに、前記した第
   ２の期間に切換わる直前の時間位置における第１
   の期間の電圧比較手段の出力信号電圧を保持し
   て、それを第２の期間に加算器に与え続ける前記
   したホールド回路とからなり、前記した電圧制御
   発振器から出力信号を出力させるようにした電圧
   制御発振回路。