JPH02165209A - 電磁石コイル電源装置 - Google Patents
電磁石コイル電源装置Info
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- JPH02165209A JPH02165209A JP32003788A JP32003788A JPH02165209A JP H02165209 A JPH02165209 A JP H02165209A JP 32003788 A JP32003788 A JP 32003788A JP 32003788 A JP32003788 A JP 32003788A JP H02165209 A JPH02165209 A JP H02165209A
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- Japan
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- voltage
- current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、電子、或いは陽子などを高エネルギーに加
速するシンクロトロン オービタル ラジェーション（
Ｓｙｎｃｈｒｏｔｒｏｎ ０ｒｂｉｔａｌ Ｒａｄｉａ
Ｌｉｏｎ）用の電磁石コイル電源装置に関するものであ
る。
速するシンクロトロン オービタル ラジェーション（
Ｓｙｎｃｈｒｏｔｒｏｎ ０ｒｂｉｔａｌ Ｒａｄｉａ
Ｌｉｏｎ）用の電磁石コイル電源装置に関するものであ
る。
第３図は従来の電磁石コイル電源装置を示すブロック接
続図であり、図において、１は交流電源、２は交流を直
流に或いは直流を交流に変換する電力変換器、３はフィ
ルタリアクトル３ａ及びその抵抗３ｂとフィルタコンデ
ンサ３Ｃとから成るフィルタ、４は抵抗４ａとインダク
タンス４ｂで表される電磁石コイルである。
続図であり、図において、１は交流電源、２は交流を直
流に或いは直流を交流に変換する電力変換器、３はフィ
ルタリアクトル３ａ及びその抵抗３ｂとフィルタコンデ
ンサ３Ｃとから成るフィルタ、４は抵抗４ａとインダク
タンス４ｂで表される電磁石コイルである。
５は電磁石コイル電流を検出する電磁石コ・イル電流検
出手段としての、例えば直流変流器のような直流電流セ
ンサであり、この直流電流センサ５は電磁石コイル４と
直列に接続されている。６は電磁石コイル電圧を検出す
る電磁石コイル電圧検出手段としての、例えば分圧器の
ような直流電圧センサ、７は交流電源ｌの電圧の大きさ
を検出する交流電圧検出手段としての例えば計器用変圧
器のような交流電圧センサ、８は電力変換器２を制御し
、電磁石コイル電流の大きさを定めるための電流基準設
定器、９は電流誤差検出器、１０は電流コントローラ、
ＩＩは電圧基準設定器、１２は電圧誤差検出器、１３は
電圧コントローラ、１４は交流電圧センサ７から出力さ
れる交流電源Ｉの電圧の周期に同期して電力変換器２の
制御角を定めるための点弧位相回路であり、この点弧位
相回路１４、上記電流基準設定器８、電流誤差検出器９
、電流コントローラｌＯ１電圧基準設定器１１、電圧誤
差検出器１２、電圧コントローラ１３とで制御回路２０
を構成している。
出手段としての、例えば直流変流器のような直流電流セ
ンサであり、この直流電流センサ５は電磁石コイル４と
直列に接続されている。６は電磁石コイル電圧を検出す
る電磁石コイル電圧検出手段としての、例えば分圧器の
ような直流電圧センサ、７は交流電源ｌの電圧の大きさ
を検出する交流電圧検出手段としての例えば計器用変圧
器のような交流電圧センサ、８は電力変換器２を制御し
、電磁石コイル電流の大きさを定めるための電流基準設
定器、９は電流誤差検出器、１０は電流コントローラ、
ＩＩは電圧基準設定器、１２は電圧誤差検出器、１３は
電圧コントローラ、１４は交流電圧センサ７から出力さ
れる交流電源Ｉの電圧の周期に同期して電力変換器２の
制御角を定めるための点弧位相回路であり、この点弧位
相回路１４、上記電流基準設定器８、電流誤差検出器９
、電流コントローラｌＯ１電圧基準設定器１１、電圧誤
差検出器１２、電圧コントローラ１３とで制御回路２０
を構成している。
次に、第４図の動作タイミング図に基づいて、電磁石コ
イル電源装置の定常動作について説明する。
イル電源装置の定常動作について説明する。
時刻Ｌ０にて前サイクルが完了し、次の新しいサイクル
が始まる。この新しいサイクルは時刻Ｌ３で完了し、ま
た次の新しいサイクルが始まる。
が始まる。この新しいサイクルは時刻Ｌ３で完了し、ま
た次の新しいサイクルが始まる。
すなわら、第４図（ａ）に示すように、例えばシンクロ
トロン オービタル ラジエーションにおいて要求され
る電磁石コイル電流１１は、演算増幅器或いはマイクロ
プロセッサなどを用いて構成される電流基準設定器８の
出力１ｒａｒに相似な、周ｊＩＩＩ’ｌ’なる三角波（
或いは台形波）であり、時刻Ｌ１より立ち上がり、時刻
Ｌ２でＩ ｍａＮに達し、また時刻１．でＩ ｍｏｗで
あった電磁石コイル電流は、時刻ｔ３で０に立ち下がる
。
トロン オービタル ラジエーションにおいて要求され
る電磁石コイル電流１１は、演算増幅器或いはマイクロ
プロセッサなどを用いて構成される電流基準設定器８の
出力１ｒａｒに相似な、周ｊＩＩＩ’ｌ’なる三角波（
或いは台形波）であり、時刻Ｌ１より立ち上がり、時刻
Ｌ２でＩ ｍａＮに達し、また時刻１．でＩ ｍｏｗで
あった電磁石コイル電流は、時刻ｔ３で０に立ち下がる
。
従って、電磁石コイル４の両端ｐ−ｎに印加すべき電圧
Ｖ、は、電流の立ち上げ時（Ｌ＋ Ｌｚの期間）は
、 Ｖ＋ｓ −１，Ｍ（ｄ ｌ ｌＩ ／ａ Ｌ）＋Ｒ，ｌ
ｍ （Ｄ但し、Ｌ、：電磁石コイルのりアクタ
ンスＲ，：電磁石コイルの抵抗 となり、これがｎを基準電位とした正極性であり、上記
電力変換器２のサイリスクの制御角αは、９０°以下で
運転される。
Ｖ、は、電流の立ち上げ時（Ｌ＋ Ｌｚの期間）は
、 Ｖ＋ｓ −１，Ｍ（ｄ ｌ ｌＩ ／ａ Ｌ）＋Ｒ，ｌ
ｍ （Ｄ但し、Ｌ、：電磁石コイルのりアクタ
ンスＲ，：電磁石コイルの抵抗 となり、これがｎを基準電位とした正極性であり、上記
電力変換器２のサイリスクの制御角αは、９０°以下で
運転される。
また、電圧の立ち下げ時（ｔｚ ｔ３の期間）に必
要な電圧は、 ｖ−−Ｌｊｄ ｉ−／ｄ ｔ） ＋Ｒｍ ｉ−（２）
となるので、上記サイリスクの制御角αを９０゜以上遅
らすように運転される。
要な電圧は、 ｖ−−Ｌｊｄ ｉ−／ｄ ｔ） ＋Ｒｍ ｉ−（２）
となるので、上記サイリスクの制御角αを９０゜以上遅
らすように運転される。
なお、第４図（ｂ）は電磁石コイル電圧ｖ６の波形を、
同図（Ｃ）は電流誤差と、の波形を示している。
同図（Ｃ）は電流誤差と、の波形を示している。
このように、電流基準設定器８の出力（＝設定値）に従
って、時刻Ｌ３以降も周期的に電力変換器２のサイリス
クの制御角αを制御することにより、電磁石コイル４に
三角波を供給できる。
って、時刻Ｌ３以降も周期的に電力変換器２のサイリス
クの制御角αを制御することにより、電磁石コイル４に
三角波を供給できる。
なお、フィルタリアクトル３ａ及びフィルタコンデンサ
３ｃば、電力変換器２を制御することにより発生ずる直
流電圧のリップル（電源周波数の整数倍のリップル）を
平滑し、電磁石コイル４ヘリソプルの少ない電流を流す
ことを目的としたものである。
３ｃば、電力変換器２を制御することにより発生ずる直
流電圧のリップル（電源周波数の整数倍のリップル）を
平滑し、電磁石コイル４ヘリソプルの少ない電流を流す
ことを目的としたものである。
ところで、上述のような電磁石コイル電源は、電磁石コ
イル電流の基準設定値！ ｒｅｆに対して、かなりの高
精度で追従する電流の制御が要求される。
イル電流の基準設定値！ ｒｅｆに対して、かなりの高
精度で追従する電流の制御が要求される。
例えば、三角波電流の立ち上げ及び立ち下げ時において
、要求される電磁石コイル電流の最大値に対して数％〜
１００％の範囲で、三角波の電流設定基準値１ ｒａｆ
に対して±１０−３のオーダーの追随精度が要求される
。
、要求される電磁石コイル電流の最大値に対して数％〜
１００％の範囲で、三角波の電流設定基準値１ ｒａｆ
に対して±１０−３のオーダーの追随精度が要求される
。
但し、追随精度εは次のように定義される。
ε＝ （Ｉｒ＊ｆ Ｌ ）／Ｉｒ□そのためには、
電力変換器２の制御応答を早くする必要があるので、電
力変換２Ｓ２の構成相数を１２相、２４相、・・・・・
・と増やして、電源周波数の一周期の間のトータルのサ
イリスタスイッチング回数を増やす方法をとっている。
電力変換器２の制御応答を早くする必要があるので、電
力変換２Ｓ２の構成相数を１２相、２４相、・・・・・
・と増やして、電源周波数の一周期の間のトータルのサ
イリスタスイッチング回数を増やす方法をとっている。
しかし、この場合、特に経済的、制作技術的な面で制約
があり、−船釣に、２４相構成程度のものが良く用いら
れている。また、その制御系は、第３図に示すように、
直流電圧センサ６−電圧コントローラ１３→点弧位相回
路１４→電力変換器２→フィルタ３で構成される電圧マ
イナーループと、この電圧マイナーループ→電磁石コイ
ル４→直流電流センサ５→電流コントローラｌＯで構成
される電流メジャーループとから成っている。
があり、−船釣に、２４相構成程度のものが良く用いら
れている。また、その制御系は、第３図に示すように、
直流電圧センサ６−電圧コントローラ１３→点弧位相回
路１４→電力変換器２→フィルタ３で構成される電圧マ
イナーループと、この電圧マイナーループ→電磁石コイ
ル４→直流電流センサ５→電流コントローラｌＯで構成
される電流メジャーループとから成っている。
このような従来の電磁石コイル電源装置においては、メ
ジャーな電流ループよりほぼ１桁早い応答速度を持つ電
圧マイナーループを制御系に持っているため、この電圧
マイナーループに着目して、電流基準設定器８から出力
される電流基準値１ ｒａｔと予め測定した電磁石の特
性（Ｌ、、Ｒ，）から電磁石コイル４の電圧基準値Ｖｒ
ａｆを計算し、電圧コントローラの入力に与えることに
より、電磁石コイル電＠１１が高精度に電流基準値ｆ
ｔａｒに追随するようにしていた。
ジャーな電流ループよりほぼ１桁早い応答速度を持つ電
圧マイナーループを制御系に持っているため、この電圧
マイナーループに着目して、電流基準設定器８から出力
される電流基準値１ ｒａｔと予め測定した電磁石の特
性（Ｌ、、Ｒ，）から電磁石コイル４の電圧基準値Ｖｒ
ａｆを計算し、電圧コントローラの入力に与えることに
より、電磁石コイル電＠１１が高精度に電流基準値ｆ
ｔａｒに追随するようにしていた。
従来の電磁石コイル電源装置は以上のように構成されて
いるので、特に、三角波の立ち上がり初期の数％付近の
電流領域において、電力変換器２の制御遅れにより、電
流設定基準値に充分追随した電磁石コイル電流が得られ
ず、シンクロトロンへのビーム入射が不可能となるなど
の問題点があった。
いるので、特に、三角波の立ち上がり初期の数％付近の
電流領域において、電力変換器２の制御遅れにより、電
流設定基準値に充分追随した電磁石コイル電流が得られ
ず、シンクロトロンへのビーム入射が不可能となるなど
の問題点があった。
なお、かかる電磁石コイル電源装置として、日立評論Ｖ
ｏ１．６０． Ｎｏ １０ （１９７８−１０） 、特
開昭５９−９１５１９号、特開昭５９−９１５２０号公
報に同様の技術の記載がある。
ｏ１．６０． Ｎｏ １０ （１９７８−１０） 、特
開昭５９−９１５１９号、特開昭５９−９１５２０号公
報に同様の技術の記載がある。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、制御回路に電磁石コイルの電圧基準演算手段
及び電力変換器の制御角基準演算手段を具６ｂｔさせ、
１サイクル毎に電圧基準値及び制御角基イｌｉ値を補正
する自己学習的チューニングと、この制御角基準値に基
づくオーブンループ的制御により、特に、三角波の立ち
上がり初期および立ち下がり末期において、電流基準設
定値に対して高精度に電磁石コイル電流を追随させるこ
とができる電６ｆ１石コイル電源装置を得ることを目的
とする。
たもので、制御回路に電磁石コイルの電圧基準演算手段
及び電力変換器の制御角基準演算手段を具６ｂｔさせ、
１サイクル毎に電圧基準値及び制御角基イｌｉ値を補正
する自己学習的チューニングと、この制御角基準値に基
づくオーブンループ的制御により、特に、三角波の立ち
上がり初期および立ち下がり末期において、電流基準設
定値に対して高精度に電磁石コイル電流を追随させるこ
とができる電６ｆ１石コイル電源装置を得ることを目的
とする。
この発明に係る電ｉｆｔ石コイル電源装置は、１サイク
ル前までの電流誤差の時系列的累積および電磁石コイル
のインピーダンスに基づ（自己学習的なチューニングに
より、電圧基準値を演算する電圧基準演算手段と、この
電圧基準演算手段の出力とフィルタコンデンサ３Ｃの値
Ｃｒの値とにより、このフィルタコンデンサの電流を推
定するフィルタコンデンサ電流演算手段と、上記電流基
準設定器の出力とフィルタコンデンサ電流演算手段の出
力とを加算する直流電流加算手段と、この直流電流加算
手段の出力とフィルタリアクトルのインピーダンスＬｔ
及びＲ，とによりフィルタリアクトルの電圧を推定する
フィルタリアクトル電圧演算手段と、上記電圧コントロ
ーラと電圧基準演算手段とフィルタリアクトル電圧演算
手段との出力を加算する制御角基準加算手段と、この制
御角基準加算手段の出力が交流電圧の大きさに逆比例す
るように演算される制御角基準補正手段とにより電力変
換器の制御角基準値を演算し、制御角を推定する制御角
基準演算手段を制御回路に具備したものである。
ル前までの電流誤差の時系列的累積および電磁石コイル
のインピーダンスに基づ（自己学習的なチューニングに
より、電圧基準値を演算する電圧基準演算手段と、この
電圧基準演算手段の出力とフィルタコンデンサ３Ｃの値
Ｃｒの値とにより、このフィルタコンデンサの電流を推
定するフィルタコンデンサ電流演算手段と、上記電流基
準設定器の出力とフィルタコンデンサ電流演算手段の出
力とを加算する直流電流加算手段と、この直流電流加算
手段の出力とフィルタリアクトルのインピーダンスＬｔ
及びＲ，とによりフィルタリアクトルの電圧を推定する
フィルタリアクトル電圧演算手段と、上記電圧コントロ
ーラと電圧基準演算手段とフィルタリアクトル電圧演算
手段との出力を加算する制御角基準加算手段と、この制
御角基準加算手段の出力が交流電圧の大きさに逆比例す
るように演算される制御角基準補正手段とにより電力変
換器の制御角基準値を演算し、制御角を推定する制御角
基準演算手段を制御回路に具備したものである。
この発明における電磁石コイル電源装置は、毎回、前サ
イクルの電磁石コイル電流の誤差に基づき電磁石コイル
電圧及び電力変換器の制御角基準値を予め修正演算する
自己学習的チューニングと、その結果に基づく制御角基
準値によるオープンループ的な制御を主体に行うことに
より、シンクロトロン オービタル ラジェーションの
電磁石コイルに供給される電流の立ち上げ初期及び立ち
下げ末期の電流基準設定値に対しても高精度に追随する
電磁石コイル電流が得られ、シンクロトロンへのビーム
入射を可能とする。
イクルの電磁石コイル電流の誤差に基づき電磁石コイル
電圧及び電力変換器の制御角基準値を予め修正演算する
自己学習的チューニングと、その結果に基づく制御角基
準値によるオープンループ的な制御を主体に行うことに
より、シンクロトロン オービタル ラジェーションの
電磁石コイルに供給される電流の立ち上げ初期及び立ち
下げ末期の電流基準設定値に対しても高精度に追随する
電磁石コイル電流が得られ、シンクロトロンへのビーム
入射を可能とする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１５は電圧基準演算手段であり、電流基準
設定器８の出力と直流電流センサ５の出力との差を時系
列毎に格納するメモリ１５ａと、このメモリ１５ａの内
容を時系列毎に毎サイクル累積格納する累積格納手段１
５ｂと、電流基準加算手段１５ｃと、電磁石コイル４の
電圧基準補正演算手段１５ｄとから成る。１６は制御角
基準演算手段であり、フィルタコンデンサ電流演算手段
１６ａと、直流電流加算手段１６ｂと、フィルタリアク
トル電圧演算手段１６ｃと、制御角基準加算手段１６ｄ
と、制御角基準補正手段１６ｅとから成る。
図において、１５は電圧基準演算手段であり、電流基準
設定器８の出力と直流電流センサ５の出力との差を時系
列毎に格納するメモリ１５ａと、このメモリ１５ａの内
容を時系列毎に毎サイクル累積格納する累積格納手段１
５ｂと、電流基準加算手段１５ｃと、電磁石コイル４の
電圧基準補正演算手段１５ｄとから成る。１６は制御角
基準演算手段であり、フィルタコンデンサ電流演算手段
１６ａと、直流電流加算手段１６ｂと、フィルタリアク
トル電圧演算手段１６ｃと、制御角基準加算手段１６ｄ
と、制御角基準補正手段１６ｅとから成る。
これらの各手段を有する制御回路２１は、演算増幅器な
どのようなハードウェア（Ｈ／Ｗ） 、あるいはマイク
ロプロセッサによるソフトウェア（Ｓ／Ｗ）的に構成さ
れている。
どのようなハードウェア（Ｈ／Ｗ） 、あるいはマイク
ロプロセッサによるソフトウェア（Ｓ／Ｗ）的に構成さ
れている。
次に動作について第３図に示す従来の電磁石コイル電源
装置との相違点についてのみ、第１図及び第２図を用い
て説明する。
装置との相違点についてのみ、第１図及び第２図を用い
て説明する。
第１図の実施例構成の電磁石コイル電源装置において、
電流基準設定器８の出力１ｒａｆに高精度に追随した出
力電流（すなわち電磁石コイル電流）１、を得るために
、次のような制御的工夫がなされる。
電流基準設定器８の出力１ｒａｆに高精度に追随した出
力電流（すなわち電磁石コイル電流）１、を得るために
、次のような制御的工夫がなされる。
すなわち、この発明に係る電磁石コイル電源装置は、メ
モリ１５ａにより毎サイクルの電流誤差検出器９の出力
ε、を下記の（４）式及び第２図（ａ）。
モリ１５ａにより毎サイクルの電流誤差検出器９の出力
ε、を下記の（４）式及び第２図（ａ）。
（ｂ）で示すように、時系列（ｔ−１，２，３，・・・
・・・ｌ）毎に格納しておき、更にこのメモリ１５ａの
内容は累積格納手段１５ｂにより、下記の（３）式及び
第２図で示すように、時系列毎に毎サイクル累積格納さ
れる。
・・・ｌ）毎に格納しておき、更にこのメモリ１５ａの
内容は累積格納手段１５ｂにより、下記の（３）式及び
第２図で示すように、時系列毎に毎サイクル累積格納さ
れる。
但し、
ε、（ｔ）。−ｎ −ｉ ｒａｔ（ｔ） １ａ−１）
ｓ ＋ａ（ｔ）。−１１（４）ｉ ｒｍｔｃｔｉ軸
−１）：電流基準設定器出力ｉ、（ｔ）。−１，：直流
電流センサの出力ｎ−２； ２サイクル前を表す添え字 ｎ−１：１サイクル前を表す添え字 ｎ−（Ｌ ｔ、 ２．３． ・・””１！ｌ ； ｌサ
イクル中のサンプリング数（メモリの最大使用数） そして、電流基準設定器８の出力１ｒ＊ｒと累積格納手
段１５ｂの手段１ ｒａｔ”は、電流基準加算手段１５
ｃにより下記の（５）式のように加算される。
ｓ ＋ａ（ｔ）。−１１（４）ｉ ｒｍｔｃｔｉ軸
−１）：電流基準設定器出力ｉ、（ｔ）。−１，：直流
電流センサの出力ｎ−２； ２サイクル前を表す添え字 ｎ−１：１サイクル前を表す添え字 ｎ−（Ｌ ｔ、 ２．３． ・・””１！ｌ ； ｌサ
イクル中のサンプリング数（メモリの最大使用数） そして、電流基準設定器８の出力１ｒ＊ｒと累積格納手
段１５ｂの手段１ ｒａｔ”は、電流基準加算手段１５
ｃにより下記の（５）式のように加算される。
ｉ ＋ｅ”（Ｌ） ＝ Ｉ ｒａｔ（ｔ） ＋ｌ ｒｅ
げ（ｔ） （５）次に、電圧基準補正演算手段
１５ｄにおいて、電流基準加算手段１５ｃの出力ｉ、′
と電磁石のインピーダンスし、及びＲ１とにより電磁石
電圧の大きさの推定演算を行い、次にようにして電圧基
準値Ｖｒａｆを補正し、設定する。
げ（ｔ） （５）次に、電圧基準補正演算手段
１５ｄにおいて、電流基準加算手段１５ｃの出力ｉ、′
と電磁石のインピーダンスし、及びＲ１とにより電磁石
電圧の大きさの推定演算を行い、次にようにして電圧基
準値Ｖｒａｆを補正し、設定する。
すなわら、電圧基準値ｖ１．．を従来の（１）式および
（２）式に対して、次の（６）式および（７）式のよう
に修正する。
（２）式に対して、次の（６）式および（７）式のよう
に修正する。
電流の立ち上げ時に電磁石コイル４の両端に印加すべき
電圧Ｖ、の基準値Ｖ□、は、 Ｖｒｍｔ＝ Ｌａ（ｄ ｌ ａｍ”／ ｄ ｔ ） ＋
Ｒｅ １ ＋ａ （ｂ）また、電流の立ち下げに
必要な電圧Ｖ、の基準（直ｖ ｒ、、は、 Ｖｒａｒ＝ＬＪｄ ｉ＠”／ ｄ Ｌ） ＋ Ｒｅ Ｉ
ｍ” （７）である。
電圧Ｖ、の基準値Ｖ□、は、 Ｖｒｍｔ＝ Ｌａ（ｄ ｌ ａｍ”／ ｄ ｔ ） ＋
Ｒｅ １ ＋ａ （ｂ）また、電流の立ち下げに
必要な電圧Ｖ、の基準（直ｖ ｒ、、は、 Ｖｒａｒ＝ＬＪｄ ｉ＠”／ ｄ Ｌ） ＋ Ｒｅ Ｉ
ｍ” （７）である。
但し、■、とＶｒａｆの間には、
Ｖｍ ＝Ｋ ・Ｖｒａｆ （８）
Ｋ；定数 の関係がある。
Ｋ；定数 の関係がある。
上記（３）〜（８）式で表される演算あるいは処理は、
電磁石コイル電源装置が動作する毎サイクルにおいて行
われる。
電磁石コイル電源装置が動作する毎サイクルにおいて行
われる。
以上のような電磁石コイルの電圧基準値Ｖｒ＊ｆの補正
を繰り返し行う自己学習的チューニングにより、（４）
式の１個のデータは各々ｍ回後にほぼ一定値に収束する
。
を繰り返し行う自己学習的チューニングにより、（４）
式の１個のデータは各々ｍ回後にほぼ一定値に収束する
。
すなわち、最初、電流誤差ε；Ｄ）＋ｎ−０が正であれ
ば、次のサイクルでは電流基準値がｔｒ （ｔ） （ｎ
−ｔｒだけ大きくなるように補正されるので、電磁石コ
イル電流も前回より少し増大し、その結果、次のサイク
ルにおいては電流誤差εｔ（ｔ）ｃ＋＋−ｎ は前回よ
りも少なくなる。更に、次のサイクルでも同様のことが
行われるので、ついにはε１（ｔ）≦ε＋ｅｔｎＬ−，
０となる。また、最初、電流誤差ε、（ｔ）が、負の場
合には、逆に、電流基準値がε１（ｔ）だけ小さくなる
ように補正されるので、電磁石コイル電流も前回より少
し減少し、ついにはε！（ｔ）≦６１、ｌζＯとなる。
ば、次のサイクルでは電流基準値がｔｒ （ｔ） （ｎ
−ｔｒだけ大きくなるように補正されるので、電磁石コ
イル電流も前回より少し増大し、その結果、次のサイク
ルにおいては電流誤差εｔ（ｔ）ｃ＋＋−ｎ は前回よ
りも少なくなる。更に、次のサイクルでも同様のことが
行われるので、ついにはε１（ｔ）≦ε＋ｅｔｎＬ−，
０となる。また、最初、電流誤差ε、（ｔ）が、負の場
合には、逆に、電流基準値がε１（ｔ）だけ小さくなる
ように補正されるので、電磁石コイル電流も前回より少
し減少し、ついにはε！（ｔ）≦６１、ｌζＯとなる。
従って、ｍ回後には電磁石コイル電流は電流設定基準値
１ｒａｆにほぼ等しくなる。
１ｒａｆにほぼ等しくなる。
更に、制御回路２１に制御角基準演算手段１６を具備さ
せることにより、収束に必要な学習の回数を少なくする
ことができる。
せることにより、収束に必要な学習の回数を少なくする
ことができる。
すなわち、フィルタコンデンサ電流演算手段１６ａは、
電圧基準演算手段１５の出力ＶｒａＴとフィルタコンデ
ンサ３Ｃの値Ｃｆとにより、フィルタコンデンサ３Ｃの
電流１ｃｔｈを、次の（９）式の演算で推定できる。
電圧基準演算手段１５の出力ＶｒａＴとフィルタコンデ
ンサ３Ｃの値Ｃｆとにより、フィルタコンデンサ３Ｃの
電流１ｃｔｈを、次の（９）式の演算で推定できる。
ｉｃ” ＝１／Ｃｒ ／ （Ｖｒａｆ ｄ ｔ）
（９）また、上記コイル電流基準設定器出力１ｒａｒ
とフィルタコンデンサ電流演算手段１６ａの出力ｉ♂と
を、直流電流加算手段１６ｂにて（ｌＯ）式のように加
算演算する。そして、予め測定しておいたフィルタリア
クトルのインピーダンスし、およびＲ「とを、フィルタ
リアクトル電圧演算手段１６ｃに与えておくことにより
、フィルタリアクトルの電圧ｖｒｔは（１１）式にて演
算、推定することができる。
（９）また、上記コイル電流基準設定器出力１ｒａｒ
とフィルタコンデンサ電流演算手段１６ａの出力ｉ♂と
を、直流電流加算手段１６ｂにて（ｌＯ）式のように加
算演算する。そして、予め測定しておいたフィルタリア
クトルのインピーダンスし、およびＲ「とを、フィルタ
リアクトル電圧演算手段１６ｃに与えておくことにより
、フィルタリアクトルの電圧ｖｒｔは（１１）式にて演
算、推定することができる。
ｉ、”＝ｉ□ｒ ＋ｒ ｃ（１０）
Ｖｒａ＝Ｌｒ（ｄ ｉ４”／ ｄ ｔ ） ＋Ｒｒ
ｉ ａ （１１）次に、電圧コントローラ１３と電
圧基準演算手段１５とフィルタリアクトル電圧演算手段
１６ｃの出力を、（１２）式に示すように制御角基準加
算手段１６ｄにおいて加算する。
ｉ ａ （１１）次に、電圧コントローラ１３と電
圧基準演算手段１５とフィルタリアクトル電圧演算手段
１６ｃの出力を、（１２）式に示すように制御角基準加
算手段１６ｄにおいて加算する。
Ｅｄ” ＝Ｖｒ＊ｆ＋Ｖｒａ＋ΔＥｄ （１２
）但し、ΔＥｄ、電圧コントローラ出力 更に、制御角基準加算手段１６ｄの出力Ｅｄ”は、制御
角基準補正手段１６ｃより、（１３）式で示すように、
上記交流電圧の大きさにＶ、逆比例した出力、すなわち
制御角基準値θ、。、に修正され、点弧位相回路１４に
入力される。
）但し、ΔＥｄ、電圧コントローラ出力 更に、制御角基準加算手段１６ｄの出力Ｅｄ”は、制御
角基準補正手段１６ｃより、（１３）式で示すように、
上記交流電圧の大きさにＶ、逆比例した出力、すなわち
制御角基準値θ、。、に修正され、点弧位相回路１４に
入力される。
θｒｅ ｒ ＝ Ｅ ｄ ”／ Ｖ ｓ
（１３）点弧位相回路１４では、制御角基準値
θ、。、に基づき電力変換器２の制御角αを決定し、電
磁石コイル４に要求される電圧が、電力変換器２の直流
出力Ｅｄとして発生する。
（１３）点弧位相回路１４では、制御角基準値
θ、。、に基づき電力変換器２の制御角αを決定し、電
磁石コイル４に要求される電圧が、電力変換器２の直流
出力Ｅｄとして発生する。
このように、制御角基準演算手段１６において、ｌサイ
クル前までの累積誤差ｉ ｒｔｉげ（１）を用いて、毎
サイクル推定される電力変換器２の制御角基準値θ、、
によるオーブンループ的制御と、更に交流電源１の電圧
変動を補正することによるフィードフォワード的な制御
とを併用した制御を主とすることができるので、その結
果上記電力変換器２のトータルスイッチング回数（＝相
数）を増やさずに、電流基準１ｒｓｆに対するメジャー
な電流制御ループあるいは電圧制御ループよりも早（制
御角αを決定できる。
クル前までの累積誤差ｉ ｒｔｉげ（１）を用いて、毎
サイクル推定される電力変換器２の制御角基準値θ、、
によるオーブンループ的制御と、更に交流電源１の電圧
変動を補正することによるフィードフォワード的な制御
とを併用した制御を主とすることができるので、その結
果上記電力変換器２のトータルスイッチング回数（＝相
数）を増やさずに、電流基準１ｒｓｆに対するメジャー
な電流制御ループあるいは電圧制御ループよりも早（制
御角αを決定できる。
すなわら、この電圧基準演算手段１５の演算結果に基づ
いて制御角基準演算手段１６が出力する制御角基準値θ
、ｆのみで、はぼ電磁石コイルの電圧■、を正確に定め
ることができる。この場合、電流コントローラ１０およ
び電圧コントローラ１３は、上記制御角基準演算手段１
６でカバーできｔｒい外乱による誤差（例えば、制御回
路構成要素の誤差、あるいはコイルの温度変化に対する
常数の変化など）に対して、各々の基準値（ｌ ｒｅｆ
およびＶｒｓｆ ）に合わし込むように補助的（微小）
な動作をするだけでよい。
いて制御角基準演算手段１６が出力する制御角基準値θ
、ｆのみで、はぼ電磁石コイルの電圧■、を正確に定め
ることができる。この場合、電流コントローラ１０およ
び電圧コントローラ１３は、上記制御角基準演算手段１
６でカバーできｔｒい外乱による誤差（例えば、制御回
路構成要素の誤差、あるいはコイルの温度変化に対する
常数の変化など）に対して、各々の基準値（ｌ ｒｅｆ
およびＶｒｓｆ ）に合わし込むように補助的（微小）
な動作をするだけでよい。
従って、電流基４” ！ｒａｒに対して高精度に追従す
る電磁石コイル電流ｉ、を得ることができる。
る電磁石コイル電流ｉ、を得ることができる。
なお、上記実施例では交流型ａＸと電力変換器２で説明
したが、直流電源とチョッパの構成でもよく、上記実施
例と同様の効果を奏する。
したが、直流電源とチョッパの構成でもよく、上記実施
例と同様の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、１サイクル前までの
累積誤差を用いて電磁石コイルの電圧基準値を自己学習
的にチューニングし、その結果に基づき毎サイクル推定
される電力変換器の制御角基準値θ１．ｆによるオーブ
ンループ的制御を実施し、更に交流電源の電圧変動を補
正することによるフィードフォワード的な制御を併用し
た制御を実施できるように構成したので、従来の電流あ
るいは電圧フィードバック制御よりも早く、電力変換器
の制御角αを設定できるものが得られる効果がある。ま
た、その結果、電力変換器の構成相数あるいはスイッチ
ング周波数を増やさずに、シンクトロンの電磁石コイル
に供給する電流の立ち上げ初期および立ら下がり末朋に
、設定値に対して高精度に追随する電磁石のコイル電流
が得られ、シンクロトロンへのビーム入射を可能とする
ものが得られる効果がある。
累積誤差を用いて電磁石コイルの電圧基準値を自己学習
的にチューニングし、その結果に基づき毎サイクル推定
される電力変換器の制御角基準値θ１．ｆによるオーブ
ンループ的制御を実施し、更に交流電源の電圧変動を補
正することによるフィードフォワード的な制御を併用し
た制御を実施できるように構成したので、従来の電流あ
るいは電圧フィードバック制御よりも早く、電力変換器
の制御角αを設定できるものが得られる効果がある。ま
た、その結果、電力変換器の構成相数あるいはスイッチ
ング周波数を増やさずに、シンクトロンの電磁石コイル
に供給する電流の立ち上げ初期および立ら下がり末朋に
、設定値に対して高精度に追随する電磁石のコイル電流
が得られ、シンクロトロンへのビーム入射を可能とする
ものが得られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による電磁石コイル電源装
置を示すブロック接続図、第２図は第１図における電圧
基準演算手段の動作を示す動作説明図、第３図は従来の
電磁石コイル電源装置を示すブロック接続図、第４図は
この発明の一実施例による電磁石コイル電源装置の動作
を示す動作説明図である。 工は交流電源、２は電力変換器、３はフィルタ、３ａは
フィルタリアクトル、３ｂは抵抗、３ｃはフィルタコン
デンサ、４は電磁石コイル、５は電磁石コイル電流検出
手段（直流電流センサ）、６は電磁石コイル電圧検出手
段（直流電圧センサ）、７は交流電圧検出手段（交流電
圧センサ）、８は電流基準設定器、９は電流誤差検出器
、１０は電流コントローラ、１２は電圧誤差検出器、１
３は電圧コントローラ、１５は電圧基準演算手段、１５
ａはメモリ、１５ｂは累積格納手段、１５ｃは電流基準
加算手段、１５ｄは電圧基準補正演算手段、１６は制御
角基準演算手段、１６ａはフィルタコンデンサ電流演算
手段、１６ｂは直流電流加算手段、１６ｃはフィルタリ
アクトル電圧演算手段、１６ｄは制御角基準加算手段、
１６ｃは制御角基準補正手段、２１は制御回路。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 第４図 第２図 （ａｌε、舗−２〒ｆ≧Ｓ−丁 Ｅｐｒた４１ｔ ｚ ５ ゛
置を示すブロック接続図、第２図は第１図における電圧
基準演算手段の動作を示す動作説明図、第３図は従来の
電磁石コイル電源装置を示すブロック接続図、第４図は
この発明の一実施例による電磁石コイル電源装置の動作
を示す動作説明図である。 工は交流電源、２は電力変換器、３はフィルタ、３ａは
フィルタリアクトル、３ｂは抵抗、３ｃはフィルタコン
デンサ、４は電磁石コイル、５は電磁石コイル電流検出
手段（直流電流センサ）、６は電磁石コイル電圧検出手
段（直流電圧センサ）、７は交流電圧検出手段（交流電
圧センサ）、８は電流基準設定器、９は電流誤差検出器
、１０は電流コントローラ、１２は電圧誤差検出器、１
３は電圧コントローラ、１５は電圧基準演算手段、１５
ａはメモリ、１５ｂは累積格納手段、１５ｃは電流基準
加算手段、１５ｄは電圧基準補正演算手段、１６は制御
角基準演算手段、１６ａはフィルタコンデンサ電流演算
手段、１６ｂは直流電流加算手段、１６ｃはフィルタリ
アクトル電圧演算手段、１６ｄは制御角基準加算手段、
１６ｃは制御角基準補正手段、２１は制御回路。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。 特許出願人 三菱電機株式会社 第４図 第２図 （ａｌε、舗−２〒ｆ≧Ｓ−丁 Ｅｐｒた４１ｔ ｚ ５ ゛
Claims (1)
- 交流電源に接続される電力変換器と、この電力変換器
の直流出力側に接続される電磁石コイルと、上記電力変
換器と上記電磁石コイルとの間に接続されるフィルタと
、上記交流電源の電圧の大きさを検出する交流電圧検出
手段と、上記電磁石コイルの電圧及び電流の大きさを検
出する電磁石コイル電圧検出手段及び電磁石コイル電流
検出手段と、上記電力変換器の制御角を定める制御回路
とを有する電磁石コイル電源装置において、上記制御回
路は、上記電磁石コイル電流の大きさ定める電流基準設
定器と、上記電流基準設定器と上記電磁石コイル電流検
出手段の出力の差を検出する電流誤差検出器と、この電
流誤差検出器の出力が入力され上記電磁石コイル電流の
大きさを上記電流基準設定器から出力される電流基準値
に等しくなるように調整する電流コントローラと、１サ
イクル前までの電流誤差の時系列的累積及び電磁石コイ
ルのインピーダンスに基づく自己学習的なチューニング
により電圧基準値を演算する電圧基準演算手段と、上記
電流コントローラと上記電圧基準演算手段の出力の和に
対する電磁石コイル電圧検出手段の出力の差を検出する
電圧誤差検出器と、上記電圧誤差検出器の出力が入力さ
れ電磁石コイル電圧の大きさを上記電圧基準演算手段か
ら出力される電圧基準設定値に等しくなるように調整す
る電圧コントローラと、上記電圧コントローラ及び上記
交流電圧検出手段と上記電圧基準演算手段の各出力が入
力され上記電力変換器の制御角基準値を推定する制御角
基準演算手段とを備え、かつ上記制御角基準演算手段は
、上記電圧基準演算手段の出力と上記フィルタを構成す
るフィルタコンデンサの値とによりそのフィルタコンデ
ンサの電流を推定するフィルタコンデンサ電流演算手段
と、上記電流基準設定器の出力と上記フィルタコンデン
サ電流演算手段の出力とを加算する直流電流加算手段と
、この直流電流加算手段の出力と上記フィルタを構成す
るフィルタリアクトルのインピーダンスＬ＿ｒ及びＲ＿
ｒとによりフィルタリアクトルの電圧を推定するフィル
タリアクトル電圧演算手段と、上記電圧コントローラと
上記電圧基準演算手段と上記フィルタリアクトル電圧演
算手段の出力を加算する制御角基準加算手段と、この制
御角基準加算手段の出力を上記交流電圧の大きさに逆比
例して出力する制御角基準補正手段とを備えたことを特
徴とする電磁石コイル電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32003788A JPH0833778B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | 電磁石コイル電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32003788A JPH0833778B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | 電磁石コイル電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02165209A true JPH02165209A (ja) | 1990-06-26 |
| JPH0833778B2 JPH0833778B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=18117042
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32003788A Expired - Fee Related JPH0833778B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | 電磁石コイル電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833778B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06112000A (ja) * | 1992-09-25 | 1994-04-22 | Mitsubishi Electric Corp | シンクロトロン電源装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4931129B2 (ja) * | 2007-01-29 | 2012-05-16 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
-
1988
- 1988-12-19 JP JP32003788A patent/JPH0833778B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06112000A (ja) * | 1992-09-25 | 1994-04-22 | Mitsubishi Electric Corp | シンクロトロン電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0833778B2 (ja) | 1996-03-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |