JPH0833778B2 - 電磁石コイル電源装置 - Google Patents
電磁石コイル電源装置Info
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- JPH0833778B2 JPH0833778B2 JP32003788A JP32003788A JPH0833778B2 JP H0833778 B2 JPH0833778 B2 JP H0833778B2 JP 32003788 A JP32003788 A JP 32003788A JP 32003788 A JP32003788 A JP 32003788A JP H0833778 B2 JPH0833778 B2 JP H0833778B2
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Description
〔産業上の利用分野〕 この発明は、電子、あるいは陽子などを高エネルギー
に加速するシンクロトロン オービタル ラジェーショ
ン（Synchrotron Orbital Radiation）用の電磁石コイ
ル電源装置に関するものである。 〔従来の技術〕 第３図は従来の電磁石コイル電源装置を示すブロック
接続図であり、図において、１は交流電源、２は交流を
直流にあるいは直流を交流に変換する電力変換器、３は
フィルタリアクトル3aおよびその抵抗3bとフィルタコン
デンサ3cとから成るフィルタ、４はインダクタンス4aと
抵抗4bで表される電磁石コイルである。 ５は電磁石コイル電流を検出する電磁石コイル電流検
出手段としての、例えば直流変流器のような直流電流セ
ンサであり、この直流電流センサ５は電磁石コイル４と
直列に接続されている。６は電磁石コイル電圧を検出す
る電磁石コイル電圧検出手段としての、例えば分圧器の
ような直流電圧センサ、７は交流電源１の電圧の大きさ
を検出する交流電圧検出手段としての例えば計器用変圧
器のような交流電圧センサ、８は電力変換器２を制御
し、電磁石コイル電流の大きさを定めるための電流基準
設定器、９は電流誤差検出器、10は電流コントローラ、
11は電圧基準設定器、12は電圧誤差検出器、13は電圧コ
ントローラ、14は交流電圧センサ７から出力される交流
電源１の電圧の周期に同期して電力変換器２の制御角を
定めるための点弧位相回路であり、この点弧位相回路1
4、上記電流基準設定器８、電流誤差検出器９、電流コ
ントローラ10、電圧基準設定器11、電圧誤差検出器12、
電圧コントローラ13とで制御回路20を構成している。 次に、第４図の動作タイミング図に基づいて、電磁石
コイル電源装置の定常動作について説明する。 時刻t0にて前サイクルが完了し、次の新しいサイクル
が始まる。この新しいサイクルは時刻t3で完了し、また
次の新しいサイクルが始まる。 即ち、第４図（ａ）に示すように、例えばシンクロト
ロン オービタル ラジェーションにおいて要求される
電磁石コイル電流imは、演算増幅器あるいはマイクロプ
ロセッサなどを用いて構成される電流基準設定器８の出
力irefに相似な、周期Ｔなる三角波（或は台形波）であ
り、時刻t1より立ち上がり、時刻t2でImaxに達し、また
時刻t2でImaxであった電磁石コイル電流は、時刻t3で０
に立ち下がる。 従って、電磁石コイル４の両端p-nに印加すべき電圧v
mは、電流の立ち上げ時（t1−t2の期間）は、 vm＝Lm（dim/dt）＋Rmim （１） 但し、vm:電磁石コイル電圧 im:電磁石コイル電流 Lm:電磁石コイルのリアクタンス Rm:電磁石コイルの抵抗 となり、これがｎを基準電位とした正極性であり、上記
電力変換器２のサイリスタの制御角αは、90°以下で運
転される。 また、電圧の立ち下げ時（t2−t3の期間）に必要な電
圧は、 vm＝−Lm（dim/dt）＋Rmim （２） となるので、上記サイリスタの制御角αを90°以上遅ら
すように運転される。 なお、第４図（ｂ）は電磁石コイル電圧vmの波形を、
同図（ｃ）は電流誤差εｉの波形を示している。 このように、電流基準設定器８の出力（＝設定値）に
従って、時刻t3以降も周期的に電力変換器２のサイリス
タの制御角αを制御することにより、電磁石コイル４に
三角波を供給できる。 なお、フィルタリアクトル3aおよびフィルタコンデン
サ3cは、電力変換器２を制御することにより発生する直
流電圧のリップル（電源周波数の整数倍のリップル）を
平滑し、電磁石コイル４へリップルの少ない電流を流す
ことを目的としたものである。 ところで、上述のような電磁石コイル電源は、電磁石
コイル電流の基準設定値irefに対して、かなりの高精度
で追従する電流の制御が要求される。 例えば、三角波電流の立ち上げおよび立ち下げ時にお
いて、要求される電磁石コイル電流の最大値に対して数
％〜100％の範囲で、三角波の電流設定基準値irefに対
して±10-3のオーダーの追随精度が要求される。 但し、追随精度εは次のように定義される。 ε＝（iref−im）/iref そのためには、電力変換器２の制御応答を早くする必
要があるので、電力変換器２の構成相数を12相,24相，
……と増やして、電源周波数の一周期の間のトータルの
サイリスタスイッチング回数を増やす方法をとってい
る。しかし、この場合、特に経済的、製作技術的な面で
制約があり、一般的に、24相構成程度のものが良く用い
られている。また、その制御系は、第３図に示すよう
に、直流電圧センサ６→電圧誤差検出器12→電圧コント
ローラ13→点弧位相回路14→電力変換器２→フィルタ３
で構成される電圧マイナーループと、この電圧マイナー
ループ→電磁石コイル４→直流電流センサ５→電流誤差
検出器９→電流コントローラ10で構成される電流メジャ
ーループとから成っている。 このような従来の電磁石コイル電源装置においては、
メジャーな電流ループよりほぼ１桁早い応答速度を持つ
電圧マイナーループを制御系に持っているため、この電
圧マイナーループに着目して、電流基準設定器８から出
力される電流基準値irefと予め測定した電磁石の特性
（Lm,Rm）から電磁石コイル４の電圧基準値vrefを計算
し、電圧コントローラの入力に与えることにより、電磁
石コイル電流imが高精度に電流基準値iref追随するよう
にしていた。 〔発明が解決しようとする課題〕 従来の電磁石コイル電源装置は以上のように構成され
ているので、特に、三角波の立ち上がり初期の数％付近
の電流領域において、電力変換器２の制御遅れにより、
電流設定基準値に充分追随した電磁石コイル電流が得ら
れず、シンクロトロンへのビーム入射が不可能となるな
どの問題点があった。 なお、かかる電磁石コイル電源装置として、日立評論
V01.60,No 10（1978-10）、特開昭59−91519号，特開昭
59-91520号公報に同様の技術の記載がある。 この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、制御回路に電磁石コイルの電圧基準演算手
段および電力変換器の制御角基準演算手段を具備させ、
１サイクル毎に電圧基準値および制御角基準値を補正す
る過程と、この制御角基準値に基づくオープンループ的
制御により、特に、三角波の立ち上がり初期および立ち
下がり末期において、電流基準設定値に対して高精度に
電磁石コイル電流を追随させることができる電磁石コイ
ル電源装置を得ることを目的とする。 〔課題を解決するための手段〕 この発明に係る電磁石コイル電源装置は、１サイクル
前までの電流誤差の時系列的累積および電磁石コイルの
インピーダンスに基づく自己学習的なチューニングによ
り、電圧基準値を演算する電圧基準演算手段と、この電
圧基準演算手段の出力とフィルタコンデンサ3cの値Cfの
値とにより、このフィルタコンデンサの電流を推定する
フィルタコンデンサ電流演算手段と、上記電流基準設定
器の出力とフィルタコンデンサ電流演算手段の出力とを
加算する直流電流加算手段と、この直流電流加算手段の
出力とフィルタリアクトルのインピーダンスLfおよびRf
とによりフィルタリアクトルの電圧を推定するフィルタ
リアクトル電圧演算手段と、上記電圧コントローラと電
圧基準演算手段とフィルタリアクトル電圧演算手段との
出力を加算する制御角基準加算手段と、この制御角基準
加算手段の出力が交流電圧の大きさに逆比例するように
演算される制御角基準補正手段とにより電力変換器の制
御角基準値を演算し、制御角を推定する制御角基準演算
手段を制御回路に具備したものである。 〔作用〕 この発明における電磁石コイル電源装置は、毎回、前
サイクルの電磁石コイル電流の誤差に基づき電磁石コイ
ル電圧及び電力変換器の制御角基準値を予め修正演算す
る過程と、その結果に基づく制御角基準値によるオープ
ンループ的な制御を主体に行うことにより、シンクロト
ロン オービタル ラジェーションの電磁石コイルに供
給される電流の立ち上げ初期及び立ち下げ末期の電流基
準設定値に対しても高精度に追随する電磁石コイル電流
が得られ、シンクロトロンへのビーム入射を可能とす
る。 〔実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、15は電圧基準演算手段であり、電流基準
設定器８の出力と直流電流センサ５の出力との差を時系
列毎に格納するメモリ15aと、このメモリ15aの内容を時
系列毎に毎サイクル累積格納する累積格納手段15bと、
電流基準加算手段15cと、電磁石コイル４の電圧基準補
正演算手段15dとから成る。16は制御角基準演算手段で
あり、フィルタコンデンサ電流演算手段16aと、直流電
流加算手段16bと、フィルタリアクトル電圧演算手段16c
と、制御角基準加算手段16dと、制御角基準補正手段16e
とから成る。 これらの各手段を有する制御回路21は、演算増幅器な
どのようなハードウェア（H/W）、あるいはマイクロプ
ロセッサによるソフトウェア（S/W）的に構成されてい
る。 次に動作について第３図に示す従来の電磁石コイル電
源装置との相違点についてのみ、第１図および第２図を
用いて説明する。 第１図の実施例構成の電磁石コイル電源装置におい
て、電流基準設定器８の出力irefに高精度に追随した出
力電流（すなわち電磁石コイル電流）imを得るために、
次のような制御的工夫がなされる。 以下、ｎサイクル目での動作について説明する。 すなわち、この発明に係る電磁石コイル電源装置は、
メモリ15aにより毎サイクルの電流誤差検出器９の出力
εｉを下記（４）式および第２図（ａ），（ｂ）で示す
ように、時系列（ｔ＝0,1,2,3,……ｌ）毎に格納してお
き、更にこのメモリ15aの内容は累積格納手段15bによ
り、下記の（３）式および第２図（ｃ）で示すように、
時系列毎に毎サイクル累積格納される。 次に、ｎサイクル目のiref *（ｔ）は k-nのとき、ｎ−ｋ＝０→εｉ（ｔ）
に加速するシンクロトロン オービタル ラジェーショ
ン（Synchrotron Orbital Radiation）用の電磁石コイ
ル電源装置に関するものである。 〔従来の技術〕 第３図は従来の電磁石コイル電源装置を示すブロック
接続図であり、図において、１は交流電源、２は交流を
直流にあるいは直流を交流に変換する電力変換器、３は
フィルタリアクトル3aおよびその抵抗3bとフィルタコン
デンサ3cとから成るフィルタ、４はインダクタンス4aと
抵抗4bで表される電磁石コイルである。 ５は電磁石コイル電流を検出する電磁石コイル電流検
出手段としての、例えば直流変流器のような直流電流セ
ンサであり、この直流電流センサ５は電磁石コイル４と
直列に接続されている。６は電磁石コイル電圧を検出す
る電磁石コイル電圧検出手段としての、例えば分圧器の
ような直流電圧センサ、７は交流電源１の電圧の大きさ
を検出する交流電圧検出手段としての例えば計器用変圧
器のような交流電圧センサ、８は電力変換器２を制御
し、電磁石コイル電流の大きさを定めるための電流基準
設定器、９は電流誤差検出器、10は電流コントローラ、
11は電圧基準設定器、12は電圧誤差検出器、13は電圧コ
ントローラ、14は交流電圧センサ７から出力される交流
電源１の電圧の周期に同期して電力変換器２の制御角を
定めるための点弧位相回路であり、この点弧位相回路1
4、上記電流基準設定器８、電流誤差検出器９、電流コ
ントローラ10、電圧基準設定器11、電圧誤差検出器12、
電圧コントローラ13とで制御回路20を構成している。 次に、第４図の動作タイミング図に基づいて、電磁石
コイル電源装置の定常動作について説明する。 時刻t0にて前サイクルが完了し、次の新しいサイクル
が始まる。この新しいサイクルは時刻t3で完了し、また
次の新しいサイクルが始まる。 即ち、第４図（ａ）に示すように、例えばシンクロト
ロン オービタル ラジェーションにおいて要求される
電磁石コイル電流imは、演算増幅器あるいはマイクロプ
ロセッサなどを用いて構成される電流基準設定器８の出
力irefに相似な、周期Ｔなる三角波（或は台形波）であ
り、時刻t1より立ち上がり、時刻t2でImaxに達し、また
時刻t2でImaxであった電磁石コイル電流は、時刻t3で０
に立ち下がる。 従って、電磁石コイル４の両端p-nに印加すべき電圧v
mは、電流の立ち上げ時（t1−t2の期間）は、 vm＝Lm（dim/dt）＋Rmim （１） 但し、vm:電磁石コイル電圧 im:電磁石コイル電流 Lm:電磁石コイルのリアクタンス Rm:電磁石コイルの抵抗 となり、これがｎを基準電位とした正極性であり、上記
電力変換器２のサイリスタの制御角αは、90°以下で運
転される。 また、電圧の立ち下げ時（t2−t3の期間）に必要な電
圧は、 vm＝−Lm（dim/dt）＋Rmim （２） となるので、上記サイリスタの制御角αを90°以上遅ら
すように運転される。 なお、第４図（ｂ）は電磁石コイル電圧vmの波形を、
同図（ｃ）は電流誤差εｉの波形を示している。 このように、電流基準設定器８の出力（＝設定値）に
従って、時刻t3以降も周期的に電力変換器２のサイリス
タの制御角αを制御することにより、電磁石コイル４に
三角波を供給できる。 なお、フィルタリアクトル3aおよびフィルタコンデン
サ3cは、電力変換器２を制御することにより発生する直
流電圧のリップル（電源周波数の整数倍のリップル）を
平滑し、電磁石コイル４へリップルの少ない電流を流す
ことを目的としたものである。 ところで、上述のような電磁石コイル電源は、電磁石
コイル電流の基準設定値irefに対して、かなりの高精度
で追従する電流の制御が要求される。 例えば、三角波電流の立ち上げおよび立ち下げ時にお
いて、要求される電磁石コイル電流の最大値に対して数
％〜100％の範囲で、三角波の電流設定基準値irefに対
して±10-3のオーダーの追随精度が要求される。 但し、追随精度εは次のように定義される。 ε＝（iref−im）/iref そのためには、電力変換器２の制御応答を早くする必
要があるので、電力変換器２の構成相数を12相,24相，
……と増やして、電源周波数の一周期の間のトータルの
サイリスタスイッチング回数を増やす方法をとってい
る。しかし、この場合、特に経済的、製作技術的な面で
制約があり、一般的に、24相構成程度のものが良く用い
られている。また、その制御系は、第３図に示すよう
に、直流電圧センサ６→電圧誤差検出器12→電圧コント
ローラ13→点弧位相回路14→電力変換器２→フィルタ３
で構成される電圧マイナーループと、この電圧マイナー
ループ→電磁石コイル４→直流電流センサ５→電流誤差
検出器９→電流コントローラ10で構成される電流メジャ
ーループとから成っている。 このような従来の電磁石コイル電源装置においては、
メジャーな電流ループよりほぼ１桁早い応答速度を持つ
電圧マイナーループを制御系に持っているため、この電
圧マイナーループに着目して、電流基準設定器８から出
力される電流基準値irefと予め測定した電磁石の特性
（Lm,Rm）から電磁石コイル４の電圧基準値vrefを計算
し、電圧コントローラの入力に与えることにより、電磁
石コイル電流imが高精度に電流基準値iref追随するよう
にしていた。 〔発明が解決しようとする課題〕 従来の電磁石コイル電源装置は以上のように構成され
ているので、特に、三角波の立ち上がり初期の数％付近
の電流領域において、電力変換器２の制御遅れにより、
電流設定基準値に充分追随した電磁石コイル電流が得ら
れず、シンクロトロンへのビーム入射が不可能となるな
どの問題点があった。 なお、かかる電磁石コイル電源装置として、日立評論
V01.60,No 10（1978-10）、特開昭59−91519号，特開昭
59-91520号公報に同様の技術の記載がある。 この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、制御回路に電磁石コイルの電圧基準演算手
段および電力変換器の制御角基準演算手段を具備させ、
１サイクル毎に電圧基準値および制御角基準値を補正す
る過程と、この制御角基準値に基づくオープンループ的
制御により、特に、三角波の立ち上がり初期および立ち
下がり末期において、電流基準設定値に対して高精度に
電磁石コイル電流を追随させることができる電磁石コイ
ル電源装置を得ることを目的とする。 〔課題を解決するための手段〕 この発明に係る電磁石コイル電源装置は、１サイクル
前までの電流誤差の時系列的累積および電磁石コイルの
インピーダンスに基づく自己学習的なチューニングによ
り、電圧基準値を演算する電圧基準演算手段と、この電
圧基準演算手段の出力とフィルタコンデンサ3cの値Cfの
値とにより、このフィルタコンデンサの電流を推定する
フィルタコンデンサ電流演算手段と、上記電流基準設定
器の出力とフィルタコンデンサ電流演算手段の出力とを
加算する直流電流加算手段と、この直流電流加算手段の
出力とフィルタリアクトルのインピーダンスLfおよびRf
とによりフィルタリアクトルの電圧を推定するフィルタ
リアクトル電圧演算手段と、上記電圧コントローラと電
圧基準演算手段とフィルタリアクトル電圧演算手段との
出力を加算する制御角基準加算手段と、この制御角基準
加算手段の出力が交流電圧の大きさに逆比例するように
演算される制御角基準補正手段とにより電力変換器の制
御角基準値を演算し、制御角を推定する制御角基準演算
手段を制御回路に具備したものである。 〔作用〕 この発明における電磁石コイル電源装置は、毎回、前
サイクルの電磁石コイル電流の誤差に基づき電磁石コイ
ル電圧及び電力変換器の制御角基準値を予め修正演算す
る過程と、その結果に基づく制御角基準値によるオープ
ンループ的な制御を主体に行うことにより、シンクロト
ロン オービタル ラジェーションの電磁石コイルに供
給される電流の立ち上げ初期及び立ち下げ末期の電流基
準設定値に対しても高精度に追随する電磁石コイル電流
が得られ、シンクロトロンへのビーム入射を可能とす
る。 〔実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、15は電圧基準演算手段であり、電流基準
設定器８の出力と直流電流センサ５の出力との差を時系
列毎に格納するメモリ15aと、このメモリ15aの内容を時
系列毎に毎サイクル累積格納する累積格納手段15bと、
電流基準加算手段15cと、電磁石コイル４の電圧基準補
正演算手段15dとから成る。16は制御角基準演算手段で
あり、フィルタコンデンサ電流演算手段16aと、直流電
流加算手段16bと、フィルタリアクトル電圧演算手段16c
と、制御角基準加算手段16dと、制御角基準補正手段16e
とから成る。 これらの各手段を有する制御回路21は、演算増幅器な
どのようなハードウェア（H/W）、あるいはマイクロプ
ロセッサによるソフトウェア（S/W）的に構成されてい
る。 次に動作について第３図に示す従来の電磁石コイル電
源装置との相違点についてのみ、第１図および第２図を
用いて説明する。 第１図の実施例構成の電磁石コイル電源装置におい
て、電流基準設定器８の出力irefに高精度に追随した出
力電流（すなわち電磁石コイル電流）imを得るために、
次のような制御的工夫がなされる。 以下、ｎサイクル目での動作について説明する。 すなわち、この発明に係る電磁石コイル電源装置は、
メモリ15aにより毎サイクルの電流誤差検出器９の出力
εｉを下記（４）式および第２図（ａ），（ｂ）で示す
ように、時系列（ｔ＝0,1,2,3,……ｌ）毎に格納してお
き、更にこのメモリ15aの内容は累積格納手段15bによ
り、下記の（３）式および第２図（ｃ）で示すように、
時系列毎に毎サイクル累積格納される。 次に、ｎサイクル目のiref *（ｔ）は k-nのとき、ｎ−ｋ＝０→εｉ（ｔ）
〔０〕：累積格
納手段の初期値（一般的には０に設定する） 但し、 εｉ＝（ｔ）〔ｎ−ｋ〕＝iref（ｔ）〔ｎ−ｋ〕−ｉ
m′（ｔ）〔ｎ−ｋ〕 （４） ε＝（iref−im）/iref εｉ：電流誤差 ε ：追従精度 iref（ｔ）〔ｎ−ｋ〕：電流基準設定器出力 ｉm′（ｔ）〔ｎ−Ｋ〕 ：直流電流センサの出力 ｔ:0,1,2,3,…,l ｌ:1サイクル中のサンプリング数
（メモリの最大使用数） ｎ:1,2,3,…（n:電磁石コイル電
流のサイクル数ｎ→ｍでεｉは最小となる） ｎ−１:1サイクル前を表す添字 ｎ−2:2サイクル前を表す添字 そして、電流基準設定器８の出力irefと累積格納手段
15bの出力iref *は、電流基準加算手段15cにより下記の
（５）式のように加算される。 im *（ｔ）＝iref（ｔ）＋iref *（ｔ） 次に、電圧基準補正演算手段15dにおいて、電流基準
加算手段15cの出力im *と電磁石のインピーダンスLm及び
Rmとにより電磁石電圧の大きさの推定演算を行い、次の
ようにして電圧基準値vrefを補正し、設定する。 即ち、電圧基準値vrefを従来の（１）式および（２）
式に対して、次の（６）式および（７）式のように修正
する。 電流の立ち上げ時に電磁石コイル４の両端に印加すべ
き電圧vmの基準値vrefは、 vref＝Lm（dim */dt）＋Rmim * （６） また、電流の立ち下げ時に必要な電圧vmの基準値vref
は、 vref＝−Lm（dim */dt）＋Rmim * （７） である。 但し、vmとvrefの間には、 vm＝Ｋ・vref （８） vref：電磁石コイルの電圧基準値 iref：電磁石コイルの電流基準設定値 K ：定数 の関係がある。 上記（３）〜（８）式で表される演算あるいは処理
は、電磁石コイル電源装置が動作する毎サイクルにおい
て行われる。 以上のような電磁石コイルの電圧基準値vrefの補正を
繰り返し行うことにより、（４）式の１個のデータは各
々ｍ回後にほぼ一定値に収束する。 即ち、最初、電流誤差εi(t)(n-2)が正であれば、次
のサイクルでは電流基準値がεi(t)(n-2)だけ大きくな
るように補正されるので、電磁石コイル電流も前回より
少し増大し、その結果、次のサイクルにおいては電流誤
差εi(t)(n-1)は前回よりも少なくなる。更に、次のサ
イクルでも同様のことが行われるので、ついにはεｉ
（ｔ）≦εmin≒０となる。また、最初、電流誤差εｉ
（ｔ）が、負の場合には、逆に、電流基準値がεｉ
（ｔ）だけ小さくなるように補正されるので、電磁石コ
イル電流も前回より少し減少し、ついにはεｉ（ｔ）≦
εmin≒０となる。 従って、ｍ回後には電磁石コイル電流は電流設定基準
値irefにほぼ等しくなる。 更に、制御回路21に制御角基準演算手段16を具備させ
ることにより、収束に必要な学習の回数を少なくするこ
とができる。 即ち、フィルタコンデンサ電流演算手段16aは、電圧
基準演算手段15の出力vrefとフィルタコンデンサ3cの値
Cfとにより、フィルタコンデンサ3cの電流ic *を、次の
（９）式の演算で推定できる。 ic *＝Cf・dVref/dt （９） また、上記コイル電流基準設定器出力irefとフィルタ
コンデンサ電流演算手段16aの出力ic *とを、直流電流加
算手段16bにて（10）式のように加算演算する。そし
て、予め測定しておいたフィルタリアクトルのインピー
ダンスLfおよびRfとを、フィルタリアクトル電圧演算手
段16cに与えておくことにより、フィルタリアクトルの
電圧vflは（11）式にて演算、推定することができる。 id *＝iref＋ic * （10） vfl＝Lf（did */dt）＋Rfid * （11） 次に、電圧コントローラ13と電圧基準演算手段15とフ
ィルタリアクトル電圧演算手段16cの出力を、（12）式
に示すように制御角基準加算手段16dにおいて加算す
る。 Ed*＝vref＋vfl＋ΔEd* （12） 更に、制御角基準加算手段16dの出力Ed*は、制御角基
準補正手段16eより、（13）式で示すように、上記交流
電圧の大きさvsに逆比例した出力、即ち制御角基準値θ
refに修正され、点弧位相回路14に入力される。 θref＝Ｋθ・Ed*/vs （13） 但し、 Cf ：フィルタコンデンサ Lf,Rf：フィルタリアクトルのインピーダンス ΔEd：電圧コントローラ出力 vs ：交流電圧 Kθ ：定数 点弧位相回路14では、制御角基準値θrefに基づき電
力変換器２の制御角αを決定し、電磁石コイル４に要求
される電圧が、電力変換器２の直流出力Edとして発生す
る。 このように、制御角基準演算手段16において、１サイ
クル前までの累積誤差iref *（ｔ）を用いて、毎サイク
ル推定される電力変換器２の制御角基準値θrefによる
オープンループ的制御と、更に交流電源１の電圧変動を
補正することによるフィールドフォワード的な制御とを
併用した制御を主とすることができるので、その結果上
記電力変換器２のトータルスイッチング回数（＝相数）
を増やさずに、電流基準irefに対するメジャーな電流制
御ループあるいは電圧制御ループよりも早く制御角αを
決定できる。 即ち、この電圧基準演算手段15の演算結果に基づいて
制御角基準演算手段16が出力する制御角基準値θrefの
みで、ほぼ電磁石コイルの電圧vmを正確に定めることが
できる。この場合、電流コントローラ10および電圧コン
トローラ13は、上記制御角基準演算手段16でカバーでき
ない外乱による誤差（例えば、制御回路構成要素の誤
差、あるいはコイルの温度変化に対する常数の変化な
ど）に対して、各々の基準値（irefおよびvref）に合わ
し込むように補助的（微小）な動作をするだけでよい。 従って、電流基準irefに対して高精度に追従する電磁
石コイル電流imを得ることができる。 なお、上記実施例では交流電源１と電力変換器２で説
明したが、直流電源とチョッパの構成でもよく、上記実
施例と同様の効果を奏する。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、１サイクル前まで
の累積誤差を用いて電磁石コイルの電圧基準値を求め、
その結果に基づき毎サイクル推定される電力変換器の制
御角基準値θrefによるオープンループ的制御を実施
し、更に交流電源の電圧変動を補正することによるフィ
ードフォワード的な制御併用した制御を実施できるよう
に構成したので、従来の電流あるいは電圧フィードバッ
ク制御よりも早く、電力変換器の制御角αを設定できる
ものが得られる効果がある。また、その結果、電力変換
器の構成相数あるいはスイッチング周波数を増やさず
に、シンクトロンの電磁石コイルに供給する電流の立ち
上げ初期および立ち下がり末期に、設定値に対して高精
度に追随する電磁石コイルの電流が得られ、シンクロト
ロンへのビーム入射を可能とするものが得られる効果が
ある。
納手段の初期値（一般的には０に設定する） 但し、 εｉ＝（ｔ）〔ｎ−ｋ〕＝iref（ｔ）〔ｎ−ｋ〕−ｉ
m′（ｔ）〔ｎ−ｋ〕 （４） ε＝（iref−im）/iref εｉ：電流誤差 ε ：追従精度 iref（ｔ）〔ｎ−ｋ〕：電流基準設定器出力 ｉm′（ｔ）〔ｎ−Ｋ〕 ：直流電流センサの出力 ｔ:0,1,2,3,…,l ｌ:1サイクル中のサンプリング数
（メモリの最大使用数） ｎ:1,2,3,…（n:電磁石コイル電
流のサイクル数ｎ→ｍでεｉは最小となる） ｎ−１:1サイクル前を表す添字 ｎ−2:2サイクル前を表す添字 そして、電流基準設定器８の出力irefと累積格納手段
15bの出力iref *は、電流基準加算手段15cにより下記の
（５）式のように加算される。 im *（ｔ）＝iref（ｔ）＋iref *（ｔ） 次に、電圧基準補正演算手段15dにおいて、電流基準
加算手段15cの出力im *と電磁石のインピーダンスLm及び
Rmとにより電磁石電圧の大きさの推定演算を行い、次の
ようにして電圧基準値vrefを補正し、設定する。 即ち、電圧基準値vrefを従来の（１）式および（２）
式に対して、次の（６）式および（７）式のように修正
する。 電流の立ち上げ時に電磁石コイル４の両端に印加すべ
き電圧vmの基準値vrefは、 vref＝Lm（dim */dt）＋Rmim * （６） また、電流の立ち下げ時に必要な電圧vmの基準値vref
は、 vref＝−Lm（dim */dt）＋Rmim * （７） である。 但し、vmとvrefの間には、 vm＝Ｋ・vref （８） vref：電磁石コイルの電圧基準値 iref：電磁石コイルの電流基準設定値 K ：定数 の関係がある。 上記（３）〜（８）式で表される演算あるいは処理
は、電磁石コイル電源装置が動作する毎サイクルにおい
て行われる。 以上のような電磁石コイルの電圧基準値vrefの補正を
繰り返し行うことにより、（４）式の１個のデータは各
々ｍ回後にほぼ一定値に収束する。 即ち、最初、電流誤差εi(t)(n-2)が正であれば、次
のサイクルでは電流基準値がεi(t)(n-2)だけ大きくな
るように補正されるので、電磁石コイル電流も前回より
少し増大し、その結果、次のサイクルにおいては電流誤
差εi(t)(n-1)は前回よりも少なくなる。更に、次のサ
イクルでも同様のことが行われるので、ついにはεｉ
（ｔ）≦εmin≒０となる。また、最初、電流誤差εｉ
（ｔ）が、負の場合には、逆に、電流基準値がεｉ
（ｔ）だけ小さくなるように補正されるので、電磁石コ
イル電流も前回より少し減少し、ついにはεｉ（ｔ）≦
εmin≒０となる。 従って、ｍ回後には電磁石コイル電流は電流設定基準
値irefにほぼ等しくなる。 更に、制御回路21に制御角基準演算手段16を具備させ
ることにより、収束に必要な学習の回数を少なくするこ
とができる。 即ち、フィルタコンデンサ電流演算手段16aは、電圧
基準演算手段15の出力vrefとフィルタコンデンサ3cの値
Cfとにより、フィルタコンデンサ3cの電流ic *を、次の
（９）式の演算で推定できる。 ic *＝Cf・dVref/dt （９） また、上記コイル電流基準設定器出力irefとフィルタ
コンデンサ電流演算手段16aの出力ic *とを、直流電流加
算手段16bにて（10）式のように加算演算する。そし
て、予め測定しておいたフィルタリアクトルのインピー
ダンスLfおよびRfとを、フィルタリアクトル電圧演算手
段16cに与えておくことにより、フィルタリアクトルの
電圧vflは（11）式にて演算、推定することができる。 id *＝iref＋ic * （10） vfl＝Lf（did */dt）＋Rfid * （11） 次に、電圧コントローラ13と電圧基準演算手段15とフ
ィルタリアクトル電圧演算手段16cの出力を、（12）式
に示すように制御角基準加算手段16dにおいて加算す
る。 Ed*＝vref＋vfl＋ΔEd* （12） 更に、制御角基準加算手段16dの出力Ed*は、制御角基
準補正手段16eより、（13）式で示すように、上記交流
電圧の大きさvsに逆比例した出力、即ち制御角基準値θ
refに修正され、点弧位相回路14に入力される。 θref＝Ｋθ・Ed*/vs （13） 但し、 Cf ：フィルタコンデンサ Lf,Rf：フィルタリアクトルのインピーダンス ΔEd：電圧コントローラ出力 vs ：交流電圧 Kθ ：定数 点弧位相回路14では、制御角基準値θrefに基づき電
力変換器２の制御角αを決定し、電磁石コイル４に要求
される電圧が、電力変換器２の直流出力Edとして発生す
る。 このように、制御角基準演算手段16において、１サイ
クル前までの累積誤差iref *（ｔ）を用いて、毎サイク
ル推定される電力変換器２の制御角基準値θrefによる
オープンループ的制御と、更に交流電源１の電圧変動を
補正することによるフィールドフォワード的な制御とを
併用した制御を主とすることができるので、その結果上
記電力変換器２のトータルスイッチング回数（＝相数）
を増やさずに、電流基準irefに対するメジャーな電流制
御ループあるいは電圧制御ループよりも早く制御角αを
決定できる。 即ち、この電圧基準演算手段15の演算結果に基づいて
制御角基準演算手段16が出力する制御角基準値θrefの
みで、ほぼ電磁石コイルの電圧vmを正確に定めることが
できる。この場合、電流コントローラ10および電圧コン
トローラ13は、上記制御角基準演算手段16でカバーでき
ない外乱による誤差（例えば、制御回路構成要素の誤
差、あるいはコイルの温度変化に対する常数の変化な
ど）に対して、各々の基準値（irefおよびvref）に合わ
し込むように補助的（微小）な動作をするだけでよい。 従って、電流基準irefに対して高精度に追従する電磁
石コイル電流imを得ることができる。 なお、上記実施例では交流電源１と電力変換器２で説
明したが、直流電源とチョッパの構成でもよく、上記実
施例と同様の効果を奏する。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、１サイクル前まで
の累積誤差を用いて電磁石コイルの電圧基準値を求め、
その結果に基づき毎サイクル推定される電力変換器の制
御角基準値θrefによるオープンループ的制御を実施
し、更に交流電源の電圧変動を補正することによるフィ
ードフォワード的な制御併用した制御を実施できるよう
に構成したので、従来の電流あるいは電圧フィードバッ
ク制御よりも早く、電力変換器の制御角αを設定できる
ものが得られる効果がある。また、その結果、電力変換
器の構成相数あるいはスイッチング周波数を増やさず
に、シンクトロンの電磁石コイルに供給する電流の立ち
上げ初期および立ち下がり末期に、設定値に対して高精
度に追随する電磁石コイルの電流が得られ、シンクロト
ロンへのビーム入射を可能とするものが得られる効果が
ある。
第１図はこの発明の一実施例による電磁石コイル電源装
置を示すブロック接続図、第２図は第１図における電圧
基準演算手段の動作を示す動作説明図、第３図は従来の
電磁石コイル電源装置を示すブロック接続図、第４図は
この発明の一実施例による電磁石コイル電源装置の動作
を示す動作説明図である。 １は交流電源、２は電力変換器、３はフィルタ、3aはフ
ィルタリアクトル、3bは抵抗、3cはフィルタコンデン
サ、４は電磁石コイル、５は電磁石コイル電流検出手段
（直流電流センサ）、６は電磁石コイル電圧検出手段
（直流電圧センサ）、７は交流電圧検出手段（交流電圧
センサ）、８は電流基準設定器、９は電流誤差検出器、
10き電流コントローラ、12は電圧誤差検出器、13は電圧
コントローラ、15は電圧基準演算手段、15aはメモリ、1
5bは累積格納手段、15cは電流基準補正演算手段、16は
制御角基準演算手段、16aはフィルタコンデンサ電流演
算手段、16bは直流電流加算手段、16cはフィルタリアク
トル電圧演算手段、16dは制御角基準加算手段、16eは制
御角基準補正手段、21は制御回路。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
置を示すブロック接続図、第２図は第１図における電圧
基準演算手段の動作を示す動作説明図、第３図は従来の
電磁石コイル電源装置を示すブロック接続図、第４図は
この発明の一実施例による電磁石コイル電源装置の動作
を示す動作説明図である。 １は交流電源、２は電力変換器、３はフィルタ、3aはフ
ィルタリアクトル、3bは抵抗、3cはフィルタコンデン
サ、４は電磁石コイル、５は電磁石コイル電流検出手段
（直流電流センサ）、６は電磁石コイル電圧検出手段
（直流電圧センサ）、７は交流電圧検出手段（交流電圧
センサ）、８は電流基準設定器、９は電流誤差検出器、
10き電流コントローラ、12は電圧誤差検出器、13は電圧
コントローラ、15は電圧基準演算手段、15aはメモリ、1
5bは累積格納手段、15cは電流基準補正演算手段、16は
制御角基準演算手段、16aはフィルタコンデンサ電流演
算手段、16bは直流電流加算手段、16cはフィルタリアク
トル電圧演算手段、16dは制御角基準加算手段、16eは制
御角基準補正手段、21は制御回路。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０５Ｈ 7/04
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源（１）に接続される電力変換器
（２）と、この電力変換器の直流出力側に接続される電
磁石コイル（４）と、上記電力変換器と上記電磁石コイ
ルとの間に接続されるフィルタ（３）と、上記交流電源
の電圧の大きさを検出する交流電圧検出手段（７）と、
上記電磁石コイルの電圧及び電流の大きさを検出する電
磁石コイル電圧検出手段（６）及び電磁石コイル電流検
出手段（５）と、上記電力変換器の制御角を定める制御
回路（21）とを有する電磁石コイル電源装置において、 上記制御回路は、上記電磁石コイル電流の大きさを定め
る電流基準設定器（８）と、上記電流基準設定器と上記
電磁石コイル電流検出手段の出力の差を検出する電流誤
差検出器（９）と、この電流誤差検出器の出力が入力さ
れ上記電磁石コイル電流の大きさを上記電流基準設定器
から出力される電流基準値に等しくなるように調整する
電流コントローラ（10）と、１サイクル前までの電流誤
差を時系列的に累積するメモリ（15a）及び累積格納手
段（15b）と累積格納手段からの出力値により電流基準
値を補正する電流基準加算手段（15c）と電流基準加算
手段の出力値及び予め設定された電磁石コイルのインピ
ーダンス値に基づき毎サイクルごとに電圧基準値を演算
する電圧基準補正手段（15d）とにより構成された電圧
基準演算手段（15）と、上記電流コントローラと上記電
圧基準演算手段の出力の和に対する電磁石コイル電圧検
出手段の出力の差を検出する電圧誤差検出器（12）と、
上記電圧誤差検出器の出力が入力され電磁石コイル電圧
の大きさを上記電圧基準演算手段から出力される電圧基
準設定値に等しくなるように調整する電圧コントローラ
（13）と、上記電圧コントローラ及び上記交流電圧検出
手段と電流基準設定器及び電圧基準演算手段の各出力が
入力され上記電力変換器の制御角を定める点弧位相回路
（14）の制御角基準値を推定する制御角基準演算手段
（16）とを備え、かつ上記制御角基準演算手段は、上記
電圧基準演算手段の出力と上記フィルタを構成するフィ
ルタコンデンサの値とによりそのフィルタコンデンサの
電流を推定するフィルタコンデンサ電流演算手段（16
a）と、上記電流基準設定器の出力と上記フィルタコン
デンサ電流演算手段の出力とを加算する直流電流加算手
段（16b）と、この直流電流加算手段の出力と上記フィ
ルタを構成するフィルタリアクトルのインピーダンスLf
及びRfとによりフィルタリアクトルの電圧を推定するフ
ィルタリアクトル電圧演算手段（16c）と、上記電圧コ
ントローラと電圧基準演算手段と上記フィルタリアクト
ル電圧演算手段の出力を加算する制御角基準加算手段
（16d）と、この制御角基準加算手段の出力を上記交流
電圧の大きさに逆比例して出力する制御角基準補正手段
（16e）により構成され、 制御回路を構成する電圧基準演算手段及び制御角補正手
段は上記のように構成することにより、電磁石コイル電
源装置運転の過程で電磁石コイル電源装置の出力する電
流の過不足に対して、装置自らがその修正方向及び修正
量を演算して以前決定された電圧基準値を逐次補正し、
且つ、電圧基準演算手段からの出力値により付勢される
制御角補正手段を事実上制御回路の最終段に配置するよ
うに構成したことにより制御角の決定の遅れを最小と
し、電磁石コイルの電流が所望の電流パターンに追従す
るようにしたことを特徴とする電磁石コイル電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32003788A JPH0833778B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | 電磁石コイル電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32003788A JPH0833778B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | 電磁石コイル電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02165209A JPH02165209A (ja) | 1990-06-26 |
| JPH0833778B2 true JPH0833778B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=18117042
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32003788A Expired - Fee Related JPH0833778B2 (ja) | 1988-12-19 | 1988-12-19 | 電磁石コイル電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0833778B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008187795A (ja) * | 2007-01-29 | 2008-08-14 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2817760B2 (ja) * | 1992-09-25 | 1998-10-30 | 三菱電機株式会社 | シンクロトロン電源装置 |
-
1988
- 1988-12-19 JP JP32003788A patent/JPH0833778B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008187795A (ja) * | 2007-01-29 | 2008-08-14 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02165209A (ja) | 1990-06-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |