JPH0221228B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は電流型三相インバータの制御回路に関
し、前記電流型三相インバータのPWM制御の際
に用いて有用なものである。 第１図は電流型三相インバータをその制御回路
及び三相誘導電動機とともに示す回路図である。
同図に示すように電流型三相インバータ１は６個
のサイリスタT₁，T₂，T₃，T₄，T₅，T₆と転流
用の６個のコンデンサC₁，C₂，C₃，C₄，C₅，C₆
及びダイオードD₁，D₂，D₃，D₄，D₅，D₆とを有
しており、三相交流電源（図示せず）に接続され
た三相ブリツジ整流回路２で整流した直流を、更
に交流に逆変換して相互に位相が120゜異なる負荷
電流i_a，i_b，i_cを三相誘導電動機３に供給するよ
うになつている。このときリングカウンタ４は、
速度設定器５の設定値により決定される電圧を電
圧／周波数変換器６で変換した信号の周波数に対
応せしめ、ゲートアンプ７を介して前記サイリス
タT₁〜T₆を順次トリガすることにより前記負荷
電流i_a，i_b，i_cの周波数を制御して三相誘導電動
機３の速度制御を行なうようになつている。この
結果、電流型三相インバータ１の出力である負荷
電流i_a，i_b，i_cは、第２図に示すように、120゜づつ
位相が異なる矩形波となる。なお、第１図に示す
オペアンプ８，９，ゲート位置調整器１０及びダ
イオード１１，１２で三相ブリツジ整流回路１２
の出力電圧制御系を構成している。ところが、か
かる技術においては前述の通り負荷電流i_a，i_b，
i_cが矩形波であるために高調波成分（特に第３高
調波及び第５高調波等の低次高調波）が含まれ、
これが原因で三相誘導電動機３のトルクに脈動分
が混入する。そこで前記負荷電流i_a，i_b，i_cの波
形を可及的に正弦波に近ずけて前記脈動分を除去
すべくPWM制御方式なるものが提案されてい
る。これは前記リングカウンタ４の代わりに
PWMパターン発生部を設け、このパターン発生
部の出力信号であるトリガパルスにより前記電流
型三相インバータ１のサイリスタT₁〜T₆のトリ
ガタイミングを制御するものである。更に詳言す
ると、例えば第４図に示すように、負荷電流i_aの
パルス幅の長い期間の立上りに先立つ60゜の期間
（以下転流期間Ｔと呼称する）で第３図に示すサ
イリスタT₆を導通した状態でサイリスタT₁，T₅
を交互に導通し、更に負荷電流i_aの前記パルス幅
の長い期間の立下りの後の60゜の転流期間Ｔでサ
イリスタT₂を導通した状態でサイリスタT₁，T₃
を交互に導通することによりパルス幅の長い期間
の前後にパルス幅の短かい複数個のパルスを形成
するものである。第３図中の斜線部分は各サイリ
スタT₁〜T₆が導通状態であることを示している。
負荷電流i_b，i_cに関しても同様の操作を行なつて
いる。かくて負荷電流i_a〜i_cは第４図に示すよう
な波形となり、単なる一発の矩形波よりも正弦波
に近いものとなつている。 一方、前記電流型三相インバータ１において、
負荷電流i_a〜i_cの位相を制御して良好な速応性を
得るベクトル制御の一方式も提案されている。こ
れは次の様なものである。第５図ａ，ｂ，ｃは三
相誘導電動機３の磁束φと負荷電流I_L（前記負荷
電流i_a，i_b，i_cを総括して呼称するものとする；
以下同じ）の位相関係を示したものである。この
うち第５図ｂは負荷電流I_Lの値が小さい場合、第
５図ｃは負荷電流I_Lの値が大きい場合の磁束φ
（第５図ａ参照）に対する位相関係を夫々示して
いる。即ち、負荷電流I_Lが小さい場合の磁束φに
対する位相差φ_Oと負荷電流I_Lが大きい場合の磁束
φに対する位相差φ_Nとは違つており、φ_N＞φ_Oな
る関係にある。そこで誘導電動機３の設定速度が
変更された場合で、例えば負荷電流I_Lが大きくな
る場合には、第５図ｂに示す位相関係の負荷電流
I_Lが第５図ｃに示す位相関係を保持するよう変化
するのであるが、この場合の応答特性が悪いとい
う問題がある。これは負荷電流I_Lの第５図ｂに示
す状態から第５図ｃに示す状態への変化が緩やか
であるからである。そこで前記ベクトル制御では
負荷電流I_Lを第５図ｂに示す状態から強制的に第
５図ｃに示す状態へ変化させている。そしてこれ
は電流型三相インバータ１のサイリスタT₁〜T₆
を通常の順序を無視して適宜トリガすることによ
り行なつている。 ところが叙上の２方式を組合せた適当な制御方
式は未だに提案されていない。これは負荷電流I_L
の急変があつた場合には電流型三相インバータ１
の導通サイリスタの変更を行ない且つ電流ベクト
ルを最適な位置に制御せねばならず非常に制御が
複雑になるからである。更に詳言すると、第５図
ｂ，ｃに示すように、例えば二点鎖線で示す変化
時点Ｃで負荷電流I_Lを第５図ｂに示す状態から第
５図ｃに示す状態に変えるものとし且つ斜線の部
分は夫々転流期間Ｔであるとすると、第５図ｂに
示す状態の例えば負荷電流i_a（第１図，第４図参
照）の場合には、一側では前記電流型三相インバ
ータ１のサイリスタT₂が導通しており且つ十側
ではそのサイリスタT₁若しくはサイリスタT₃の
何れか一方が導通している（第３図参照）。ここ
で第５図ｃに示す状態に移行させるものとする
と、前記変化時点Ｃでは十側ではサイリスタT₃
を導通させ且つ一側ではサイリスタT₂若しくは
サイリスタT₄の何れか一方を導通させなければ
ならない（第３図参照）。このように導通させる
サイリスタT₁〜T₆を適宜選択して負荷電流I_Lの
位相が最適になるように制御する必要がある。 本発明は、かかる現状に鑑み、PWM制御方式
とベクトル制御方式の長所を兼備し、しかも経済
的で高性能な電流型三相インバータの制御回路を
提供することを目的とする。かかる目的を達成す
る本発明は次の原理をその技術思想の基礎とする
ものである。前記第５図ａ〜第５図ｃに基づく転
流期間Ｔの変更の態様の説明は一例であるが、そ
の態様は負荷電流I_Lの変化の大きさ及び変化時点
Ｃによつて異なり種々の組合せが考えられる。こ
の組合せを全て列挙したのが第６図ｃ〜第６図ｊ
である。即ち第６図ｂが現時点の負荷電流I_Lの波
形であり、これが第６図ｃ〜第６図ｊの何れかに
変化する。この説明のために、第６図ａに示すよ
うに、負荷電流I_Lの十側の後の転流期間Ｔ（図中
斜線で示す；以下同じ）をの状態、この転流期
間Ｔに続く前記負荷電流I_Lの一側の前の転流期間
Ｔをの状態、これに続く一側の定常状態の期間
をの状態、これに続く、一側の後の転流期間Ｔ
をの状態、これに続く十側の前の転流期間Ｔを
の状態、これに続く十側の定常状態の期間を
の状態とし、何れの転流期間Ｔ及び定常状態の期
間も60゜とする。これを負荷電流i_aを例に採り第３
図を参照してサイリスタT₁〜T₆の導通と対応さ
せると第１表ができる。

【表】 一方、現時点の負荷電流I_Lから第６図ｃ及び第
６図ｇに示す状態に変化するときにはの状態は
そのまま保持される。以下同様に変化状態を場合
分けすると、第６図ｄ及び第６図ｅに示す状態に
変化するときにはの状態、第６図ｈ及び第６図
ｉに示す状態に変化するときにはの状態、第６
図ｆに示す状態に変化するときにはの状態、第
６図ｊに示す状態に変化するときにはの状態に
夫々変化する。これを定量的に考察すると次の様
になる。いま第６図ａ〜第６図ｊに示すように、
θ＝現時点の負荷電流I_Lのの状態の定常期間か
ら転流期間に切り替る時点より変化時点Ｃまでの
位相差、α_T＝現時点の負荷電流I_Lのの状態の始
まりから変化後の負荷電流I_Lにおけるの状態の
終りまでの位相差とすると、0゜＜（α_T−θ）＜60゜
のときはの状態が保持される場合、−60゜＜（α_T
−θ）＜0゜のときはの状態へ変化する場合、60゜
＜（α_T−θ）＜120゜のときはの状態へ変化する場
合、−120゜＜（α_T−θ）＜−60゜のときはの状態に
変化する場合、120℃＜α_T−θ）のときはの状
態に変化する場合であることが理解される。この
ように５通りに分けられるのであるが、第６図ｆ
に示す状態に変化する場合（の状態に変化する
場合）及び第６図ｊに示す状態に変化する場合
（の状態に変化する場合）は実用上無視して考
えることができる。これはこのような，の状
態になる場合は負荷電流I_Lの変化が非常に急峻で
ある場合であり、このような急峻な変化は実際に
はないものと考えて良いからである。そこでこれ
らをまとめると第２表ができる。

【表】 かくて負荷電流I_Lの状態変化に応じた操作が決
定されるが、サイリスタT₁〜T₆の更に具体的な
転流過程を調べると次のことがわかる。変化後の
負荷電流I_Lにおける導通サイリスタT₁〜T₆は予
め決められているPWMパターンと第６図ｃ〜第
６図ｊに示すように変化後の負荷電流I_Lにおける
変化時点Ｃが属する状態の始まりから変化時点Ｃ
までの位相差α_Nとから決定される。例えば負荷
電流i_aを例に採り第７図ａに示す状態から第７図
ｂに示す状態に変化する場合を考えると、この場
合にはの状態が保持されるのでＳモードである
が、導通せしむべきサイリスタT₁〜T₆は、第７
図ｂの場合には第７図ａの場合のサイリスタT₃，
T₂からサイリスタT₁，T₂に変わるのでただちに
サイリスタT₃からサイリスタT₁への転流を行な
い且つ次の転流までの時間をδ_Nに設定してやる必
要がある。これは時間α_Nを計算しPWMパターン
と対応させることにより決定される。そこで各モ
ード毎の時間α_Nの計算式をまとめたのが第３表
である。

【表】 同様の考察、即ち変化時点Ｃでの現実の負荷電
流I_Lの状態に対する変化後の負荷電流I_Lの状態の
組合せをまとめ且つそのときの転流補正の態様を
負荷電流I_Lのの状態からの変化について各モー
ド毎にまとめたのが第４表〜第６表である。

【表】

【表】

【表】 なお、第４表〜第６表において現導通サイリス
タとは変化時点Ｃで現実に導通しているサイリス
タT₁〜T₆、新導通サイリスタとは変化後の負荷
電流I_Lの変化時点Ｃにおける状態を作るために導
通せしむべきサイリスタT₁〜T₆、転流補正にお
ける正転とはプラス側の導通サイリスタがサイリ
スタT₁→T₃→T₅→T₁の順に移行し、且つマイナ
ス側の導通サイリスタがT₂→T₄→T₆→T₂の順に
移行する場合をいい、逆転とは前記順序が逆に移
行する場合をいう。 したがつて、α_T−θの大小関係によりＭ，Ｓ，
Ｂの何れかのモードを選択し、更に各モードＭ，
Ｓ，Ｂにおける現導通サイリスタに対する新導通
サイリスタは位相差α_Nにより求まるので、これ
に応じてサイリスタT₁〜T₆の導通を制御してや
れば負荷電流I_Lの転流期間Ｔであつても変化後の
位相に強制的に変えてやることができる。 かかる知見を基礎とする本発明の実施例を図面
に基づき詳細に説明する。第８図に示すように、
本実施例では電流型三相インバータ（第１図参
照）の負荷電流I_Lと、この負荷電流I_Lの相電流を
３相／２相変換により変換した励磁電流I₀とに基
づき２次電流計算部１３でI₂＝√² _L＋² _Oの演算を
行ない２次電流I₂を計算し、更にこの２次電流I₂
と励磁電流I_Oとに基づき位相差検出器１４でφ＝
tan^-1I₂／I_Oの演算を行なうことにより両者の位相
差φを求めてα_T演算部１６に送出するとともに位
相差記憶部１５に記憶せしめる。即ち三相誘導電
動機３（第１図参照）に供給する負荷電流I_Oが負
荷変動などで変化した場合には、現時点の負荷電
流I_Lと変化後の負荷電流I_Lとの位相差α_Tは磁束φ
を媒介してα_T演算部１６で算出される。即ち、α_T
演算部１６では、負荷電流I_Lの変化前の位相差φ_O
が記憶されている位相差記憶部１５からの位相差
φ_Oと位相差検出部１４からの負荷電流I_Lの変化後
の位相差φ_Nを入力してα_T＝60゜−（φ_N−φ_O）の演
算を行なう（第５図ａ〜第５図Ｃ参照）。一方、
位相差θはθ記憶部１７に記憶されており、その
出力を（α_T−θ）演算部１８に送出している。
（α_T−θ）演算部１８には前記α_T演算部１６で演
算された位相差α_Tも送出されてきており、ここで
（α_T−θ）の値を演算しモード判定部１９に送出
することによりその転流期間Ｔに対する大小関係
によりモードＭ，Ｓ，Ｂの何れであるかを判定す
る。ここでモードＭ，Ｓ，Ｂが特定される。一方
α_N演算部２０は（α_T−θ）演算部１８の出力信
号を基に位相差α_Nを演算しPWMパターン記憶部
２１に送出する。このことにより変化後の負荷電
流I_Lの変化時点Ｃが属する状態の始まりから変化
時点Ｃまでの位相差α_Nが記憶される。PWMパタ
ーン記憶部２１には負荷電流I_Lを発生するための
パターンが記憶されており、時間変換部２２にお
いて時間間隔に変換されリングカウンタ２３のク
ロツクパルスCLKとなる。このリングカウンタ
２３はその出力信号で電流型三相インバータ１の
サイリスタT₁〜T₆を適宜トリガする。このとき
リングカウンタ２３は正転・逆転端子ForRを有
しており、これに対する入力により例えばサイリ
スタT₁→サイリスタT₃という正方向への転流と
サイリスタT₃→サイリスタT₁という逆方向への
転流とが選択される。前記PWMパターン記憶部
２１の出力も正転・逆転端子ForRに入力されて
おり負荷電流I_Lの転流期間Ｔでは正転・逆転が交
互に選択されることにより、例えばサイリスタ
T₁，T₃が交互に導通される。転流補正記憶部２
４には各モードＭ，Ｓ，Ｂに対応する第４表〜第
５表に示す転流補正情報が記憶されている。同時
にこの転流補正記憶部２４には、PWMパターン
記憶部２１の内容を基に現導通サイリスタT₁〜
T₆を記憶している現導通サイリスタ記憶部２５
の内容及びPWMパターン記憶部２１の内容が入
力される。かくてモード判定部１９により判定さ
れたモードＭ，Ｓ，Ｂに対応する転流補正指令、
即ち転流回数と正転・逆転の何れかが現導通サイ
リスタ記憶部２５及びPWMパターン記憶部２１
の内容を基にして形成されリングカウンタ２３の
クロツクパルスCLK及び正・逆選択パルスとな
つて送出される。 以上実施例とともに具体的に説明したように本
発明によれば、負荷電流の転流期間であつても変
化後の負荷電流に強制的に移行せしめ得るので、
PWM制御方式の特長、即ち脈動トルクが少ない
という効果と、ベクトル制御の特長、即ち速応性
が良好であるという効果とを兼備するものとな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流型三相インバータをその従来技術
に係る制御回路及び三相誘導電動機とともに示す
ブロツク線図、第２図はその出力である負荷電流
の波形図、第３図はPWM制御方式におけるサイ
リスタの導通状態を説明するための説明図、第４
図はこれに対応する負荷電流の波形を示す波形
図、第５図ａは磁束を示す波形図、第５図ｂ及び
第５図ｃはこれに対応する負荷電流を示す波形
図、第６図ａは負荷電流の状態を示す状態図、第
６図ｂは現時点の負荷電流を示す波形図、第６図
ｃ〜第６図ｊは変化後の負荷電流を示す波形図、
第７図ａ及び第７図ｂは現時点と変化後の負荷電
流の変化時点における状態を示した波形図、第８
図は本発明の実施例を示すブロツク線図である。 図面中、１……電流型三相インバータ、３……
誘導電動機、I_L……負荷電流、α_T，θ，α_N……位
相差、Ｔ……転流期間、Ｃ……変化時点、T₁，
T₂，T₃，T₄，T₅，T₆……サイリスタである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 三相誘導電動機に対する負荷電流のプラス側
   の始まりからの所定期間に属する持続時間の短か
   い複数個のパルスを有する第１の状態、この第１
   の状態に続く所定期間に属する持続時間の長い一
   個のパルスを有する第２の状態及びこの第２の状
   態に続くプラス側の終りまでの所定期間に属する
   持続時間の短かい複数個のパルスを有する第３の
   状態を有するとともに、プラス側と逆方向で同一
   波形となるよう前記第１〜第３の状態に夫々対応
   するよう前記第３の状態に続く第４〜第６の状態
   をマイナス側に有するPWM制御された負荷電流
   を流す電流型三相インバータの制御回路におい
   て、 電流型三相インバータの負荷電流I_Lと、その負
   荷電流I_Lを３相／２相変換により変換した励磁電
   流とを入力して２次電流I₂を演算する２次電流計
   算部と、 ２次電流I₂及び励磁電流I₀を入力して両者の位
   相差φを演算する位相差検出器と、 位相差φを記憶する位相差記憶部と、 この位相差記憶部に記憶している変化前の負荷
   電流I_Lと励磁電流I₀のφ₀と、前記位相差検出器で
   検出する変化後の負荷電流I_Lに関する位相差φ_Nと
   に基づき、負荷電流I_Lの変化前と変化後の位相差
   α_Tを演算するα_T演算部と、 変化前の負荷電流I_L及び負荷電流I_Lの変化時点
   ｃが属する前記期間の始まりと、前記変化時点ｃ
   との位相差θを記憶しているθ記憶部と、 位相差α_T，θを入力して両者の位相差α_T−θを
   演算するα_T−θ演算部と、 位相差α_T−θを入力してこの値と、変化前の負
   荷電流I_L及び負荷電流I_Lの変化時点ｃが属する期
   間の長さに基づく値とを比較することにより変化
   時点ｃが属する変化後の負荷電流の期間毎に設定
   されているモードを選択するモード判定部と、 位相差α_T−θを入力して変化時点ｃが属する変
   化後の負荷電流の期間の始まりから変化時点ｃま
   での位相差α_Nを演算するα_N演算部と、 負荷電流I_Lを発生するためのPWMパターンを
   記憶しているPWMパターン記憶部と、 変化後の負荷電流I_Lに対応するため各モードご
   とのパターンを前記モード判定部より入力すると
   ともに、前記PWMパターン記憶部のPWMパタ
   ーンと電流型三相インバータの現在導通している
   サイリスタの情報を記憶している現導通サイリス
   タ記憶部の記憶内容とを入力して各モードごとに
   転流補正指令を出力する転流補正記憶部と、 前記転流補正指令と、PWMパターン記憶部に
   記憶しているPWMパターンを時間変換部で時間
   変換した信号とを、クロツクパルスとしてCLK
   端子に入力するとともに、前記サイリスタの１つ
   の転流順序である正転、反対の転流順序である逆
   転を決定するための信号を入力して電流型三相イ
   ンバーターの各サイリスタの導通を制御する制御
   信号を出力するリングカウンタとを有することを
   特徴とする電流型三相インバータの制御回路。