JPH0230222B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

（技術分野） 本発明は復調装置に関し、特にデイジタル搬送
波伝送方式において、復調ベースバンド信号をサ
ンプリング整形してデイジタル変換するための、
タイミング信号発生手段を改良する復調装置に関
する。 （従来技術） デイジタル搬送波伝送方式に用いられる復調装
置においては、一般に復調されたベースバンド信
号をデイジタル信号に変換するために、所定の周
期ならびにタイミング位相を有するタイミング信
号を必要とし、このタイミング信号の発生手段と
して、一般に、復調ベースバンド信号より所定の
タイミング信号を再生するタイミング同期回路が
用いられている。 第１図に示されるのは、従来の復調装置の１例
で、第１の位相検波器１と、第２の位相検波器２
と、π／２位相推移器３と、２ビツトＡ／Ｄコン
バータ４および５と、搬送波再生回路６と、全波
整流回路７および８と、位相調整回路９および１
０と、位相比較器１１、低域ろ波器１２および電
圧制御発振器１３より成る第１のタイミング同期
回路１４と、第１のタイミング同期回路と同様の
構成内容および構能を有する第２のタイミング同
期回路とを備えている。 この従来例は、４相位相変調波に対する復調装
置の場合を示しており、４相位相変調信号Ｓは２
分岐されて、それぞれ第１および第２の位相検波
器１および２に入力される。一方、搬送波再生回
路６からは所定の位相の搬送波再生信号が出力さ
れ、２分岐されてπ／２位相推移器３を介して相
互にπ／２ラジアンの位相差を有する基準信号と
して、それぞれ第１および第２の位相検波器に供
給される。第１および第２の位相検波器１および
２においては、２分岐された４相位相変調信号Ｓ
が、前記基準信号を介して同期検波され、それぞ
れ２値ベースバンド信号として２ビツトＡ／Ｄコ
ンバータ４および５に送られるとともに、対応す
る全波整流回路７および８に入力される。全波整
流回路７および８においては、それぞれの２値ベ
ースバンド信号は２逓倍され、タイミング信号が
抽出される。この抽出信号は、それぞれ第１およ
び第２のタイミング同期回路１４および１５に入
力されるが、これらのタイミング同期回路の動作
内容については、どちらか一方について説明すれ
ば十分であるので、第１のタイミング同期回路を
選択して説明するものとする。 第１のタイミング同期回路１４において、全波
整流回路７から出力される前記抽出タイミング信
号は、位相比較器１１に入力されるが、位相比較
器１１、低域ろ波器１２および電圧制御発振器１
３は位相同期系を形成しており、電圧制御発振器
１３からは、前記抽出タイミング信号に位相同期
し、且つ等価的な狭帯域通過特性によりジツタ成
分を抑圧された再生タイミング信号が出力され
る。この再生タイミング信号は位相変調回路９に
入力され、位相を調整されて２ビツトＡ／Ｄコン
バータ４に入力される。同様に、第２のタイミン
グ同期回路１５においても、全波整流回路８から
入力される抽出タイミング信号に対応して、ジツ
タ成分を抑圧された再生タイミング信号が出力さ
れ、位相調整回路１０において位相調整されて２
ビツトＡ／Ｄコンバータ５に入力される。 ２ビツトＡ／Ｄコンバータ４および５において
は、前述のように、それぞれ第１および第２の位
相検波器１および２から入力される２値ベースバ
ンド信号が、それぞれ位相調整回路９および１０
を経由して入力される前記タイミング信号により
サンプリング整形されてデイジタル変換され、デ
ータ信号X₁およびY₁として出力される。２ビツ
トＡ／Ｄコンバータ４および５からは、前記デー
タ信号X₁およびY₁とともに、それぞれデータ信
号X₂およびY₂も出力され、これらのデータ信号
X₁，X₂，Y₁およびY₂は搬送波再生回路６に入力
され、所定の搬送波再生信号が生成される。この
搬送波再生信号は２分されて、一方は直接第１の
位相検波器１に入力され、他方はπ／２位相推移
器３を経由して第２の位相検波器２に入力され
る。第１および第２の位相検波器１および２の作
用については既に前述したとおりである。また、
搬送波再生回路６の作用については、例えば搬送
波再生回路（特開昭57−131151）等に詳記されて
いるので説明を省略する。 この従来の復調装置において、タイミング信号
再生用として用いられているタイミング同期回路
においては、復調ベースバンド信号がＡ／Ｄコン
バータにおいて最適タイミングでサンプリングさ
れるようにするために、前述のように、位相調整
回路９および１０を用いて位相調整をしなければ
ならないという運用上の欠点がある。 （発明の目的） 本発明の目的は上記の欠点を除去し、Ａ／Ｄコ
ンバータから出力されるデータ信号を参照してタ
イミング信号に対する位相制御系を形成して、位
相調整を要することなく、常時最適タイミングに
おいて復調ベースバンド信号をサンプリング整形
することのできる復調装置を提供することにあ
る。 （発明の構成） 本発明の復調装置は、Ｎ（Ｎ＝２、４、８、16、
…）相位相変調方式またはL²（Ｌ＝２、３、４、
…）値直交振幅変調方式による、所定の帯域制限
されたデイジタル搬送波変調信号をそれぞれ入力
して、相互にπ／２ラジアンの相位差を有する搬
送波再生信号を介して同期検波し、所定の一対の
復調ベースバンド信号を生成する第１および第２
の一対の相位検波器と、 前記一対の復調ベースバンド信号の帯域制限さ
れた信号を入力して、所定のタイミング信号によ
るサンプリング整形作用を介してデイジタル変換
し、それぞれ所定のｋ（１以上の整数）系列のデ
ータ信号として出力する一対のｋビツトＡ／Ｄコ
ンバータと、 前記一対のＡ／Ｄコンバータから出力される一
対のｋ系列のデータ信号の内の、少くとも２系列
以上の特定のデータ信号を入力して、前記デイジ
タル搬送波変調信号の搬送波信号に対応する搬送
波再生信号を生成し、前記一対の位相検波器に対
する同期検波用として出力する搬送波再生回路
と、 前記搬送波再生回路から出力され２分岐される
前記搬送波再生信号を、前記一対の位相検波器に
対して同期検波用として供給するために、相互に
π／２ラジアンの位相差を付与するπ／２位相推
移器と、 前記タイミング信号を生成する手段として、前
記タイミング信号の発振源を形成する固定周波数
発振器の出力信号の位相を、少くとも１系統の所
定の位相制御信号を介して自動的に制御調整する
少くとも１個の可変位相器と、前記一対のＡ／Ｄ
コンバータから出力される一対のｋ系列のデータ
信号の内の、特定の極性判別用のデータ信号を入
力して、前記Ａ／Ｄコンバータのサンプリング点
における前記帯域制限されたベースバンド信号の
微係数の極性を判別する極性判別回路と、前記極
性判別回路とともにタイミング同期システムの位
相制御信号検出系を形成し、前記極性判別回路か
ら出力される所定の極性判別信号を参照して、前
記一対のＡ／Ｄコンバータから出力されるｋ系列
のデータ信号の内の、所定のベースバンド信号の
位置判別用データ信号に対して、所定の論理操作
を行うことにより前記位相制御信号を生成して出
力する論理回路と、により形成される所定のタイ
ミング同期回路と、 を備えて構成される。 （発明の実施例） 以下、本発明について図面を参照して詳細に説
明する。 第２図は、本発明の第１の実施例の要部を示す
ブロツク図で、４相位相変調方式による復調装置
の場合を示す。図において、本実施例は、第１の
位相検波器１６と、第２の位相検波器１７と、
π／２位相推移器１８と、２ビツトＡ／Ｄコンバ
ータ１９および２０と、搬送波再生回路２１と、
極性判別回路２２、論理回路２３、低域ろ波器２
４、可変位相器２５および固定周波数発振器２６
より成るタイミング同期回路２７とを備えてい
る。 第２図において、中間周波数帯の４相位相変調
信号Ｓが２分岐されて、第１および第２の位相検
波器１６および１７と、２ビツトＡ／Ｄコンバー
タ１９および２０とを経由して、データ信号X₁，
X₂，Y₁およびY₂に変換されて出力される動作過
程については、既に従来例について説明したとお
りである。従つて、本発明の主眼となるタイミン
グ同期回路２７の動作内容に焦点をおいて説明す
る。 第２図に示される第１の実施例について説明す
る前に、第３図ａおよびｂに示されるタイミング
同期系の動作説明図を参照して、タイミング同期
回路の動作原理について説明する。 第３図ａにおいて、m₁〜m₄は帯域制限された
２値ベースバンド信号の波形を示しており、この
帯域制限された２値ベースバンド信号は、所定の
２ビツトＡ／Ｄコンバータにおいてサンプリング
され、第３図ａに示される基準レベルl₁、l₂およ
びl₃により識別されて、データ信号X₁およびX₂
に変換される。このデータバンド信号ｍとデータ
信号X₁およびX₂との関係は、下記の第１表に示
されるとおりである。

【表】 第３図ｂにおけるT_-1、T₀およびT₁は、３タ
イムスリツト間における最適サンプリング点を表
わしており、今、信号m₁〜m₄がサンプリング点
T_-1〜T₁においてサンプリングされると、ベース
バンド信号の位置（A_-1、a_-1、B₀、b₀、C₁、c₁）
を判別しているデータ信号X₂は、“１”または
“０”が等確率で出力されるが、仮に＋Δtまたは
−Δtのタイミングにおいてサンプリングされる
場合には、データ信号X₂の出力は下表のように
なる。

【表】 上記の第２表より、データ信号X₂において、
ベースバンド信号の波形m₁〜m₂、すなわちT₀時
点における微係数の極性が正であるベースバンド
信号の場合には、サンプリング点が＋Δtになつ
た時には常に“１”、反対に、−Δtになつた時に
は常に“０”となる。他方、波形m₃〜m₄、すな
わちT₀時点における微係数の極性が負であるベ
ースバンド信号の場合には、前記m₁〜m₂の波形
の場合の逆極性のデータ信号X₂を得ることがで
きるので、データ信号X₂の極性を反転すること
により、波形m₃〜m₄の場合と同じデータ信号を
得ることができる。従つて、上述のようにベース
バンド信号のT₀時における微係数の極性を判別
し、その判別結果を参照して、データ信号X₂に
対して所定の論理操作を行えば、その出力信号
は、前記サンプリング点のずれを検出する誤差信
号となり得ることは明らかである。 次に、前述の第２図に示される本発明の第１の
実施例の動作について説明する。図において、第
１の位相検波器１６から出力され帯域制限された
ベースバンド信号は、２ビツトＡ／Ｄコンバータ
１９に入力されて、可変位相器２５を経由して送
られてくるタイミング信号によりサンプリング整
形されて、データ信号X₁およびX₂として出力さ
れる。２ビツトＡ／Ｄコンバータ１９の動作につ
いては、第３図ａおよびｂと第１表とを参照して
既に説明したとおりで、所定の基準レベルl₁、l₂
およびl₃によりベースバンド信号ｍが識別され
て、データ信号X₁およびX₂に変換される。デー
タ信号X₁は、所定のデータ信号として出力され
るとともに、同時に極性判別回路２２に入力され
る。極性判別回路２２は、帯域制限されたベース
バンド信号の波形m₁〜m₄を判別する機能を有し
ており、出力される信号Ｇは、波形m₁〜m₂の場
合には“１”となり、また信号は、波形m₃〜
m₄の場合に“１”となる。論理回路２３は、２
ビツトＡ／Ｄコンバータ１９から入力されるデー
タ信号X₂を、信号が“１”の場合に極性反転
させ、また、信号Ｇおよびの双方が“０”の場
合には、波形m₁〜m₄のうちいずれかの波形で、
最も近い過去のデータ信号X₂を保持する回路を
備えており、この結果、論理回路２３の出力に
は、２ビツトＡ／Ｄコンバータ１９におけるサン
プリング点のずれを検出する、所定の誤差信号が
得られる。この誤差信号を、タイミング信号同期
回路の位相制御信号として、低域ろ波器２４を介
して可変位相器２５に供給してやることにより、
固定周波数発振器２６から出力される所定のタイ
ミング信号の位相が、自動的に制御調整されるタ
イミング同期システムが形成され、２ビツトＡ／
Ｄコンバータ１９および２０に対して、常に最適
タイミングにおいてタイミング信号が供給される
こととなる。 なお、第４図に示されるのは、極性判別回路２
２および論理回路２３の一実施例で、前者は、Ｄ
タイプ・フリツプフロツプ２８〜３０と、振幅比
較器３１とを備え、後者は、Ｄタイプ・フリツプ
フロツプ３２，３３，４０と、OR／NORゲート
３４と、ANDゲート３５，３６，３９と、ORゲ
ート３７，３８とを備えている。図において、極
性判別回路２２においては、データ信号X₁およ
びタイミング信号Ｔの入力に対応して、Ｄタイ
プ・フリツプフロツプ２８，２９，３０は、３ビ
ツトのメモリとして動作し、Ｄタイプ・フリツプ
フロツプ２８および３０の出力y₁およびy_-1は振
幅比較器３１に入力される。振幅比較器３１は、
２ビツトＡ／Ｄコンバータ１９における、サンプ
リング点T₀でのベースバンド信号の微係数の極
性を判別する機能を有し、サンプリング点T_-1お
よびT₁でのデータ比較により、前記微係数の極
性判別を行つている。すなわち、データ出力y_-1
およびy₁において、“０”から“１”に変化する
時には微係数の極性を正とし、“１”から“０”
に変化する時には微係数の極性は負とする。振幅
比較器３１からは、極性を判定する信号Ｇおよび
Ｇが出力されるが、ベースバンド信号の波形が
m₁〜m₂の時にはＧは“１”となり、またm₃〜
m₄の時にはが“１”となる。 一方、データ信号X₂はＤタイプ・フリツプフ
ロツプ３２および３３を介してOR／NORゲート
３４に入力され、その出力信号は、それぞれ
ANDゲート３５および３６に入力される。AND
ゲート３５および３６と、OR回路３８とにより
形成されるゲート回路は、信号Ｇが“１”の場
合、データ信号X₂をそのまま出力し、信号が
“１”の場合、データ信号X₂を極性反転させて出
力するように動作する。また、ANDゲート３９
は、信号Ｇおよびのどちらか一方が“１”の場
合にタイミング信号Ｔを出力し、信号Ｇおよび
が共に“０”の場合には出力を０とするように動
作する。従つて、Ｄタイプ・フリツプフロツプ４
０の出力には、ベースバンド信号の波形がm₁〜
m₄の状態にある場合には、ORゲート３８の出力
がそのまま出力され、波形がm₁〜m₄の状態以外
の場合には、現時点から最も近い過去のm₁〜m₄
の波形の、いずれかの時のデータ信号X₂を保持
するように動作する。 次に、本発明の第２の実施例について、その動
作を説明する。 第５図は、第２の実施例の要部を示すブロツク
図で、４相位相変調方式による復調装置に対する
本発明の一適用例である。図において、本実施例
は、第１の位相検波器４１と、第２の位相検波器
４２と、π／２位相推移器４３と、２ビツトＡ／
Ｄコンバータ４４および４５と、搬送波再生回路
４６と、極性判別回路４７および４８、論理回路
４９および５０、可算回路５１、低域ろ波器５
２、可変位相器５３および固定周波数発振器５４
より成るタイミング同期回路５５とを備えてい
る。 第５図において、４相位相変調信号Ｓに入力に
対応する、第１および第２の位相検波器４１およ
び４２、π／２位相推移器４３、２ビツトＡ／Ｄ
コンバータ４４および４５、搬送波再生回路４６
等の動作については、従来例の説明において動作
説明が行われているので省略する。このことは、
以下の各実施例の説明の場合においても同様であ
る。 第２の実施例は、極性判別回路４７および論理
回路４９より成る位相制御信号検出系と、極性判
別回路４８および論理回路５０より成る位相制御
信号検出系とを含む、２系統の位相制御信号検出
系がタイミング同期回路５５に備えられ、且つ、
固定周波数発振器５４から出力されるタイミング
原信号が、可変位相器５３を介して自動的に位相
調整されて、１系統のタイミング信号として２ビ
ツトＡ／Ｄコンバータ４４および４５の双方に対
して共通に供給される場合に相当している。 第１および第２の位相検波器４１および４２か
ら、それぞれ出力される２値ベースバンド信号
は、２ビツトＡ／Ｄコンバータ４４および４５に
入力され、可変位相器５３を経由して送られてく
る共通のタイミング信号によるサンプリング整形
作用を介してデイジタル化されて、デイジタル信
号X₁、X₂、Y₁、およびY₂として出力される。デ
ータ信号X₁およびY₁は、それぞれ極性判別用と
して極性判別回路４７および４８に送られ、ま
た、データ信号X₂およびY₂は、それぞれ位置判
別用として論理回路４９および５０に送られる。 極性判別回路４７および論理回路４９より成る
位相制御信号検出系と、極性判別回路４８および
論理回路５０より成る位相制御信号検出系とにお
いて、それぞれ位相制御信号が検出され出力され
る動作については、前述の第１の実施例の場合と
同様である。論理回路４９および５０から出力さ
れる位相制御信号は加算回路５１において加算さ
れ、低域ろ波器５２を経由して可変位相器５３に
入力されて、固定周波数発振器５４から送られて
くるタイミング信号の位相を制御調整する。この
結果、可変位相器５３から出力されるタイミング
信号は、２ビツトＡ／Ｄコンバータ４４および４
５に対して、常に最適タイミングにおいて供給さ
れることとなる。 次に、本発明の第３の実施例について、その動
作を説明する。 第６図は、第３の実施例の要部を示すブロツク
図で、４相位相変調方式による復調装置に対する
本発明の一適用例である。図において、本実施例
は、第１の位相検波器５６と、第２の位相検波器
５７と、π／２位相推移器５８を、２ビツトＡ／
Ｄコンバータ５９および６０と、搬送波再生回路
６１と、極性判別回路６２および６３、論理回路
６４および６５、低域ろ波器６６および６７、可
変位相器６８および７０、および固定周波数発振
器６９より成るタイミング同期回路７１とを備え
ている。 第３の実施例は、極性判別回路６２および論理
回路６４より成る位相制御信号検出系と、極性判
別回路６３および論理回路６５より成る位相制御
信号検出系とを含む、２系統の位相制御信号検出
系がタイミング同期回路７１に備えられ、且つ、
固定周波数発振器６９から出力されるタイミング
原信号が、２個の可変位相器６８および７０を介
して自動的に位相調整されて、２系統のタイミン
グ信号として、２ビツトＡ／Ｄコンバータ５９お
よび６０のそれぞれに対して独立に供給される場
合に相当している。 なお、タイミング同期回路７１の基本的な動作
内容は、前述の第１の実施例の場合と同様であ
る。 次に、本発明の第４の実施例について、その動
作を説明する。 第７図は、第４の実施例の要部を示すブロツク
図で、16値直交振幅変調方式による復調装置に対
する本発明の一適用例である。図において、本実
施例は、第１の位相検波器７２と、第２の位相検
波器７３と、π／２位相推移器７４と、３ビツト
Ａ／Ｄコンバータ７５および７６と、搬送波再生
回路７７と、極性判別回路７８、論理回路７９、
低域ろ波器８０、可変位相器８１および固定周波
数発振器８２より成るタイミング同期回路８３と
を備えている。 第４の実施例は、16値直交振幅変調信号Ｓの入
力に対応して、Ａ／Ｄコンバータとしては、一対
の３ビツトＡ／Ｄコンバータ７５および７６が備
えられており、極性判別回路７８に対する極性判
別用信号としては、３ビツトＡ／Ｄコンバータ７
５から出力されるデータ信号X₁およびX₂が参照
され、またベースバンド信号の位置判別用として
は、３ビツトＡ／Ｄコンバータから出力される３
系列のデータ信号の内の、データ信号X₃が論理
回路７９に入力されている。 第１および第２の位相検波器７２および７３、
π／２位相推移器７４および搬送波再生回路７７
等の動作については、前述の各実施例の場合と同
様であり説明は省略する。第７図における、極性
判別回路７８の１実施例が第１０図に示されてい
る。第１０図に示されるように、極性判別回路７
８は、Ｄタイプ・フリツプフロツプ１０８〜１１
３と、振幅比較器１１４とにより形成されてい
る。極性判別回路７８に入力されるデータ信号
X₁およびX₂と、タイミング信号Ｔとに対応して、
Ｄタイプ・フリツプフロツプ１０８および１１１
の出力には、データ信号X₁およびX₂のサンプリ
ング点T₁時におけるデータy₁が得られ、Ｄタイ
プ・フリツプフロツプ１１０および１１３の出力
には、データ信号X₁およびX₂のサンプリング点
T_-1時におけるデータy_-1が得られる。これらデ
ータy₁およびy_-1は、振幅比較１１４に入力され、
それらのレベルが論理演算処理されて、３ビツト
Ａ／Ｄコンバータ７５に入力される４値ベースバ
ンド信号の微系数の極性が判別される。今、T_-1
時の４値信号をE_-1とし、T₁時の４値信号をE₁と
すると、振幅比較器１１４においてはE₁−E_-1＝
Ｍが演算され、Ｍが正、すなわちT₀時における
微係数が正の時には、信号Ｇは“１”として出力
され、Ｍが負、すなわちT₀時における微係数が
負の時には、信号が“１”として出力される。
なお、上記のE_-1およびE₁は、Ｄタイプ・フリツ
プフロツプ１０８，１１０，１１１および１１３
の出力から、上述のように、振幅比較器１１４に
おける論理演算処理作用の一環として得られる。 上述のように、極性判別回路７８からは信号Ｇ
およびが出力され、論理回路７９に入力される
が、論理回路７９の動作については、前述の各実
施例の場合と同様であり、低域ろ波器８０を経由
して位相制御信号が可変位相器８１に入力され、
固定周波数発振器８２から出力されるタイミング
原信号の位相が調整されて、３ビツトＡ／Ｄコン
バータ７５および７６に対して、共通の１系統の
タイミング信号として供給される。 次に、第５の実施例について説明する。 第８図は、第５の実施例の要部を示すブロツク
図で、16値直交振幅変調方式による復調装置に対
する本発明の一適用例である。図において、本実
施例は、第１の位相検波器８４と、第２の位相検
波器８５と、π／２位相推移器８６と、３ビツト
Ａ／Ｄコンバータ８７および８８と、搬送波再生
回路８９と、極性判別回路９０、論理回路９１、
低域ろ波器９２、可変位相器９３および固定周波
数発振器９４より成るタイミング同期回路９５と
を備えている。 第５の実施例の、前述の第４の実施例と異なる
点は、極性判別回路９０に対して、極性判別用と
して入力されるデータ信号がX₁のみであり、デ
ータ信号X₂を必要としていないことである。こ
の場合における極性判別回路９０の一実施例は、
第４図に示される極性判別回路２２と同様であ
り、データ信号X₁のみが極性判別用として参照
され、信号Ｇおよびが論理回路９１に送られ
る。論理回路９１から出力される位相制御信号が
低域ろ波器９２を経由して可変位相器９３に入力
され、固定周波数発振器９４から出力されるタイ
ミング原信号の位相が制御調整されて、所定のタ
イミング信号として、３ビツトＡ／Ｄコンバータ
８７および８８に対して共通に供給される動作に
ついては、前述の第４の実施例の場合と同様であ
る。 なお、前述の第４および第５の実施例における
比較対比より明らかなように、第４の実施例にお
いては、３ビツトＡ／Ｄコンバータ７５から出力
される３系列のデータ信号X₁、X₂、およびX₃の
内の、２系列のデータ信号X₁およびX₂が、極性
判別用として極性判別回路７８に対して参照され
ており、第５の実施例においては、３ビツトＡ／
Ｄコンバータ８７から出力される３系列のデータ
信号X₁、X₂およびX₃の内の、１系列のデータ信
号X₁のみが、極性判別用として極性判別回路９
０に対して参照されていることである。 次に、第６の実施例について説明する。 第９図は、第６の実施例の要部を示すブロツク
図で、64値直交振幅変調方式による復調装置に対
する本発明の一適用例である。図において、本実
施例は、第１の位相検波器９６と、第２の位相検
波器９７と、π／２位相推移器９８と、４ビツト
Ａ／Ｄコンバータ９９および１００と、搬送波再
生回路１０１と、極性判別回路１０２、論理回路
１０３、低域ろ波器１０４、可変位相器１０５お
よび固定周波数発振器１０６より成るタイミング
同期回路１０７とを備えている。 第６の実施例の、前述の第５の実施例と異なる
点は、64値振幅変調方式に対応して、Ａ／Ｄコン
バータが、一対の４ビツトＡ／Ｄコンバータ９９
および１００により形成されていることであり、
極性判別回路１０２に対する極性判別用の参照信
号としては、第５の実施例の場合と同様に、４ビ
ツトＡ／Ｄコンバータ９９から出力されるデータ
信号X₁のみが用いられている。 なお、上記の説明においては、本発明の実施例
として、４相位相変調方式、１６値直交振幅変調
方式および64値直交振幅変調方式等による復調装
置に対する適用例について説明を行つているが、
本発明の適用範囲は、上記の多相位相変調方式お
よび多値直交振幅変調方式の範囲に限定されるも
のではなく、Ｎ＝２、４、８、16、……、および
L²＝２、３、４、……、により規定されるよう
に、一般的には更に多相のＮ相位相変調方式、お
よび更に多値のL²値直交振幅変調方式による復
調装置に対しても有効に適用できることは言うま
でもない。 （発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明は、Ａ／Ｄ
コンバータから出力されるデータ信号の内の、特
定のデータ信号を参照して形成されるタイミング
同期系を具備するタイミング同期回路を適用する
ことにより、前記Ａ／Ｄコンバータに供給される
タイミング信号に対する位相調整作用を全く不要
とし、常時に最適タイミングにおいて復調ベース
バンド信号をサンプリング整形することができる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の復調装置の要部を示すブロツ
ク図、第２図、第５図、第６図、第７図、第８図
および第９図は、それぞれ、第１、第２、第３、
第４、第５および第６の実施例の要部を示すブロ
ツク図、第３図はタイミング同期系の動作説明
図、第４図は、極性判別回路および論理回路の実
施例の要部を示すブロツク図、第１０図は極性判
別回路の他の実施例の要部を示すブロツク図であ
る。 図において、１，１６，４１，５６，７２，８
４，９６……第１の位相検波器、２，１７，４
２，５７，７３，８５，９７……第２の位相検波
器、３，１８，４３，５８，７４，８６，９８…
…π／２位相推移器、４，５，１９，２０，４
４，４５，５９，６０……２ビツトＡ／Ｄコンバ
ータ、６，２１，４６，６１，７７，８９，１０
１……搬送波再生回路、７，８……全波整流回
路、９，１０……位相調整回路、１１……位相比
較器、１２，２４，５２，６６，６７，８０，９
２，１０４……低域ろ波器、１３……電圧制御発
振器、１４，１５，２７，５５，７１，８３，９
５，１０７……タイミング同期回路、２２，４
７，４８，６２，６３，７８，９０，１０２……
極性判別回路、２３，４９，５０，６４，６５，
７９，９１，１０３……論理回路、２５，５３，
６８，７０，８１，９３，１０５……可変位相
器、２６，５４，６９，８２，９４，１０６……
固定周波数発振器、２８〜３０，３２，３３，４
０，１０８〜１１３……Ｄタイプ・フリツプフロ
ツプ、３１，１１４……振幅比較器、３４……
OR／NOR……ゲート、３５，３６，３９……
ANDゲート、３７，３８……ORゲート、５１…
…加算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ Ｎ（Ｎ＝２、４、８、16、…）相位相変調方
   式またはL²（Ｌ＝２、３、４、…）値直交振幅変
   調方式による、所定の帯域制限されたデイジタル
   搬送波変調信号をそれぞれ入力して、相互にπ／
   ２ラジアンの位相差を有する搬送波再生信号を介
   して同期検波し、所定の一対の復調ベースバンド
   信号を生成する第１および第２の一対の位相検波
   器と、 前記一対の復調ベースバンド信号の帯域制限さ
   れた信号を入力して、所定のタイミング信号によ
   るサンプリング整形作用を介してデイジタル変換
   し、それぞれ所定のｋ（１以上の整数）系列のデ
   ータ信号として出力する一対のｋビツトＡ／Ｄコ
   ンバータと、 前記一対のＡ／Ｄコンバータから出力される一
   対のｋ系列のデータ信号の内の、少くとも２系列
   以上の特定のデータ信号を入力して、前記デイジ
   タル搬送波変調信号の搬送波信号に対応する搬送
   波再生信号を生成し、前記一対の位相検波器に対
   する同期検波用として出力する搬送波再生回路
   と、 前記搬送波再生回路から出力され２分岐される
   前記搬送波再生信号を、前記一対の位相検波器に
   対して同期検波用として供給するために、相互に
   π／２ラジアンの位相差を付与するπ／２位相推
   移器と、 前記タイミング信号を生成する手段として、前
   記タイミング信号の発振源を形成する固定周波数
   発振器の出力信号の位相を、少くとも１系統の所
   定の位相制御信号を介して自動的に制御調整する
   少くとも１個の可変位相器と、前記一対のＡ／Ｄ
   コンバータから出力される一対のｋ系列のデータ
   信号の内の、特定の極性判別用のデータ信号を入
   力して、前記Ａ／Ｄコンバータのサンプリング点
   における前記帯域制限されたベースバンド信号の
   微係数の極性を判別する極性判別回路と、前記極
   性判別回路とともにタイミング同期システムの位
   相制御信号検出系を形成し、前記極性判別回路か
   ら出力される所定の極性判別信号を参照して、前
   記一対のＡ／Ｄコンバータから出力されるｋ系列
   のデータ信号の内の、所定のベースバンド信号の
   位置判別用データ信号に対して、所定の論理操作
   を行うことにより前記位相制御信号を生成して出
   力する論理回路と、により形成される所定のタイ
   ミング同期回路と、 を備えることを特徴とする復調装置。 ２ 前記タイミング同期回路に、前記極性判別回
   路および論理回路より成る１系統の位相制御信号
   検出系が備えられており、この１系統の位相制御
   信号検出系に対応して、前記帯域制限されたベー
   スバンド信号の微係数の極性判定用として、前記
   一対のＡ／Ｄコンバータの内の、所定の一方の
   Ａ／Ｄコンバータから出力される、特定の（ｋ−
   １）系列または特定の１系列のデータ信号のいず
   れかが参照されるとともに、前記１系統の位相制
   御信号検出系に対応して生成される１系統のタイ
   ミング信号が、前記一対のＡ／Ｄコンバータに対
   して共通に供給される特許請求の範囲第１項記載
   の復調装置。 ３ 前記タイミング同期回路に、前記極性判別回
   路および論理回路より成る２系統の位相制御信号
   検出系が備えられており、この２系統の位相制御
   信号検出系に対応して、前記帯域制限されたベー
   スバンド信号の微係数の極性判定用として、前記
   一対のＡ／Ｄコンバータかられぞれ出力される、
   特定の（ｋ−１）系列または特定の１系列のデー
   タ信号のいずれかが、それぞれ参照されるととも
   に、前記２系統の位相制御信号検出系に対応して
   生成される１系統のタイミング信号が、前記一対
   のＡ／Ｄコンバータに対して共通に供給される特
   許請求の範囲第１項記載の復調装置。 ４ 前記タイミング同期回路に、前記極性判別回
   路および論理回路より成る２系統の位相制御信号
   検出系が備えられており、この２系統の位相制御
   信号検出系に対応して、前記帯域制限されたベー
   スバンド信号の微係数の極性判定用として、前記
   一対のＡ／Ｄコンバータからそれぞれ出力され
   る、特定の（ｋ−１）系列または特定の１系列の
   データ信号のいずれかが、それぞれ参照されると
   ともに、前記２系統の位相制御信号検出系に対応
   して生成される２系統のタイミング信号が、それ
   ぞれ対応するＡ／Ｄコンバータに対して独立に供
   給される特許請求の範囲第１項記載の復調装置。