JPH0241659A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH0241659A JPH0241659A JP63189655A JP18965588A JPH0241659A JP H0241659 A JPH0241659 A JP H0241659A JP 63189655 A JP63189655 A JP 63189655A JP 18965588 A JP18965588 A JP 18965588A JP H0241659 A JPH0241659 A JP H0241659A
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- voltage
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/08—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野〕
本発明はスイッチングレギュレータの改良に関する。特
に、複数の出力回路を有するスイッチングレギュレータ
の回路構成を簡略にする改良に関する。
に、複数の出力回路を有するスイッチングレギュレータ
の回路構成を簡略にする改良に関する。
直流チョッパー制御回路とこの回路によって間欠的に直
流を供給される変圧器とこの変圧器の次巻線に間欠的に
流れる電流によって充電され、スイッチングレギュレー
タの電源として機能することになるキャパシタとを組み
合わせて、原始直流電源の電圧とは異なる値の一定直流
電圧を、負荷の変動に拘らず、安定に供給しうる直流電
源としてスイッチングレギュレータが知られている。
流を供給される変圧器とこの変圧器の次巻線に間欠的に
流れる電流によって充電され、スイッチングレギュレー
タの電源として機能することになるキャパシタとを組み
合わせて、原始直流電源の電圧とは異なる値の一定直流
電圧を、負荷の変動に拘らず、安定に供給しうる直流電
源としてスイッチングレギュレータが知られている。
か−るスイッチングレギュレータにおいて、複数の出力
回路を必要とする場合は、従来、第１のスイッチングレ
ギュレータの出力回路を分岐して２分し、その一方をＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを使用して電圧変換をなして上記の
第１のスイッチングレギュレータの出力電圧と異なる電
圧を発生していた。
回路を必要とする場合は、従来、第１のスイッチングレ
ギュレータの出力回路を分岐して２分し、その一方をＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを使用して電圧変換をなして上記の
第１のスイッチングレギュレータの出力電圧と異なる電
圧を発生していた。
第３図参照
複数の出力回路を有するスイッチングレギュレータの従
来技術に係る１例を、図を参照して説明する。図におい
て、ＳＲは第１のスイッチングレギュレータであり、Ｄ
ＤはＤＣ−ＤＣコンバータである。
来技術に係る１例を、図を参照して説明する。図におい
て、ＳＲは第１のスイッチングレギュレータであり、Ｄ
ＤはＤＣ−ＤＣコンバータである。
第１のスイッチングレギュレータは、変圧器Ｔと、これ
に間欠的に通電するトランジスタＱ、と、このスイッチ
ングレギュレータの出力電圧■１と第１の基準電圧Ｖｒ
、との差を求め、この差を解消するようなデユーティ比
をもってトランジスタＱ１をオン・オフ制御する制御装
置ＲＥＧとを基本とし、変圧器Ｔは制御装置ＲＥＧによ
って制御されるデユーティ比をもって間欠的に直流電圧
を供給され、このデユーティ比をもって間欠的に流れる
二次電流は、キャパシタＣＩを充電し、このキャパシタ
Ｃ９から所望の制御された直流電圧■１が出力される。
に間欠的に通電するトランジスタＱ、と、このスイッチ
ングレギュレータの出力電圧■１と第１の基準電圧Ｖｒ
、との差を求め、この差を解消するようなデユーティ比
をもってトランジスタＱ１をオン・オフ制御する制御装
置ＲＥＧとを基本とし、変圧器Ｔは制御装置ＲＥＧによ
って制御されるデユーティ比をもって間欠的に直流電圧
を供給され、このデユーティ比をもって間欠的に流れる
二次電流は、キャパシタＣＩを充電し、このキャパシタ
Ｃ９から所望の制御された直流電圧■１が出力される。
なお、Ｄｌは逆流防止用ダイオードである。
一方、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤは、上記第１のスイッ
チングレギュレータＳＲの出力電圧■。
チングレギュレータＳＲの出力電圧■。
が分岐されてその１部が入力され、上記と同様に、トラ
ンジスタＱ２をオン・オフ制御し、上記第１のスイッチ
ングレギュレータＳＲの出力電圧■とは異なる出力電圧
■２を出力する。すなわち、ＤＡは差動増幅器であり、
ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤの出力電圧■２と第２の基準
電圧Ｖｒ、との差（誤差電圧Δ■）を求め、この差動増
幅器ＤＡの出力電圧を発振器Ｏ３Ｃの発生する鋸歯状波
とともに反転型演算増幅器等よりなるコンパレータＣＯ
ＭＰに人力する。
ンジスタＱ２をオン・オフ制御し、上記第１のスイッチ
ングレギュレータＳＲの出力電圧■とは異なる出力電圧
■２を出力する。すなわち、ＤＡは差動増幅器であり、
ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤの出力電圧■２と第２の基準
電圧Ｖｒ、との差（誤差電圧Δ■）を求め、この差動増
幅器ＤＡの出力電圧を発振器Ｏ３Ｃの発生する鋸歯状波
とともに反転型演算増幅器等よりなるコンパレータＣＯ
ＭＰに人力する。
第４図参照
すると、第４図に示すタイムチャートに示すように、鋸
歯状波は上記の差動増幅器ＤＡの出力電圧をもってスラ
イスされる。そして、ＰＮＰトランジスタＱ２のエミッ
タとベースとの間には抵抗Ｒ１が接続されており、しか
も、ＰＮＰ トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ２を介
して反転型演算増幅器等よりなるコンパレータＣＯＭＰ
に接続されているので、ＰＮＰトランジスタＱ２は常時
はオンしているが、鋸歯状波が誤差電圧を超えて、反転
型演算増幅器等よりなるコンパレータＣＯＭＰが負電位
を与える期間のみＰＮＰ）ランジスタＱ２がオンするこ
とになり、誤差電圧ΔＶが高い（低い）時はデユーティ
比が小さく （大きく）なり、ＤＣ−ＤＣコンバータＤ
Ｄの出力電圧■２は第２の基準電圧Ｖｒ２に一致するよ
うに制御される。なお、Ｄ２はフライホイールダイオー
ドであり、Ｌと０２とは平滑回路である。
歯状波は上記の差動増幅器ＤＡの出力電圧をもってスラ
イスされる。そして、ＰＮＰトランジスタＱ２のエミッ
タとベースとの間には抵抗Ｒ１が接続されており、しか
も、ＰＮＰ トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ２を介
して反転型演算増幅器等よりなるコンパレータＣＯＭＰ
に接続されているので、ＰＮＰトランジスタＱ２は常時
はオンしているが、鋸歯状波が誤差電圧を超えて、反転
型演算増幅器等よりなるコンパレータＣＯＭＰが負電位
を与える期間のみＰＮＰ）ランジスタＱ２がオンするこ
とになり、誤差電圧ΔＶが高い（低い）時はデユーティ
比が小さく （大きく）なり、ＤＣ−ＤＣコンバータＤ
Ｄの出力電圧■２は第２の基準電圧Ｖｒ２に一致するよ
うに制御される。なお、Ｄ２はフライホイールダイオー
ドであり、Ｌと０２とは平滑回路である。
従来技術に係る複数の出力回路を有するスイッチングレ
ギュレータに付属するＤＣ−ＤＣコンバータには、上記
のとおり、鋸歯状波を発生する発振器が設けられている
が、この発振器を省略して構成が簡略化されたスイッチ
ングレギュレータを開発することが可能であれば、これ
を開発することは望ましい。
ギュレータに付属するＤＣ−ＤＣコンバータには、上記
のとおり、鋸歯状波を発生する発振器が設けられている
が、この発振器を省略して構成が簡略化されたスイッチ
ングレギュレータを開発することが可能であれば、これ
を開発することは望ましい。
本発明の目的は、この要望に応えることにあり、構成が
簡略化されたスイッチングレギュレータを提供すること
にある。
簡略化されたスイッチングレギュレータを提供すること
にある。
上記の目的は、次のいずれの手段によっても達成される
。
。
第１の手段は、第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ
）とこの第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）の出
力電圧（Ｖ１）が分岐して人力されるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ（ＤＤ）とよりなるスイッチングレギュレータにお
いて、前記のＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）には、この
ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤ）の出力電圧（Ｖ２）と第
２の基準電圧（Ｖｒ２）との差（誤差電圧（ΔＶ））を
検出する誤差電圧検出手段（ＤＡ）と、前記の第１のス
イッチングレギュレータ（ＳＲ）を構成する変圧器（Ｔ
）の二次電圧を微分する微分手段（ＤＩＦ）と、この微
分手段（ＤＩＦ）の出力電圧と前記の誤差電圧検出手段
（ＤＡ）の出力電圧とが入力され、前記の微分手段（Ｄ
ＴＦ）の出力電圧が前記の誤差電圧検出手段（ＤＡ）の
出力電圧より大きい場合、出力信号を発する比較手段（
ＣＯＭＰ）と、前記の第１のスイッチングレギュレータ
（ＳＲ）の出力電圧（Ｖ＋’）が分岐して入力される回
路に直列に接続され、前記の比較手段（ＣＯＭＰ）の出
力信号に応答して導通して、前記のＤＣ−ＤＣコンバー
タ（ＤＤ）の出力電圧（Ｖ２）を出力する導通手段（Ｑ
２）とが具備されているスイッチングレギュレータであ
る。
）とこの第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）の出
力電圧（Ｖ１）が分岐して人力されるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ（ＤＤ）とよりなるスイッチングレギュレータにお
いて、前記のＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）には、この
ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤ）の出力電圧（Ｖ２）と第
２の基準電圧（Ｖｒ２）との差（誤差電圧（ΔＶ））を
検出する誤差電圧検出手段（ＤＡ）と、前記の第１のス
イッチングレギュレータ（ＳＲ）を構成する変圧器（Ｔ
）の二次電圧を微分する微分手段（ＤＩＦ）と、この微
分手段（ＤＩＦ）の出力電圧と前記の誤差電圧検出手段
（ＤＡ）の出力電圧とが入力され、前記の微分手段（Ｄ
ＴＦ）の出力電圧が前記の誤差電圧検出手段（ＤＡ）の
出力電圧より大きい場合、出力信号を発する比較手段（
ＣＯＭＰ）と、前記の第１のスイッチングレギュレータ
（ＳＲ）の出力電圧（Ｖ＋’）が分岐して入力される回
路に直列に接続され、前記の比較手段（ＣＯＭＰ）の出
力信号に応答して導通して、前記のＤＣ−ＤＣコンバー
タ（ＤＤ）の出力電圧（Ｖ２）を出力する導通手段（Ｑ
２）とが具備されているスイッチングレギュレータであ
る。
第２の手段は、第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ
）とこの第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）の出
力電圧（Ｖ１）が分岐して入力されるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ（ＤＤ）とよりなるスイッチングレギュレータにお
いて、前記のＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）には、この
ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤ）の出力電圧（Ｖ２）と第
２の基準電圧（Ｖｒ２）との差（誤差電圧（ΔＶ））を
検出する誤差電圧検出手段（ＤＡ）と、前記の第１のス
イッチングレギュレータ（ＳＲ）を構成する変圧器（Ｔ
）の二次電圧を積分する積分手段（ＩＮＴ）と、この積
分手段（ＩＮＴ）の出力電圧と前記の誤差電圧検出手段
（ＤＡ）の出力電圧とが入力され、前記の誤差電圧検出
手段（ＤＡ）の出力電圧が前記の積分手段（ＩＮＴ）の
出力電圧より大きい場合、出力信号を発する比較手段（
ＣＯＭＰ）と、前記の第１のスイッチングレギュレータ
（ＳＲ）の出力電圧（Ｖ１）が分岐して人力される回路
に直列に接続され、前記の比較手段（ＣＯＭＰ）の出力
信号に応答して導通して、前記ＤＣ・ＤＣコンバータ（
ＤＤ）の出力電圧（Ｖ２）を出力する導通手段（Ｑ２）
とが具備されているスイッチングレギュレータである。
）とこの第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）の出
力電圧（Ｖ１）が分岐して入力されるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ（ＤＤ）とよりなるスイッチングレギュレータにお
いて、前記のＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）には、この
ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＤ）の出力電圧（Ｖ２）と第
２の基準電圧（Ｖｒ２）との差（誤差電圧（ΔＶ））を
検出する誤差電圧検出手段（ＤＡ）と、前記の第１のス
イッチングレギュレータ（ＳＲ）を構成する変圧器（Ｔ
）の二次電圧を積分する積分手段（ＩＮＴ）と、この積
分手段（ＩＮＴ）の出力電圧と前記の誤差電圧検出手段
（ＤＡ）の出力電圧とが入力され、前記の誤差電圧検出
手段（ＤＡ）の出力電圧が前記の積分手段（ＩＮＴ）の
出力電圧より大きい場合、出力信号を発する比較手段（
ＣＯＭＰ）と、前記の第１のスイッチングレギュレータ
（ＳＲ）の出力電圧（Ｖ１）が分岐して人力される回路
に直列に接続され、前記の比較手段（ＣＯＭＰ）の出力
信号に応答して導通して、前記ＤＣ・ＤＣコンバータ（
ＤＤ）の出力電圧（Ｖ２）を出力する導通手段（Ｑ２）
とが具備されているスイッチングレギュレータである。
本発明は、第１のスイッチングレギュレータＳＲを構成
する変圧器Ｔの二次電圧が矩形波であり、これを微分ま
たは積分すれば鋸歯状波を形成することができるとの着
想を具体化して完成したものであり、ＣＲ＠路や、その
他、簡単なトランジスタ回路を使用するのみで、従来技
術にか＼る発振器を有するＤＣ−ＤＣコンバータと同等
の動作をする。
する変圧器Ｔの二次電圧が矩形波であり、これを微分ま
たは積分すれば鋸歯状波を形成することができるとの着
想を具体化して完成したものであり、ＣＲ＠路や、その
他、簡単なトランジスタ回路を使用するのみで、従来技
術にか＼る発振器を有するＤＣ−ＤＣコンバータと同等
の動作をする。
以下、図面を参照して、本発明の三つの異なる実施例に
係るスイッチングレギュレータについて説明する。
係るスイッチングレギュレータについて説明する。
笈よ炎
第１ａ図参照
図において、ＳＲは第１のスイッチングレギュレータで
あり、ＤＤはＤＣ−ＤＣコンバータである。
あり、ＤＤはＤＣ−ＤＣコンバータである。
第１のスイッチングレギュレータは、変圧器Ｔと、これ
に間欠的に通電するトランジスタＱ１と、このスイッチ
ングレギュレータの出力電圧■、と第１の基準電圧Ｖｒ
、との差を求め、この差を解消するようなデユーティ比
をもってトランジスタＱ１をオン・オフ制御する制御装
置ＲＥＧとを基本とし、変圧器Ｔは制御装置ＲＥＧによ
って制御されるデユーティ比をもって間欠的に直流電圧
を供給され、このデユーティ比をもって間欠的に流れる
二次電流は、キャパシタＣ１を充電し、このキャパシタ
Ｃ１から所望の制御された直流電圧Ｖ１が出力される。
に間欠的に通電するトランジスタＱ１と、このスイッチ
ングレギュレータの出力電圧■、と第１の基準電圧Ｖｒ
、との差を求め、この差を解消するようなデユーティ比
をもってトランジスタＱ１をオン・オフ制御する制御装
置ＲＥＧとを基本とし、変圧器Ｔは制御装置ＲＥＧによ
って制御されるデユーティ比をもって間欠的に直流電圧
を供給され、このデユーティ比をもって間欠的に流れる
二次電流は、キャパシタＣ１を充電し、このキャパシタ
Ｃ１から所望の制御された直流電圧Ｖ１が出力される。
なお、ダイオードＤ、は逆流防止用である。
一方、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤは、上記第１のスイッ
チングレギュレータＳＲの出力電圧■。
チングレギュレータＳＲの出力電圧■。
が分岐されてその１部が人力され、上記と同様に、トラ
ンジスタＱ２をオン・オフ制御し、」二記第１のスイッ
チングレギュレータＳＲの出力電圧■とは異なる出力電
圧■２を出力する。ずなわち、ＤＡは差動増幅器であり
、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤの出力電圧■２と第２の基
準電圧Ｖｒｚとの差（誤差電圧Δ■）を求め、増幅する
。
ンジスタＱ２をオン・オフ制御し、」二記第１のスイッ
チングレギュレータＳＲの出力電圧■とは異なる出力電
圧■２を出力する。ずなわち、ＤＡは差動増幅器であり
、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤの出力電圧■２と第２の基
準電圧Ｖｒｚとの差（誤差電圧Δ■）を求め、増幅する
。
ＤＩＦが本実施例の要旨に係る微分手段であり、本例に
おいてはＣＲ回路をもって構成され、逆潮歯状波を発生
する。
おいてはＣＲ回路をもって構成され、逆潮歯状波を発生
する。
この逆潮歯状波は、差動増幅器ＤＡの出力電圧とともに
コンパレータＣＯＭＰに入力される。
コンパレータＣＯＭＰに入力される。
第２図参照
そこで、第２図に示すタイムチャートに示すように、逆
潮歯状波は上記の差動増幅器ＤＡの出力電圧をもってス
ライスされる。そして、ＰＮＰ トランジスタＱ２のエ
ミッタとベースとの間は抵抗Ｒ１によって接続されてお
り、しかも、ＰＮＰ トランジスタＱ２のベースは抵抗
Ｒ２を介して反転型演算増幅器等よりなるコンパレータ
ＣＯＭＰに接続されているので、ＰＮＰ トランジスタ
Ｑ２は常時はオフしているが１、逆潮歯状波が差動増幅
器ＤＡの出力電圧を超えて、反転型演算増幅器等よりな
るコンパレータＣＯＭＰが負電位を与える期間のみＰＮ
Ｐ型トランジスタＱ２がオンすることになり、誤差電圧
Δ■が高い（低い）時はデユーティ比が小さく （大き
く）なり、ＤＣ・ＤＣコンバータＤＤの出力電圧Ｖ２は
第２の基準電圧Ｖｒｚに一致するように制御される。な
お、Ｄ２はフライホイールダイオードであり、Ｌと０２
とは平滑回路である。
潮歯状波は上記の差動増幅器ＤＡの出力電圧をもってス
ライスされる。そして、ＰＮＰ トランジスタＱ２のエ
ミッタとベースとの間は抵抗Ｒ１によって接続されてお
り、しかも、ＰＮＰ トランジスタＱ２のベースは抵抗
Ｒ２を介して反転型演算増幅器等よりなるコンパレータ
ＣＯＭＰに接続されているので、ＰＮＰ トランジスタ
Ｑ２は常時はオフしているが１、逆潮歯状波が差動増幅
器ＤＡの出力電圧を超えて、反転型演算増幅器等よりな
るコンパレータＣＯＭＰが負電位を与える期間のみＰＮ
Ｐ型トランジスタＱ２がオンすることになり、誤差電圧
Δ■が高い（低い）時はデユーティ比が小さく （大き
く）なり、ＤＣ・ＤＣコンバータＤＤの出力電圧Ｖ２は
第２の基準電圧Ｖｒｚに一致するように制御される。な
お、Ｄ２はフライホイールダイオードであり、Ｌと０２
とは平滑回路である。
以上のように構成されたスイッチングレギュレータは、
鋸歯状波を発生する発振器Ｏ３Ｃが単なるＣＲ回路に置
換されており、構成が極めて簡略化されているにもか＼
わらず、機能は全く同等である。
鋸歯状波を発生する発振器Ｏ３Ｃが単なるＣＲ回路に置
換されており、構成が極めて簡略化されているにもか＼
わらず、機能は全く同等である。
理じ口外
第１ｂ図参照
第１例と異なる点は、微分器ＤＴＦの出力する逆潮歯状
波を差動増幅器ＤＡの出力電圧をもってスライスする機
能を有する比較手段ＣＯＭＰを図示するように接続され
たＮＰＮ ）ランジスタＱ３をもって置換したものであ
る。逆潮歯状波が差動増幅器ＤＡの出力電圧を超える期
間のみ、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースに正電位があ
たえられ、ＮＰＮ ）ランジスタＱ、はオンして、ＰＮ
Ｐ トランジスタＱ２はオンする。
波を差動増幅器ＤＡの出力電圧をもってスライスする機
能を有する比較手段ＣＯＭＰを図示するように接続され
たＮＰＮ ）ランジスタＱ３をもって置換したものであ
る。逆潮歯状波が差動増幅器ＤＡの出力電圧を超える期
間のみ、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースに正電位があ
たえられ、ＮＰＮ ）ランジスタＱ、はオンして、ＰＮ
Ｐ トランジスタＱ２はオンする。
このＤＣ−ＤＣコンバータＤＤは、機能は第１例と同等
であるがその構成はさらに簡略化されている。
であるがその構成はさらに簡略化されている。
第３例
第１Ｃ図参照
第１例と異なる点は、微分器ＤＩＦの出力する逆潮歯状
波を差動増幅器ＤＡの出力電圧をもってスライスする機
能を有する比較手段ＣＯＭＰを図示するように接続され
たＰＮＰ ）ランジスタＱ４と抵抗Ｒ３との組み合わせ
をもって置換したものであり、その構成はさらに簡略化
されている。
波を差動増幅器ＤＡの出力電圧をもってスライスする機
能を有する比較手段ＣＯＭＰを図示するように接続され
たＰＮＰ ）ランジスタＱ４と抵抗Ｒ３との組み合わせ
をもって置換したものであり、その構成はさらに簡略化
されている。
以上の実施例はすべて、微分手段を使用した例について
述べであるが、これを積分手段に変換することもできる
ことは云うまでもない。
述べであるが、これを積分手段に変換することもできる
ことは云うまでもない。
以上、説明せるとおり本発明に係るスイッチングレギュ
レータは、第１のスイッチングレギュレータとこの第１
のスイッチングレギュレータの出力電圧が分岐して入力
されるＤＣ−ＤＣコンバータとよりなるスイッチングレ
ギュレータにおいて、そのＤＣ−ＤＣコンバータには、
このＤＣ・ＤＣコンバータの出力電圧と第２の基準電圧
との差（誤差電圧）を検出する誤差電圧検出手段と、第
１のスイッチングレギュレータを構成する変圧器の二次
電圧を微分する微分手段または積分する積分手段と、こ
の微分手段または積分手段の出力電圧と増幅された誤差
電圧とが入力され、微分手段または積分手段の出力電圧
と増幅された誤差電圧との関係を利用して、出力信号を
発する比較手段と、第１のスイッチングレギュレータの
出力電圧が分岐して入力される回路に直列に接続され、
比較手段の出力信号に応答して導通して、ＤＣ・ＤＣコ
ンバータの出力電圧を出力する導通手段とが具備されて
いるので、機能は従来技術にか＼る発振器を有するＤＣ
−ＤＣコンバータと同等でありながら、その発振器は、
ＣＲ回路や、その他、簡単なトランジスタ回路をもって
代替えされており、その構成は、遥かに簡略化されてい
る。
レータは、第１のスイッチングレギュレータとこの第１
のスイッチングレギュレータの出力電圧が分岐して入力
されるＤＣ−ＤＣコンバータとよりなるスイッチングレ
ギュレータにおいて、そのＤＣ−ＤＣコンバータには、
このＤＣ・ＤＣコンバータの出力電圧と第２の基準電圧
との差（誤差電圧）を検出する誤差電圧検出手段と、第
１のスイッチングレギュレータを構成する変圧器の二次
電圧を微分する微分手段または積分する積分手段と、こ
の微分手段または積分手段の出力電圧と増幅された誤差
電圧とが入力され、微分手段または積分手段の出力電圧
と増幅された誤差電圧との関係を利用して、出力信号を
発する比較手段と、第１のスイッチングレギュレータの
出力電圧が分岐して入力される回路に直列に接続され、
比較手段の出力信号に応答して導通して、ＤＣ・ＤＣコ
ンバータの出力電圧を出力する導通手段とが具備されて
いるので、機能は従来技術にか＼る発振器を有するＤＣ
−ＤＣコンバータと同等でありながら、その発振器は、
ＣＲ回路や、その他、簡単なトランジスタ回路をもって
代替えされており、その構成は、遥かに簡略化されてい
る。
第１ａ図は、本発明の第１の実施例に係るスイッチング
レギュレータの構成図である。 第１ｂ図は、本発明の第２の実施例に係るスインチング
レギュレータの構成図である。 第１ｃ図は、本発明の第３の実施例に係るスイッチング
レギュレータの構成図である。 第２図は、本発明の第１の実施例に係るスイッチングレ
ギュレータのタイムチャートである。 第３図は、従来技術に係るスイッチングレギュレータの
構成図である。 第４図は、従来技術に係るスイッチングレギュレータの
タイムチャートである。 ＳＲ・・・第１のスイッチングレギュレータ、ＤＤ・
・ ・ＤＣ−ＤＣコンバータ、■、・・・第１のスイッ
チングレギュレータの出力電圧、 ・ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧、 ・・第１の基準電圧、 ・・第２の基準電圧、 ・誤差電圧、 ・誤差電圧検出手段（差動増幅器）、 変圧器１、 ■２ ・ Ｖｒ。 ｒｚ Δ■ ・ ＤＡ ・ Ｔ ・ ・ ＤＩＦ・・・微分手段、 ＩＮＴ・・・積分手段、 ＣＯＭＰ・・・比較手段、 Ｑ、 、Ｑ２ ・・・間欠的導通手段、Ｃ１、Ｃ２・・
・キャパシタ、 ＤＩ 、、Ｄ２ ・ ・ ・ダイオード、Ｑ３、Ｑ４
・・・トランジスタ、 Ｌ・・・インダクタンス、 Ｏ２０・・・発振器、 ＲＥＧ・・・制御装置、 Ｒ＋ 、Ｒｚ 、Ｒ３・・・抵抗。
レギュレータの構成図である。 第１ｂ図は、本発明の第２の実施例に係るスインチング
レギュレータの構成図である。 第１ｃ図は、本発明の第３の実施例に係るスイッチング
レギュレータの構成図である。 第２図は、本発明の第１の実施例に係るスイッチングレ
ギュレータのタイムチャートである。 第３図は、従来技術に係るスイッチングレギュレータの
構成図である。 第４図は、従来技術に係るスイッチングレギュレータの
タイムチャートである。 ＳＲ・・・第１のスイッチングレギュレータ、ＤＤ・
・ ・ＤＣ−ＤＣコンバータ、■、・・・第１のスイッ
チングレギュレータの出力電圧、 ・ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧、 ・・第１の基準電圧、 ・・第２の基準電圧、 ・誤差電圧、 ・誤差電圧検出手段（差動増幅器）、 変圧器１、 ■２ ・ Ｖｒ。 ｒｚ Δ■ ・ ＤＡ ・ Ｔ ・ ・ ＤＩＦ・・・微分手段、 ＩＮＴ・・・積分手段、 ＣＯＭＰ・・・比較手段、 Ｑ、 、Ｑ２ ・・・間欠的導通手段、Ｃ１、Ｃ２・・
・キャパシタ、 ＤＩ 、、Ｄ２ ・ ・ ・ダイオード、Ｑ３、Ｑ４
・・・トランジスタ、 Ｌ・・・インダクタンス、 Ｏ２０・・・発振器、 ＲＥＧ・・・制御装置、 Ｒ＋ 、Ｒｚ 、Ｒ３・・・抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 〔１〕第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）と該第
１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）の出力電圧（Ｖ
＿１）が分岐して入力されるＤＣ・ＤＣコンバータ（Ｄ
Ｄ）とよりなるスイッチングレギュレータにおいて、 前記ＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）には、 該ＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）の出力電圧（Ｖ＿２）
と第２の基準電圧（Ｖｒ＿２）との差（誤差電圧（ΔＶ
））を検出する誤差電圧検出手段（ＤＡ）と、 前記第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）を構成す
る変圧器（Ｔ）の二次電圧を微分する微分手段（ＤＩＦ
）と、 該微分手段（ＤＩＦ）の出力電圧と前記誤差電圧検出手
段（ＤＡ）の出力電圧とが入力され、前記微分手段（Ｄ
ＩＦ）の出力電圧が前記誤差電圧検出手段（ＤＡ）の出
力電圧より大きい場合、出力信号を発する比較手段（Ｃ
ＯＭＰ）と、 前記第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）の出力電
圧（Ｖ＿１）が分岐して入力される回路に直列に接続さ
れ、前記比較手段（ＣＯＭＰ）の出力信号に応答して導
通して、前記ＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）の出力電圧
（Ｖ＿２）を出力する導通手段（Ｑ＿２）と が具備されてなる ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 〔２〕第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）と該第
１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）の出力電圧（Ｖ
＿１）が分岐して入力されるＤＣ・ＤＣコンバータ（Ｄ
Ｄ）とよりなるスイッチングレギュレータにおいて、 前記ＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）には、 該ＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）の出力電圧（Ｖ＿２）
と第２の基準電圧（Ｖｒ＿２）との差（誤差電圧（ΔＶ
））を検出する誤差電圧検出手段（ＤＡ）と、 前記第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）を構成す
る変圧器（Ｔ）の二次電圧を積分する積分手段（ＩＮＴ
）と、 該積分手段（ＩＮＴ）の出力電圧と前記誤差電圧検出手
段（ＤＡ）の出力電圧とが入力され、前記誤差電圧検出
手段（ＤＡ）の出力電圧が前記積分手段（ＩＮＴ）の出
力電圧より大きい場合、出力信号を発する比較手段（Ｃ
ＯＭＰ）と、 前記第１のスイッチングレギュレータ（ＳＲ）の出力電
圧（Ｖ＿１）が分岐して入力される回路に直列に接続さ
れ、前記比較手段（ＣＯＭＰ）の出力信号に応答して導
通して、前記ＤＣ・ＤＣコンバータ（ＤＤ）の出力電圧
（Ｖ＿２）を出力する導通手段（Ｑ＿２）と が具備されてなる ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63189655A JPH0241659A (ja) | 1988-07-30 | 1988-07-30 | スイッチングレギュレータ |
| EP89908883A EP0380702A1 (en) | 1988-07-30 | 1989-07-28 | Switching regulator |
| PCT/JP1989/000777 WO1990001827A1 (fr) | 1988-07-30 | 1989-07-28 | Regulateur de commutation |
| KR1019900700620A KR900702627A (ko) | 1988-07-30 | 1990-03-23 | 스위칭 레귤레이터 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63189655A JPH0241659A (ja) | 1988-07-30 | 1988-07-30 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0241659A true JPH0241659A (ja) | 1990-02-09 |
Family
ID=16244952
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63189655A Pending JPH0241659A (ja) | 1988-07-30 | 1988-07-30 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0380702A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0241659A (ja) |
| KR (1) | KR900702627A (ja) |
| WO (1) | WO1990001827A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03111182U (ja) * | 1990-02-22 | 1991-11-14 | ||
| JP2007233478A (ja) * | 2006-02-27 | 2007-09-13 | Toyota Motor Corp | 接近報知システム、並びにそれに用いる車載機及び携帯端末 |
| JP2010142071A (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Canon Inc | 電源装置および画像形成装置 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4219354A1 (de) * | 1992-06-12 | 1993-12-16 | Frako Kondensator Apparate | Schaltungsanordnung zur Spannungsstabilisierung durch Impulsbreitenmodulation einer Zusatz-Ausgangsschaltung an einem Schaltnetzteil |
| DE19540512A1 (de) * | 1995-10-31 | 1997-05-15 | Kommunikations Elektronik | Schaltungsanordnung zur Erzeugung von betragsmäßig unterschiedlichen Gleichspannungen |
| US5715153A (en) * | 1996-12-11 | 1998-02-03 | International Power Devices, Inc. | Dual-output DC-DC power supply |
| IT1308448B1 (it) * | 1999-04-23 | 2001-12-17 | Magneti Marelli Spa | Convertitore dc/dc a piu' uscite, particolarmente per l'impiego abordo di autoveicoli |
| DE10147774A1 (de) * | 2001-09-27 | 2003-04-10 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil mit zusätzlicher Versorgungsspannung |
| DE10207752A1 (de) * | 2002-02-23 | 2003-09-04 | Thomson Brandt Gmbh | Stromversorgung mit einem Schaltnetzteil |
| TW200527809A (en) * | 2004-01-27 | 2005-08-16 | Rohm Co Ltd | DC-AC converter, controller IC there for, and an electronic apparatus using such DC-AC converter |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2922734B2 (ja) * | 1992-10-29 | 1999-07-26 | フジコピアン株式会社 | 熱転写記録媒体 |
-
1988
- 1988-07-30 JP JP63189655A patent/JPH0241659A/ja active Pending
-
1989
- 1989-07-28 WO PCT/JP1989/000777 patent/WO1990001827A1/ja not_active Ceased
- 1989-07-28 EP EP89908883A patent/EP0380702A1/en not_active Withdrawn
-
1990
- 1990-03-23 KR KR1019900700620A patent/KR900702627A/ko not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03111182U (ja) * | 1990-02-22 | 1991-11-14 | ||
| JP2007233478A (ja) * | 2006-02-27 | 2007-09-13 | Toyota Motor Corp | 接近報知システム、並びにそれに用いる車載機及び携帯端末 |
| JP2010142071A (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Canon Inc | 電源装置および画像形成装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR900702627A (ko) | 1990-12-07 |
| WO1990001827A1 (fr) | 1990-02-22 |
| EP0380702A1 (en) | 1990-08-08 |
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