JPH0570384B2 - - Google Patents
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- JPH0570384B2 JPH0570384B2 JP8097485A JP8097485A JPH0570384B2 JP H0570384 B2 JPH0570384 B2 JP H0570384B2 JP 8097485 A JP8097485 A JP 8097485A JP 8097485 A JP8097485 A JP 8097485A JP H0570384 B2 JPH0570384 B2 JP H0570384B2
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- Japan
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- transistor
- capacitor
- voltage
- switching transistor
- emitter
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本発明はテレビジヨン受像機等の電源として使
用されるスイツチング制御型電源回路に関する。
用されるスイツチング制御型電源回路に関する。
(ロ) 従来の技術
スイツチング制御型電源回路は種々の方式に分
類され、その一つとして例えば実開昭59−155884
号公報に示される如きブロツキング発振方式のも
のが挙げられる。第３図はその一例を示してお
り、この電源回路は端子１，２間に供給される非
安定直流電圧に対してコンバータトランス３の入
力巻線Ｎ１とスイツチングトランジスタＱ１と電
流検出用抵抗Ｒ２がこの順に直列接続され、且
つ、一端がコンデンサＣ１とダイオードＤ１と抵
抗Ｒ３からなる直並列回路を介して接地された前
記トランス３の帰還巻線Ｎ３の他端がスイツチン
グトランジスタＱ１のベースに接続され、これに
よつてブロツキング発振回路が構成されている。
また、上記帰還巻線Ｎ３と連続して設けられた検
出巻線Ｎ４にはコンデンサＣ２とその充電用ダイ
オードＤ２が直列に接続され、この両者の接続中
点Ａと接地点との間に電流制限抵抗Ｒ４を介して
制御トランジスタＱ２が接続されており、且つ、
このトランジスタＱ２のベースと前記Ａ点との間
にはツエナーダイオードZDが接続されている。
そして、前記トランス３の出力巻線Ｎ２からダイ
オードＤ３とコンデンサＣ３によつて直流出力電
圧VOが取り出されるようになつている。
類され、その一つとして例えば実開昭59−155884
号公報に示される如きブロツキング発振方式のも
のが挙げられる。第３図はその一例を示してお
り、この電源回路は端子１，２間に供給される非
安定直流電圧に対してコンバータトランス３の入
力巻線Ｎ１とスイツチングトランジスタＱ１と電
流検出用抵抗Ｒ２がこの順に直列接続され、且
つ、一端がコンデンサＣ１とダイオードＤ１と抵
抗Ｒ３からなる直並列回路を介して接地された前
記トランス３の帰還巻線Ｎ３の他端がスイツチン
グトランジスタＱ１のベースに接続され、これに
よつてブロツキング発振回路が構成されている。
また、上記帰還巻線Ｎ３と連続して設けられた検
出巻線Ｎ４にはコンデンサＣ２とその充電用ダイ
オードＤ２が直列に接続され、この両者の接続中
点Ａと接地点との間に電流制限抵抗Ｒ４を介して
制御トランジスタＱ２が接続されており、且つ、
このトランジスタＱ２のベースと前記Ａ点との間
にはツエナーダイオードZDが接続されている。
そして、前記トランス３の出力巻線Ｎ２からダイ
オードＤ３とコンデンサＣ３によつて直流出力電
圧VOが取り出されるようになつている。
すなわち、この第３図の電源回路では、ブロツ
キング発振動作によりスイツチングトランジスタ
Ｑ１がターンオンすると、電流Ii（第４図参照）
が流れる。従つて、このオン期間では、前述のＡ
点の電位VAは、上記電流Iiにより抵抗Ｆ２に発生
する電圧VRと、スイツチングトランジスタＱ１
のベース・エミツタ間立上り電圧VBE1と、スイツ
チングトランジスタＱ１の以前のオフ期間に検出
巻線Ｎ４の電圧によつて図示の極性に充電された
コンデンサＣ２の電圧Vdの和になる。そして、
この電位VAが上記電流Iiの増加につれて上昇し、
ツエナーダイオードZDのシエナー電圧VZと制御
トランジスタＱ２のVBE2の和を越えると、制御ト
ランジスタＱ２がターンオンする。すると、上記
コンデンサＣ２の電圧Vdを電源として図示の経
路でスイツチングトランジスタＱ１に逆バイアス
電流Id（第４図参照）が流れ、それによつてこの
スイツチングトランジスタＱ１がターンオフして
該トランジスタのオン期間が終了することにな
る。ここで、直流出力電圧VOが設定値よりも上
昇したときは、出力巻線Ｎ２と検出巻線Ｎ４が密
結合されているので、コンデンサＣ２の電圧Vd
も増大する。このため、制御トランジスタＱ２の
ターンオンタイミングが早くなつてスイツチング
トランジスタＱ１のオン期間が短縮され、上記出
力電圧VOの上昇が抑圧されて安定化される訳で
ある。出力電圧が低下した場合も同様である。
キング発振動作によりスイツチングトランジスタ
Ｑ１がターンオンすると、電流Ii（第４図参照）
が流れる。従つて、このオン期間では、前述のＡ
点の電位VAは、上記電流Iiにより抵抗Ｆ２に発生
する電圧VRと、スイツチングトランジスタＱ１
のベース・エミツタ間立上り電圧VBE1と、スイツ
チングトランジスタＱ１の以前のオフ期間に検出
巻線Ｎ４の電圧によつて図示の極性に充電された
コンデンサＣ２の電圧Vdの和になる。そして、
この電位VAが上記電流Iiの増加につれて上昇し、
ツエナーダイオードZDのシエナー電圧VZと制御
トランジスタＱ２のVBE2の和を越えると、制御ト
ランジスタＱ２がターンオンする。すると、上記
コンデンサＣ２の電圧Vdを電源として図示の経
路でスイツチングトランジスタＱ１に逆バイアス
電流Id（第４図参照）が流れ、それによつてこの
スイツチングトランジスタＱ１がターンオフして
該トランジスタのオン期間が終了することにな
る。ここで、直流出力電圧VOが設定値よりも上
昇したときは、出力巻線Ｎ２と検出巻線Ｎ４が密
結合されているので、コンデンサＣ２の電圧Vd
も増大する。このため、制御トランジスタＱ２の
ターンオンタイミングが早くなつてスイツチング
トランジスタＱ１のオン期間が短縮され、上記出
力電圧VOの上昇が抑圧されて安定化される訳で
ある。出力電圧が低下した場合も同様である。
なお、スイツチングトランジスタＱ１が一定の
オフ期間経過した後のターンオンは、出力巻線Ｎ
２に流れる電流If（第４図参照）が略零になつた
ときに、入力巻線Ｎ１のインダクタンスと分布容
量による共振動作によつて行なわれるが、この動
作は通常のブロツキング発振動作と同じである。
第４図には更にスイツチングトランジスタＱ１の
ベース電流Ibと帰還巻線Ｎ３の電圧Vbをそれぞれ
示している。
オフ期間経過した後のターンオンは、出力巻線Ｎ
２に流れる電流If（第４図参照）が略零になつた
ときに、入力巻線Ｎ１のインダクタンスと分布容
量による共振動作によつて行なわれるが、この動
作は通常のブロツキング発振動作と同じである。
第４図には更にスイツチングトランジスタＱ１の
ベース電流Ibと帰還巻線Ｎ３の電圧Vbをそれぞれ
示している。
(ハ) 発明が解決しようとする問題点
さて、第３図の回路では、制御トランジスタＱ
２がオンした状態ではVZ＋VBE2＝Vd＋VBE1＋VR
であり、VBE2＝VBE1と考えてよいから、結局、
Vd＋VR＝VZとなる。即ちコンデンサＣ２に発生
する電圧Vdと抵抗Ｒ２に発生する電圧VRの和が
一定電圧VZになるように、上記制御トランジス
タＱ２のターンオン動作によつてスイツチングト
ランジスタＱ１のオン期間長が制御される訳であ
るが、ここで上記電圧VRを発生せしめる電流Iiは
入力電圧や負荷の変動等によつて変化する。この
ため、直流出力電圧VOに比例する前記電圧VCを
正確に検出できず、従つて、上記出力電圧VOの
安定度が悪いと言う問題があつた。
２がオンした状態ではVZ＋VBE2＝Vd＋VBE1＋VR
であり、VBE2＝VBE1と考えてよいから、結局、
Vd＋VR＝VZとなる。即ちコンデンサＣ２に発生
する電圧Vdと抵抗Ｒ２に発生する電圧VRの和が
一定電圧VZになるように、上記制御トランジス
タＱ２のターンオン動作によつてスイツチングト
ランジスタＱ１のオン期間長が制御される訳であ
るが、ここで上記電圧VRを発生せしめる電流Iiは
入力電圧や負荷の変動等によつて変化する。この
ため、直流出力電圧VOに比例する前記電圧VCを
正確に検出できず、従つて、上記出力電圧VOの
安定度が悪いと言う問題があつた。
そこで、本発明は、スイツチングトランジスタ
のターンオフ制御用の制御トランジスタを備える
ブロツキング発振方式のスイツチング制御型電源
回路に於いて、トランスの検出用の巻線から得る
電圧を正確に検出することによつて、直流出力電
圧を高精度で安定化できるようにすることを目的
とする。
のターンオフ制御用の制御トランジスタを備える
ブロツキング発振方式のスイツチング制御型電源
回路に於いて、トランスの検出用の巻線から得る
電圧を正確に検出することによつて、直流出力電
圧を高精度で安定化できるようにすることを目的
とする。
(ニ) 問題点を解決するための手段
本発明は前述の如き制御トランジスタを備える
ブロツキング発振方式のスイツチング制御型電源
回路に於いて、制御トランジスタのエミツタを抵
抗が直列に接続されたスイツチングトランジスタ
のエミツタに直結すると共に、上記制御トランジ
スタのベースにコンデンサを接続した。
ブロツキング発振方式のスイツチング制御型電源
回路に於いて、制御トランジスタのエミツタを抵
抗が直列に接続されたスイツチングトランジスタ
のエミツタに直結すると共に、上記制御トランジ
スタのベースにコンデンサを接続した。
(ホ) 作用
上記構成に依れば、トランスの検出用の巻線か
ら得る電圧の変動が正確に検出され、その検出さ
れた電圧に応じて制御トランジスタをスイツチン
グトランジスタのオン期間内のタイミングで確実
にターンオンさせることができる。
ら得る電圧の変動が正確に検出され、その検出さ
れた電圧に応じて制御トランジスタをスイツチン
グトランジスタのオン期間内のタイミングで確実
にターンオンさせることができる。
(ヘ) 実施例
以下、第１図に示す本発明の一実施例について
説明する。この実施例に於いて、第３図の従来回
路と同一図番を付した部分は同一の構成である
が、更に次の構成が追加されている。即ち、それ
は制御トランジスタＱ２のエミツタをスイツチン
グトランジスタＱ１のエミツタに直接接続すると
共に、上記制御トランジスタＱ２のベースと接地
点との間にコンデンサＣ４を接続した点である。
説明する。この実施例に於いて、第３図の従来回
路と同一図番を付した部分は同一の構成である
が、更に次の構成が追加されている。即ち、それ
は制御トランジスタＱ２のエミツタをスイツチン
グトランジスタＱ１のエミツタに直接接続すると
共に、上記制御トランジスタＱ２のベースと接地
点との間にコンデンサＣ４を接続した点である。
斯る実施例に於いて、スイツチングトランジス
タＱ１のオン期間では、電流Iiが流れて抵抗Ｒ２
の電圧VR（第２図参照）が増大し制御トランジス
タＱ２のエミツタ電位が上昇して行く。このとき
コンデンサＣ４は殆んど放電しており、このコン
デンサの両端間電圧VCは極めて小さい。従つて、
制御トランジスタＱ２はそのベース・エミツタ間
が逆バイアスされてオフとなつている。
タＱ１のオン期間では、電流Iiが流れて抵抗Ｒ２
の電圧VR（第２図参照）が増大し制御トランジス
タＱ２のエミツタ電位が上昇して行く。このとき
コンデンサＣ４は殆んど放電しており、このコン
デンサの両端間電圧VCは極めて小さい。従つて、
制御トランジスタＱ２はそのベース・エミツタ間
が逆バイアスされてオフとなつている。
次にこのスイツチングトランジスタＱ１のオン
期間では、帰還巻線Ｎ３の電圧Vbは第４図の極
性になつているので、この電圧Vbとコンデンサ
Ｃ２の電圧Vdの和の電圧を電源として図示の経
路でコンデンサＣ４への充電々流ICが流れ、制御
トランジスタＱ２のベース電位（第２図のVC）
が上昇して行く。このとき電流Iiの増大に伴なつ
て制御トランジスタＱ２のエミツタ電位も上昇す
るが、抵抗Ｒ２は充分低抵抗値のものであるの
で、或る時点で上記ベース電位がエミツタ電位よ
りもVBE2だけ高くなり、制御トランジスタＱ２が
ターンオンして電流Idが第３図の場合と同様に流
れ、これによつてスイツチングトランジスタＱ１
がターンオフする。
期間では、帰還巻線Ｎ３の電圧Vbは第４図の極
性になつているので、この電圧Vbとコンデンサ
Ｃ２の電圧Vdの和の電圧を電源として図示の経
路でコンデンサＣ４への充電々流ICが流れ、制御
トランジスタＱ２のベース電位（第２図のVC）
が上昇して行く。このとき電流Iiの増大に伴なつ
て制御トランジスタＱ２のエミツタ電位も上昇す
るが、抵抗Ｒ２は充分低抵抗値のものであるの
で、或る時点で上記ベース電位がエミツタ電位よ
りもVBE2だけ高くなり、制御トランジスタＱ２が
ターンオンして電流Idが第３図の場合と同様に流
れ、これによつてスイツチングトランジスタＱ１
がターンオフする。
そして、出力電圧VOが上昇したときは、コン
デンサＣ２の電圧Vdの上昇により、コンデンサ
Ｃ４への充電電流ICが増大するので、制御トラン
ジスタＱ２はベース電位VCの立上りが速くなり、
そのターンオン即ちスイツチングトランジスタＱ
１のターンオフが早まり、上記出力電圧VOの上
昇が抑圧され安定化される訳である。
デンサＣ２の電圧Vdの上昇により、コンデンサ
Ｃ４への充電電流ICが増大するので、制御トラン
ジスタＱ２はベース電位VCの立上りが速くなり、
そのターンオン即ちスイツチングトランジスタＱ
１のターンオフが早まり、上記出力電圧VOの上
昇が抑圧され安定化される訳である。
なお、抵抗Ｒ１は電源スイツチSWの投入時に
スイツチングトランジスタＱ１にベース電流を供
給する起動用のものである。また、ダイオードＤ
４，Ｄ５はその起動直後の過渡期に入力巻線Ｎ１
に流れる電流Iiを制限するためのものである。即
ち、上記電流Iiの増大につれて抵抗Ｒ２に発生す
る電圧とスイツチングトランジスタＱ１のVBE1の
和が上記ダイオードＤ４，Ｄ５の立上り電圧の和
2VDを越えたときに、この両ダイオードが導通し
てスイツチングトランジスタＱ１のベースへの正
帰還電流をバイパスして上記スイツチングトラン
ジスタＱ１をターンオフさせるものである。
スイツチングトランジスタＱ１にベース電流を供
給する起動用のものである。また、ダイオードＤ
４，Ｄ５はその起動直後の過渡期に入力巻線Ｎ１
に流れる電流Iiを制限するためのものである。即
ち、上記電流Iiの増大につれて抵抗Ｒ２に発生す
る電圧とスイツチングトランジスタＱ１のVBE1の
和が上記ダイオードＤ４，Ｄ５の立上り電圧の和
2VDを越えたときに、この両ダイオードが導通し
てスイツチングトランジスタＱ１のベースへの正
帰還電流をバイパスして上記スイツチングトラン
ジスタＱ１をターンオフさせるものである。
ここで、制御トランジスタＱ２がターンオンし
た状態ではVZ＋VBE2＝Vd＋VBE1即ちVd＝VZであ
るから、コンデンサＣ２の電圧Vd一定値VZにな
るよう、制御トランジスタＱ２の前述したターン
オン動作によつて、スイツチングトランジスタＱ
１のオン期間長が制御される。従つて、入力電圧
や負荷の変動によつて変化する電流Iiの影響を受
けず、出力電圧VOに略比例する上記電圧Vdにの
み応答した定電圧制御動作が達成される訳であ
る。
た状態ではVZ＋VBE2＝Vd＋VBE1即ちVd＝VZであ
るから、コンデンサＣ２の電圧Vd一定値VZにな
るよう、制御トランジスタＱ２の前述したターン
オン動作によつて、スイツチングトランジスタＱ
１のオン期間長が制御される。従つて、入力電圧
や負荷の変動によつて変化する電流Iiの影響を受
けず、出力電圧VOに略比例する上記電圧Vdにの
み応答した定電圧制御動作が達成される訳であ
る。
ところで、制御トランジスタＱ２のベース・エ
ミツタ間に抵抗Ｒ２の電圧VRを含まない電圧を
被検出電圧として供給するだけなら、第１図のコ
ンデンサＣ４は不要であるが、このコンデンサＣ
４は前述の如く制御トランジスタＱ２をスイツチ
ングトランジスタＱ１のオン期間内の後半のタイ
ミングでターンオンさせるために必要である。な
ぜなら、このコンデンサＣ４が接続されていない
場合は、制御トランジスタＱ２のベース・エミツ
タ間に印加される電圧がスイツチングトランジス
タＱ１のオン期間中一定になるから、定電圧制御
を行なわせるには上記制御トランジスタＱ２をス
イツチングトランジスタＱ１のオン期間中に亘つ
て能動状態で動作させる必要がある。即ち、この
場合は制御トランジスタＱ２を、帰還巻線Ｎ３か
らスイツチングトランジスタＱ１のベースに供給
される正帰還電流の分流用として使用し、その分
流量をコンデンサＣ２の電圧Vdに応じて可変せ
しめてスイツチングトランジスタＱ１のオン期間
長を制御することになる。しかしこの構成では、
スイツチングトランジスタＱ１のオン期間に充分
な順方向電流（正帰還電流）を供給できず、且
つ、ターンオフ時に逆バイアス電流を供給して急
速にカツトオフさせることができないので、スイ
ツチング損失が大きい欠点があるからである。
ミツタ間に抵抗Ｒ２の電圧VRを含まない電圧を
被検出電圧として供給するだけなら、第１図のコ
ンデンサＣ４は不要であるが、このコンデンサＣ
４は前述の如く制御トランジスタＱ２をスイツチ
ングトランジスタＱ１のオン期間内の後半のタイ
ミングでターンオンさせるために必要である。な
ぜなら、このコンデンサＣ４が接続されていない
場合は、制御トランジスタＱ２のベース・エミツ
タ間に印加される電圧がスイツチングトランジス
タＱ１のオン期間中一定になるから、定電圧制御
を行なわせるには上記制御トランジスタＱ２をス
イツチングトランジスタＱ１のオン期間中に亘つ
て能動状態で動作させる必要がある。即ち、この
場合は制御トランジスタＱ２を、帰還巻線Ｎ３か
らスイツチングトランジスタＱ１のベースに供給
される正帰還電流の分流用として使用し、その分
流量をコンデンサＣ２の電圧Vdに応じて可変せ
しめてスイツチングトランジスタＱ１のオン期間
長を制御することになる。しかしこの構成では、
スイツチングトランジスタＱ１のオン期間に充分
な順方向電流（正帰還電流）を供給できず、且
つ、ターンオフ時に逆バイアス電流を供給して急
速にカツトオフさせることができないので、スイ
ツチング損失が大きい欠点があるからである。
なお、上記実施例では、帰還巻線Ｎ３と別個に
検出巻線Ｎ４を設けたが、単一の帰還巻線を検出
用に兼用して、これにコンデンサＣ２とダイオー
ドＤ２を接続することも可能である。
検出巻線Ｎ４を設けたが、単一の帰還巻線を検出
用に兼用して、これにコンデンサＣ２とダイオー
ドＤ２を接続することも可能である。
(ト) 発明の効果
本発明のスイツチング制御型電源回路では、ト
ランスの検出用巻線から得る電圧を正確に検出で
き、この電圧に応じてスイツチングトランジスタ
を効率よく制御することができるので、直流出力
電圧の安定度が高く、しかも、スイツチング損失
が少ないと言う利点がある。
ランスの検出用巻線から得る電圧を正確に検出で
き、この電圧に応じてスイツチングトランジスタ
を効率よく制御することができるので、直流出力
電圧の安定度が高く、しかも、スイツチング損失
が少ないと言う利点がある。
第１図は本発明電源回路の一実施例を示し、第
２図はその要部の電圧、電流波形を示す波形図で
ある。第３図は従来のスイツチング制御型電源回
路の一例を示し、第４図はその各部の電流、電圧
波形を示す波形図である。 Ｑ１……スイツチングトランジスタ、Ｑ２……
制御トランジスタ、Ｃ２，Ｃ４……第１第２コン
デンサ、Ｄ２……充電用ダイオード。
２図はその要部の電圧、電流波形を示す波形図で
ある。第３図は従来のスイツチング制御型電源回
路の一例を示し、第４図はその各部の電流、電圧
波形を示す波形図である。 Ｑ１……スイツチングトランジスタ、Ｑ２……
制御トランジスタ、Ｃ２，Ｃ４……第１第２コン
デンサ、Ｄ２……充電用ダイオード。
Claims (1)
- １ 直流入力に対してトランスとエミツタに直列
に抵抗を設けたスイツチングトランジスタとをブ
ロツキング発振型に接続し、且つ、前記トランジ
スタのベースに一端が接続された前記トランスの
巻線の両端間に第１のコンデンサとその充電用の
ダイオードを直列に接続すると共に、この第１の
コンデンサの前記ダイオード側の一端と前記トラ
ンジスタのエミツタとの間を開閉する制御トラン
ジスタを設け、この制御トランジスタのベース・
コレクター間に定電圧ダイオードを介して前記第
１コンデンサの電圧が印加される電源回路に於い
て、前記制御トランジスタのエミツタを前記スイ
ツチングトランジスタのエミツタに直結すると共
に、上記制御トランジスタのベースに第２のコン
デンサを接続し、この第２のコンデンサが所定レ
ベルに充電されるまで前記制御トランジスタを逆
バイアスさせてオフ状態に保持させるようにした
ことを特徴とするスイツチング制御型電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8097485A JPS61240854A (ja) | 1985-04-16 | 1985-04-16 | スイツチング制御型電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8097485A JPS61240854A (ja) | 1985-04-16 | 1985-04-16 | スイツチング制御型電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61240854A JPS61240854A (ja) | 1986-10-27 |
| JPH0570384B2 true JPH0570384B2 (ja) | 1993-10-05 |
Family
ID=13733482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8097485A Granted JPS61240854A (ja) | 1985-04-16 | 1985-04-16 | スイツチング制御型電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61240854A (ja) |
-
1985
- 1985-04-16 JP JP8097485A patent/JPS61240854A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61240854A (ja) | 1986-10-27 |
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