JPH0311199B2 - - Google Patents
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- JPH0311199B2 JPH0311199B2 JP58133232A JP13323283A JPH0311199B2 JP H0311199 B2 JPH0311199 B2 JP H0311199B2 JP 58133232 A JP58133232 A JP 58133232A JP 13323283 A JP13323283 A JP 13323283A JP H0311199 B2 JPH0311199 B2 JP H0311199B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- converter
- output signal
- signal
- thyristor
- voltage
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、電力変換器により同期電動機を駆
動するサイリスタモータに係り、特に分配器を保
有しないサイリスタモータの低速時の点弧信号発
生を制御するための点弧制御装置に関するもので
ある。
動するサイリスタモータに係り、特に分配器を保
有しないサイリスタモータの低速時の点弧信号発
生を制御するための点弧制御装置に関するもので
ある。
従来この種の装置として第１図に示すものがあ
つた。図において、１は交流を直流に変換する第
１の変換器、２は直流リアクトル、TU，TV，
TW，TX，TY，TZは第２の変換器３を構成す
る６つのサイリスタ、４は同期電動機、Ｕ，Ｖ，
Ｗは同期電動機４の電機子巻線、ｆは界磁巻線で
あり、５は界磁巻線ｆに接続されて交流を直流に
変換する第３の変換器である。６は電流指令回
路、７は電流検出器、８は電流指令回路６の出力
である電流指令信号と電流検出器７の検出出力信
号との偏差をとる減算器、９はその偏差を増幅す
る増幅器、１０は増幅器１０の出力信号に応じ
て、第１の変換器１へのゲートパルス出力信号を
与えるゲートパルス移相器である。１１は同期電
動機４の端子電圧を検出する電圧検出器、１２は
同期電動機４へ流入する各相電流を検出する電流
検出器、１３は検出した電圧、電流から磁束を検
出する磁束演算器、１４は制御進み角の設定値を
与える制御進み角指令回路、１５は磁束検出値と
制御進み角の設定値に基づき第２の変換器３の各
サイリスタTU，TV，TW，TX，TY，TZのゲ
ートパルス出力信号を発生させるゲートパルス発
生回路である。
つた。図において、１は交流を直流に変換する第
１の変換器、２は直流リアクトル、TU，TV，
TW，TX，TY，TZは第２の変換器３を構成す
る６つのサイリスタ、４は同期電動機、Ｕ，Ｖ，
Ｗは同期電動機４の電機子巻線、ｆは界磁巻線で
あり、５は界磁巻線ｆに接続されて交流を直流に
変換する第３の変換器である。６は電流指令回
路、７は電流検出器、８は電流指令回路６の出力
である電流指令信号と電流検出器７の検出出力信
号との偏差をとる減算器、９はその偏差を増幅す
る増幅器、１０は増幅器１０の出力信号に応じ
て、第１の変換器１へのゲートパルス出力信号を
与えるゲートパルス移相器である。１１は同期電
動機４の端子電圧を検出する電圧検出器、１２は
同期電動機４へ流入する各相電流を検出する電流
検出器、１３は検出した電圧、電流から磁束を検
出する磁束演算器、１４は制御進み角の設定値を
与える制御進み角指令回路、１５は磁束検出値と
制御進み角の設定値に基づき第２の変換器３の各
サイリスタTU，TV，TW，TX，TY，TZのゲ
ートパルス出力信号を発生させるゲートパルス発
生回路である。
次に動作について説明する。第１の変換器１の
制御系統は、電流検出器７と、減算器８と、増幅
器９と、ゲートパルス移相器１０とより構成され
る電流制御系により第１の変換器１のゲートパル
ス位相制御を行なう。その結果、電流指令回路６
の発生する電流指令信号に等しい電流を第１の変
換器１の直流出力側に流すように動作する。また
第２の変換器３の制御系統は、電圧、電流検出器
１１，１２と、磁束演算器１３と、制御進み角指
令回路１４と、ゲートパルス発生回路１５とから
構成され、同期電動機４の電圧と電流から磁束を
演算し、定制御進み角パルスを形成する。第２図
はこの部分の動作を説明する図である。同期電動
機４の端子電圧eWUは電機子もれリアクタンスと
抵抗のため、ひずみを持つており、磁束を演算す
るにはこの電圧からひずみのない正弦波と考えら
れる速度起電力EWUOを取り出す必要がある。こ
のため磁束演算器１３では、まず次式の計算が行
なわれる。
制御系統は、電流検出器７と、減算器８と、増幅
器９と、ゲートパルス移相器１０とより構成され
る電流制御系により第１の変換器１のゲートパル
ス位相制御を行なう。その結果、電流指令回路６
の発生する電流指令信号に等しい電流を第１の変
換器１の直流出力側に流すように動作する。また
第２の変換器３の制御系統は、電圧、電流検出器
１１，１２と、磁束演算器１３と、制御進み角指
令回路１４と、ゲートパルス発生回路１５とから
構成され、同期電動機４の電圧と電流から磁束を
演算し、定制御進み角パルスを形成する。第２図
はこの部分の動作を説明する図である。同期電動
機４の端子電圧eWUは電機子もれリアクタンスと
抵抗のため、ひずみを持つており、磁束を演算す
るにはこの電圧からひずみのない正弦波と考えら
れる速度起電力EWUOを取り出す必要がある。こ
のため磁束演算器１３では、まず次式の計算が行
なわれる。
EWUO＝eWU−（Ｒ＋dL／dt）（IW−IU）
但し、ここで、Ｒ：電機子抵抗、Ｌ：電機子も
れリアクタンス、IW、IU：Ｗ相、Ｕ相電機子電流
である。演算された速度起電力EWUOを積分して
同期電動機４の内部磁束の瞬時値φWUが演算され
る。すなわち φWU＝∫EWUOdt＋φWU（Ｏ） 但し、ここでφWU（Ｏ）は初期値である。磁束
φWUは速度に関係なく一定の振幅となる。この振
幅をφMとする。一方、制御進み角指令回路１４
からはφMcosβに相当する値が進み角指令信号と
して指令される。するとゲートパルス発生回路１
５では磁束の演算結果φWUとφMcosβを比較し第２
図のごとくＵ相サイリスタTUの点弧パルス出力
信号S1を発生する。その結果、同図で明きらかな
ように、速度起電力EWUOの零点よりも位相差β
だけ位相の進んだ点弧パルス出力信号が得られる
ことになり、制御進み角はβになる。実際には転
流重なり角ｕが存在し、転流余裕角γは、γ＝β
−ｕとなる。そのため余裕角γを確保するため制
御進み角βは、重なり角ｕだけ余裕角よりも大き
な値に設定される。
れリアクタンス、IW、IU：Ｗ相、Ｕ相電機子電流
である。演算された速度起電力EWUOを積分して
同期電動機４の内部磁束の瞬時値φWUが演算され
る。すなわち φWU＝∫EWUOdt＋φWU（Ｏ） 但し、ここでφWU（Ｏ）は初期値である。磁束
φWUは速度に関係なく一定の振幅となる。この振
幅をφMとする。一方、制御進み角指令回路１４
からはφMcosβに相当する値が進み角指令信号と
して指令される。するとゲートパルス発生回路１
５では磁束の演算結果φWUとφMcosβを比較し第２
図のごとくＵ相サイリスタTUの点弧パルス出力
信号S1を発生する。その結果、同図で明きらかな
ように、速度起電力EWUOの零点よりも位相差β
だけ位相の進んだ点弧パルス出力信号が得られる
ことになり、制御進み角はβになる。実際には転
流重なり角ｕが存在し、転流余裕角γは、γ＝β
−ｕとなる。そのため余裕角γを確保するため制
御進み角βは、重なり角ｕだけ余裕角よりも大き
な値に設定される。
従来のサイリスタモータの点弧制御装置は、以
上のように構成されているので、磁束検出器の積
分誤差と初期値の精度が問題となり、特に低速領
域では、速度起電力自体が非常に小さくなるため
に、この誤差が非常に大きくなり、特に始動時に
は分配器を使用して磁極位置を検出することが必
要であつた。また、積分器に対しては積分器の誤
差を小さくするために複雑な補償回路が必要とな
り、さらに初期値の演算のための初期値回路を要
する等構成が極めて複雑となる欠点があつた。
上のように構成されているので、磁束検出器の積
分誤差と初期値の精度が問題となり、特に低速領
域では、速度起電力自体が非常に小さくなるため
に、この誤差が非常に大きくなり、特に始動時に
は分配器を使用して磁極位置を検出することが必
要であつた。また、積分器に対しては積分器の誤
差を小さくするために複雑な補償回路が必要とな
り、さらに初期値の演算のための初期値回路を要
する等構成が極めて複雑となる欠点があつた。
この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するためになされたもので、同期電動機の端
子電圧中に含まれる界磁リツプル電圧が磁極位置
に関する情報を含んでいることに着目し、界磁リ
ツプルから点弧パルス出力信号を作成することに
より、低速領域に於ても分配器を必要としないサ
イリスタモータの点弧制御装置を提供することを
目的としている。
除去するためになされたもので、同期電動機の端
子電圧中に含まれる界磁リツプル電圧が磁極位置
に関する情報を含んでいることに着目し、界磁リ
ツプルから点弧パルス出力信号を作成することに
より、低速領域に於ても分配器を必要としないサ
イリスタモータの点弧制御装置を提供することを
目的としている。
以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。第３図において、第１図と同一符号は同一又
は相当部分を示すので説明を省略する。１００，
２００，３００は電圧検出器１１で検出された３
相の同期電動機４の端子電圧eWU，eUV，eVWを入
力され、パルス出力信号GSU，GSV，GSWおよびパ
ルス信号Ｕ，Ｖ，Ｗを発生するパルス発生器であ
り、それぞれ同じ構成である。したがつて２０
０，３００は内部の構成を省略し、端子電圧eWU
を中心に説明する。端子電圧eWUは、ハイパスフ
イルタ１６を通り、絶対値回路１７に入り、さら
に続いてローパスフイルタ１８と、第１の比較器
１９を経てワンシヨツト回路２０に入力される。
一方、ハイパスフイルタ１６の出力信号は微分回
路２２で微分され、その結果は第２の比較器２４
に直接入力される一方、極性反転器２３を通して
第３の比較器２５にも入力される。比較器２４，
２５の各出力信号は第１のＲ−Ｓフリツプフロツ
プ２６のセツト端子Ｓとリセツト端子Ｒに入力さ
れる。第１の比較器２０の出力信号は、パルス発
生回路１００の出力パルスGSUとなり、また第１
のＲ−Ｓフリツプフロツプ２６の出力信号はパル
ス発生回路１００のパルス信号Ｕとなる。同様に
パルス発生回路２００からはパルス出力信号GSV
とＶがパルス発生回路３００からはGSWとＷがそ
れぞれ出る。３１，３２，３３，３４，３５，３
６は、第１のゲート回路であり、たとえばゲート
回路３１はパルス出力信号GSUとＵのAND条件で
出力を出す一方、ゲート回路３２はパルス出力信
号GSUとのAND条件で出力を出す。さらに４
１，４２，４３，４４，４５，４６は第２のフリ
ツプフロツプであり、たとえばＲ−Ｓフリツプフ
ロツプ４１はゲート回路３１の出力信号が“Ｈ”
から“Ｌ”になる立下がりでセツトされ、パルス
出力信号GSVが“Ｌ”から“Ｈ”に変化する時に
リセツトされる。
る。第３図において、第１図と同一符号は同一又
は相当部分を示すので説明を省略する。１００，
２００，３００は電圧検出器１１で検出された３
相の同期電動機４の端子電圧eWU，eUV，eVWを入
力され、パルス出力信号GSU，GSV，GSWおよびパ
ルス信号Ｕ，Ｖ，Ｗを発生するパルス発生器であ
り、それぞれ同じ構成である。したがつて２０
０，３００は内部の構成を省略し、端子電圧eWU
を中心に説明する。端子電圧eWUは、ハイパスフ
イルタ１６を通り、絶対値回路１７に入り、さら
に続いてローパスフイルタ１８と、第１の比較器
１９を経てワンシヨツト回路２０に入力される。
一方、ハイパスフイルタ１６の出力信号は微分回
路２２で微分され、その結果は第２の比較器２４
に直接入力される一方、極性反転器２３を通して
第３の比較器２５にも入力される。比較器２４，
２５の各出力信号は第１のＲ−Ｓフリツプフロツ
プ２６のセツト端子Ｓとリセツト端子Ｒに入力さ
れる。第１の比較器２０の出力信号は、パルス発
生回路１００の出力パルスGSUとなり、また第１
のＲ−Ｓフリツプフロツプ２６の出力信号はパル
ス発生回路１００のパルス信号Ｕとなる。同様に
パルス発生回路２００からはパルス出力信号GSV
とＶがパルス発生回路３００からはGSWとＷがそ
れぞれ出る。３１，３２，３３，３４，３５，３
６は、第１のゲート回路であり、たとえばゲート
回路３１はパルス出力信号GSUとＵのAND条件で
出力を出す一方、ゲート回路３２はパルス出力信
号GSUとのAND条件で出力を出す。さらに４
１，４２，４３，４４，４５，４６は第２のフリ
ツプフロツプであり、たとえばＲ−Ｓフリツプフ
ロツプ４１はゲート回路３１の出力信号が“Ｈ”
から“Ｌ”になる立下がりでセツトされ、パルス
出力信号GSVが“Ｌ”から“Ｈ”に変化する時に
リセツトされる。
これらのパルス出力信号S1，S2，S3，S4，S5，
S6は、第２の変換器３の各サイリスタTU，TX，
TV，TY，TW，TZのゲート信号となる。また
５０は第２のゲート回路でありパルス出力信号
GSU、GSV、GSWのいずれかの出力信号があればそ
の出力信号GSを送出する。この出力信号GSは減
算器５１に入力される。一方減算器５１は増幅器
９の出力偏差信号から出力信号GSがあるときの
みその所定値を減算した後に、ゲートパルス移相
器１０に入力する。
S6は、第２の変換器３の各サイリスタTU，TX，
TV，TY，TW，TZのゲート信号となる。また
５０は第２のゲート回路でありパルス出力信号
GSU、GSV、GSWのいずれかの出力信号があればそ
の出力信号GSを送出する。この出力信号GSは減
算器５１に入力される。一方減算器５１は増幅器
９の出力偏差信号から出力信号GSがあるときの
みその所定値を減算した後に、ゲートパルス移相
器１０に入力する。
次に動作について説明する。第４図は、第３図
の実施例回路の動作説明図である。第４図におい
て、eWUは同期電動機４の端子のＷ相とＵ相の間
の線間電圧波形図であるが、この様に、線間電圧
中には高周波のリツプルが重畳されている。これ
は界磁電流を流すための第３の変換器５の直流出
力波形に電源周波数の整数倍のリツプルがあるこ
とが原因で、このリツプル電圧が、界磁巻線ｆと
電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗとの間の相互誘導で電機子
側の端子電圧中に誘起したためである。電機子巻
線Ｕ，Ｖ，Ｗと界磁巻線ｆとの相互誘導の大きさ
Ｍは、両巻線の間の相対的な位置関係によつて変
化するので、回転につれて図示のごとく大きさが
変化する。相互誘導Ｍは、電気角θの正弦関数と
なるので回転子がなめらかに等速回転していると
いう状況では、リツプル電圧の大きさは、正弦波
状の変化し、無負荷誘起電圧の電気位相0゜のとこ
ろで最大となり、90゜のところで０となる。よつ
て、このリツプルの大きさを観測することにより
回転子の位置を検出することができる。電圧検出
器１１で検出された電圧eWUはパルス発生器１０
０へ入力される。まずフイルタ１６によつて、低
周波成分をカツトすることにより、リツプル成分
だけが残される。その後絶対値回路１７で絶対値
をとり、ローパス・フイルタ１８でフイルタをか
けることにより、そのリツプルの振幅が検出され
る。ローパス・フイルタ１８の出力は、無負荷誘
起電圧から90゜位相のずれた正弦波形を全波整流
した波形となる。また、その振幅は、第３の変換
器５の発生するリツプル電圧と相互誘導Ｍの最大
値とからあらかじめ求められる値である。今、そ
の値を最大値Ebとする。比較器１９は最大値Eb
よりも少し小さい値Eaに設定された比較レベル
と、ローパス・フイルタ１８の出力信号とを比較
し、フイルタ１８の出力信号がEbを越えた時に
出力を出す。この出力によりワンシヨツト回路２
０は一定幅のパルス出力信号GSUを出力する。こ
の信号GSUはWU相間の無負荷誘起電圧の電気位
相0゜と180゜の付近で180°ごとに出されることにな
る。同様の信号GSVはUV相間の無負荷誘起電圧
の電気位相0°と180°の付近で出され、信号GSWは
VW相間の無負荷誘起電圧の電気位相0゜と180゜の
付近で出される。これらの三相パルスは60゜ずつ
位相がずれている。パルス出力信号GSUによりＲ
−Ｓフリツプフロツプ４５の出力信号S5はリセツ
トされ、信号GSUの立下がりでＲ−Ｓフリツプフ
ロツプ４１の出力信号S1がセツトされる。Ｒ−Ｓ
フリツプフロツプ４１の出力信号S1は、信号GSV
でリセツトされるので、電気角で120゜区間セツト
された状態が続く。またＲ−Ｓフリツプフロツプ
４１，４３，４５ともに180゜ごとにセツトされ、
それぞれは互いに120゜の位相差で動作する。一方
ハイパスフイルタ１６の出力は微分器２２へ導か
れ時間微分値が求められる。第３の変換器５の出
力電圧はのこぎり波状のリツプル波形をしている
ことは周知である。このため時間微分値はのこぎ
り波の立上がり部分でスパイク状の電圧となり、
これが振幅変化にともなつて大きさを変える。ま
た界磁巻線ｆと、電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗとの電磁
結合が回転子の回転にともない、極性を変えるの
で、図示のごとく微分値も、極性を変える。この
極性の変化は無負荷誘起電圧の電気角90゜のとこ
ろで発生する。比較器２４は、微小正電圧Ecと微
分器２２の出力を比較し、その微分器２２の出力
がEcを越えるとパルスを出し、このパルスでフリ
ツプフロツプ２６をセツトする。比較器２５は微
小負電圧Ecと微分器２２の出力の極性反転した結
果とを比較し、反転器２３の出力がEcを越えると
パルスを出し、このパルスでフリツプフロツプ２
６をリセツトする。したがつて、Ｒ−Ｓフリツプ
フロツプ２６の出力Ｕは、無負荷誘起電圧の電気
角180゜近辺では必ず“Ｈ”の状態となり、電気角
0゜近辺では必ずＬの状態となる。ゲート回路３
１，３２でこの出力信号Ｕとアンド論理をとるこ
とにより、無負荷誘起電圧の電気角180゜近辺で出
力信号GSUが出た場合は、ゲートパルスS1が出さ
れ電気角0゜近辺で信号GSUが出た場合はゲートパ
ルスS4が出される。以下Ｖ相Ｗ相も同様に動作す
る。
の実施例回路の動作説明図である。第４図におい
て、eWUは同期電動機４の端子のＷ相とＵ相の間
の線間電圧波形図であるが、この様に、線間電圧
中には高周波のリツプルが重畳されている。これ
は界磁電流を流すための第３の変換器５の直流出
力波形に電源周波数の整数倍のリツプルがあるこ
とが原因で、このリツプル電圧が、界磁巻線ｆと
電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗとの間の相互誘導で電機子
側の端子電圧中に誘起したためである。電機子巻
線Ｕ，Ｖ，Ｗと界磁巻線ｆとの相互誘導の大きさ
Ｍは、両巻線の間の相対的な位置関係によつて変
化するので、回転につれて図示のごとく大きさが
変化する。相互誘導Ｍは、電気角θの正弦関数と
なるので回転子がなめらかに等速回転していると
いう状況では、リツプル電圧の大きさは、正弦波
状の変化し、無負荷誘起電圧の電気位相0゜のとこ
ろで最大となり、90゜のところで０となる。よつ
て、このリツプルの大きさを観測することにより
回転子の位置を検出することができる。電圧検出
器１１で検出された電圧eWUはパルス発生器１０
０へ入力される。まずフイルタ１６によつて、低
周波成分をカツトすることにより、リツプル成分
だけが残される。その後絶対値回路１７で絶対値
をとり、ローパス・フイルタ１８でフイルタをか
けることにより、そのリツプルの振幅が検出され
る。ローパス・フイルタ１８の出力は、無負荷誘
起電圧から90゜位相のずれた正弦波形を全波整流
した波形となる。また、その振幅は、第３の変換
器５の発生するリツプル電圧と相互誘導Ｍの最大
値とからあらかじめ求められる値である。今、そ
の値を最大値Ebとする。比較器１９は最大値Eb
よりも少し小さい値Eaに設定された比較レベル
と、ローパス・フイルタ１８の出力信号とを比較
し、フイルタ１８の出力信号がEbを越えた時に
出力を出す。この出力によりワンシヨツト回路２
０は一定幅のパルス出力信号GSUを出力する。こ
の信号GSUはWU相間の無負荷誘起電圧の電気位
相0゜と180゜の付近で180°ごとに出されることにな
る。同様の信号GSVはUV相間の無負荷誘起電圧
の電気位相0°と180°の付近で出され、信号GSWは
VW相間の無負荷誘起電圧の電気位相0゜と180゜の
付近で出される。これらの三相パルスは60゜ずつ
位相がずれている。パルス出力信号GSUによりＲ
−Ｓフリツプフロツプ４５の出力信号S5はリセツ
トされ、信号GSUの立下がりでＲ−Ｓフリツプフ
ロツプ４１の出力信号S1がセツトされる。Ｒ−Ｓ
フリツプフロツプ４１の出力信号S1は、信号GSV
でリセツトされるので、電気角で120゜区間セツト
された状態が続く。またＲ−Ｓフリツプフロツプ
４１，４３，４５ともに180゜ごとにセツトされ、
それぞれは互いに120゜の位相差で動作する。一方
ハイパスフイルタ１６の出力は微分器２２へ導か
れ時間微分値が求められる。第３の変換器５の出
力電圧はのこぎり波状のリツプル波形をしている
ことは周知である。このため時間微分値はのこぎ
り波の立上がり部分でスパイク状の電圧となり、
これが振幅変化にともなつて大きさを変える。ま
た界磁巻線ｆと、電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗとの電磁
結合が回転子の回転にともない、極性を変えるの
で、図示のごとく微分値も、極性を変える。この
極性の変化は無負荷誘起電圧の電気角90゜のとこ
ろで発生する。比較器２４は、微小正電圧Ecと微
分器２２の出力を比較し、その微分器２２の出力
がEcを越えるとパルスを出し、このパルスでフリ
ツプフロツプ２６をセツトする。比較器２５は微
小負電圧Ecと微分器２２の出力の極性反転した結
果とを比較し、反転器２３の出力がEcを越えると
パルスを出し、このパルスでフリツプフロツプ２
６をリセツトする。したがつて、Ｒ−Ｓフリツプ
フロツプ２６の出力Ｕは、無負荷誘起電圧の電気
角180゜近辺では必ず“Ｈ”の状態となり、電気角
0゜近辺では必ずＬの状態となる。ゲート回路３
１，３２でこの出力信号Ｕとアンド論理をとるこ
とにより、無負荷誘起電圧の電気角180゜近辺で出
力信号GSUが出た場合は、ゲートパルスS1が出さ
れ電気角0゜近辺で信号GSUが出た場合はゲートパ
ルスS4が出される。以下Ｖ相Ｗ相も同様に動作す
る。
第２のゲート回路５０の出力信号GSは、信号
GSU，GSV，GSWが出力されるたびに、即ち、電気
角60゜の間隔でパルス出力信号を出力する。この
パルスは、ゲートパルスS1〜S6が切り換わる時点
に同期している。減算器５１は、出力信号GSが
来るたびに増幅器９の出力信号即ち第１の変換器
１のゲートパルス位相の基準値から所定量を減算
する。その結果移相器１０へ入力される位相基準
信号は、非常に小さな値となり、移相器１０はこ
れを受けて転流失敗を発正しないために制限され
た所定の最大おくれ角のゲートパルス（通常
120゜）を第１の変換器１へ与える。このゲートパ
ルスにより、第１の変換器１の出力電圧は負の大
きな値となり、直流電流IDCが絞り込まれて０と
なる。パルス出力信号GSが無くなると、再び電
流制御系が正常な動作を回復し、電流指令回路６
の発生する基準電流まで直流電流IDCを立ち上げ
る。
GSU，GSV，GSWが出力されるたびに、即ち、電気
角60゜の間隔でパルス出力信号を出力する。この
パルスは、ゲートパルスS1〜S6が切り換わる時点
に同期している。減算器５１は、出力信号GSが
来るたびに増幅器９の出力信号即ち第１の変換器
１のゲートパルス位相の基準値から所定量を減算
する。その結果移相器１０へ入力される位相基準
信号は、非常に小さな値となり、移相器１０はこ
れを受けて転流失敗を発正しないために制限され
た所定の最大おくれ角のゲートパルス（通常
120゜）を第１の変換器１へ与える。このゲートパ
ルスにより、第１の変換器１の出力電圧は負の大
きな値となり、直流電流IDCが絞り込まれて０と
なる。パルス出力信号GSが無くなると、再び電
流制御系が正常な動作を回復し、電流指令回路６
の発生する基準電流まで直流電流IDCを立ち上げ
る。
以上の動作の結果、Ｕ相、Ｗ相の相電流IU、七
Ｗは、第４図に図示のごとくになる。Ｖ相は図示
していないが、同様の波形となる。なお、Ｕ相の
相電流IUとともにＵ相の無負荷電圧EUを図に波線
で示す。図で理解されるように、電流と無負荷電
圧の位相がほぼ一致しているのがわかる。図中の
比較レベルEaの値を小さくすることにより、電
流位相は前に進めることができ、負荷の大きな場
合には電機子反作用にともなう力率の悪化を防止
することももちろん可能である。また、比較レベ
ルEaの値を十分小さくしておくことにより、電
流位相を前に進めておけば、同期電動機４の内部
誘起電圧による転流が可能となる。この場合には
第２のゲート回路５０と減算器５１は不用であ
る。
Ｗは、第４図に図示のごとくになる。Ｖ相は図示
していないが、同様の波形となる。なお、Ｕ相の
相電流IUとともにＵ相の無負荷電圧EUを図に波線
で示す。図で理解されるように、電流と無負荷電
圧の位相がほぼ一致しているのがわかる。図中の
比較レベルEaの値を小さくすることにより、電
流位相は前に進めることができ、負荷の大きな場
合には電機子反作用にともなう力率の悪化を防止
することももちろん可能である。また、比較レベ
ルEaの値を十分小さくしておくことにより、電
流位相を前に進めておけば、同期電動機４の内部
誘起電圧による転流が可能となる。この場合には
第２のゲート回路５０と減算器５１は不用であ
る。
第５図は本発明の第２の変換器のゲートパルス
発生部分の他の実施例を示す。図中１０１，２０
１，３０１は、第３図の１００，２００，３００
の一部を省略したパルス発生回路である。符号１
６，１７，１８，１９，２０は第３図のものと全
く同一であり、符号２０１，３０１も１０１と同
じ構成である。これらからはパルス出力信号
GSU，GSV，GSWの三相分のパルスが出力され、第
２のゲート回路５０へ入力されて、これが減算器
５１へ導かれる。このパルス出力信号GSは同時
に６進リングカウンタ５２へも入力される。リン
グカウンタ５２はパルス出力GSが入力されるた
びにカウント値を１ずつ進め６進むごとに最初の
状態にもどる。したがつて、１サイクルに６つの
状態をとり、各状態に対応して、第６図のごと
く、２つのサイリスタに対しゲートパルスを与え
る。この結果、第３図の回路で発生するゲートパ
ルスS1〜S6と同様の効果を奏するゲートパルスが
発生できることは明きらかである。
発生部分の他の実施例を示す。図中１０１，２０
１，３０１は、第３図の１００，２００，３００
の一部を省略したパルス発生回路である。符号１
６，１７，１８，１９，２０は第３図のものと全
く同一であり、符号２０１，３０１も１０１と同
じ構成である。これらからはパルス出力信号
GSU，GSV，GSWの三相分のパルスが出力され、第
２のゲート回路５０へ入力されて、これが減算器
５１へ導かれる。このパルス出力信号GSは同時
に６進リングカウンタ５２へも入力される。リン
グカウンタ５２はパルス出力GSが入力されるた
びにカウント値を１ずつ進め６進むごとに最初の
状態にもどる。したがつて、１サイクルに６つの
状態をとり、各状態に対応して、第６図のごと
く、２つのサイリスタに対しゲートパルスを与え
る。この結果、第３図の回路で発生するゲートパ
ルスS1〜S6と同様の効果を奏するゲートパルスが
発生できることは明きらかである。
なお本発明の実施例では、線間電圧に含まれる
リツプルを使つたが、相電圧に含まれるリツプル
を使つても、また、検出電圧の位相を適当な操作
でずれせても、同様の効果を奏するゲートパルス
を得ることは容易である。
リツプルを使つたが、相電圧に含まれるリツプル
を使つても、また、検出電圧の位相を適当な操作
でずれせても、同様の効果を奏するゲートパルス
を得ることは容易である。
以上のように、この発明によれば、同期電動機
の端子電圧中に含まれる界磁リツプル電圧を検出
し、点弧パルス出力信号を作成するようにしたの
で、低速領域においても精度の良い磁極位置検出
が可能となり、分配器が不用となる効果がある。
の端子電圧中に含まれる界磁リツプル電圧を検出
し、点弧パルス出力信号を作成するようにしたの
で、低速領域においても精度の良い磁極位置検出
が可能となり、分配器が不用となる効果がある。
第１図は従来のサイリスタモータの点弧制御装
置の構成ブロツク図、第２図は第１図装置の動作
説明図、第３図はこの発明の一実施例によるサイ
リスタモータの点弧制御装置の構成ブロツク図、
第４図は第３図の実施例の動作説明図、第５図は
この発明の他の実施例を示すサイリスタモータの
点弧制御装置の部分ブロツク図、第６図は第５図
の実施例の動作説明図である。 １，３，５……変換器、２……直流リアクト
ル、４……同期電動機、６……電流指令回路、７
……電流検出器、８，５１……減算器、９……増
幅器、１０……ゲートパルス移相器、１１……電
圧検出器、１６，１８……フイルタ、１７……絶
対値回路、１９，２４，２５……比較器、２０…
…ワンシヨツト回路、２２……微分回路、２３…
…極性反転器、２６，４１，４２，４３，４４，
４５，４６……フリツプフロツプ、３１，３２，
３３，３４，３５，３６，５０……ゲート回路、
５２……リングカウンタ。なお図中同一符号は同
一、又は相当部分を示す。
置の構成ブロツク図、第２図は第１図装置の動作
説明図、第３図はこの発明の一実施例によるサイ
リスタモータの点弧制御装置の構成ブロツク図、
第４図は第３図の実施例の動作説明図、第５図は
この発明の他の実施例を示すサイリスタモータの
点弧制御装置の部分ブロツク図、第６図は第５図
の実施例の動作説明図である。 １，３，５……変換器、２……直流リアクト
ル、４……同期電動機、６……電流指令回路、７
……電流検出器、８，５１……減算器、９……増
幅器、１０……ゲートパルス移相器、１１……電
圧検出器、１６，１８……フイルタ、１７……絶
対値回路、１９，２４，２５……比較器、２０…
…ワンシヨツト回路、２２……微分回路、２３…
…極性反転器、２６，４１，４２，４３，４４，
４５，４６……フリツプフロツプ、３１，３２，
３３，３４，３５，３６，５０……ゲート回路、
５２……リングカウンタ。なお図中同一符号は同
一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流を直流に変換する第１の変換器と、この
第１の変換器に直流リアクトルを介して接続され
直流を交流に変換する第２の変換器と、この第２
の変換器の交流出力端子に電機子巻線を接続され
かつ交流を直流に変換する第３の変換器に界磁巻
線を接続された同期電動機とで構成されたサイリ
スタモータの点弧制御装置において、前記同期電
動機の電機子巻線の電圧を検出する電圧検出器
と、この電圧検出器の出力電圧に含まれる低周波
成分を除去するフイルタと、前記フイルタの出力
信号の振幅を検出する振幅検出器と、前記フイル
タの出力信号の検出振幅が所定の大きさになる時
点を検出してタイミング信号を出力するタイミン
グ回路とを具備し、前記タイミング信号の三相分
を用いて前記第２の変換器に備えられたサイリス
タへのそれぞれのゲートパルス信号を導出したこ
とを特徴とするサイリスタモータの点弧制御装
置。 ２ 前記フイルタの出力信号を微分した微分値と
所定値とを比較した比較出力信号に基いて２値信
号を発生する極性検出器を有し、前記タイミング
信号の三相分と前記２値信号の三相分とから前記
第２の変換器に備えられたサイリスタへのそれぞ
れのゲートパルス信号を導出したことを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のサイリスタモータ
の点弧制御装置。 ３ 前記タイミング信号の三相分に同期して計数
し所定の順序でパルス出力信号を発生する６進の
リングカウンタを有し、前記リングカウンタのパ
ルス出力信号を用いて前記第２の変換器に備えら
れたサイリスタへのそれぞれのゲートパルス信号
を導出したことを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載のサイリスタモータの点弧制御装置。 ４ 前記タイミング信号の三相分に基づき前記第
１の変換器に備えられたサイリスタに与えられる
前記ゲートパルス信号の位相を所定時間だけ所定
位相角へ移相することを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のサイリスタモータの点弧制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58133232A JPS6022493A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | サイリスタモ−タの点弧制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58133232A JPS6022493A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | サイリスタモ−タの点弧制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6022493A JPS6022493A (ja) | 1985-02-04 |
| JPH0311199B2 true JPH0311199B2 (ja) | 1991-02-15 |
Family
ID=15099804
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58133232A Granted JPS6022493A (ja) | 1983-07-19 | 1983-07-19 | サイリスタモ−タの点弧制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022493A (ja) |
-
1983
- 1983-07-19 JP JP58133232A patent/JPS6022493A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6022493A (ja) | 1985-02-04 |
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