JPS6022493A - サイリスタモ−タの点弧制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、電力変換器により同期電動機を駆動するサ
イリスタモータに係り、特に分配器を保有しないサイリ
スタモータの低速時の点弧信号発生を制御するための点
弧制御装置に関するものである。

従来この種の装置として第１図に示すものがあった。図
において、１は交流を直流に変換する第１の変換器、２
は直流リアクトル、ＴＵ、ＴＶ。

ＴＷ、ＴＸ、ＴＹ、ＴＺは第２の変換器６を構成する６
つのサイリスタ、４は同期電動機％Ｕ、Ｖ。

Ｗは同期電動機４の電機子巻線、ｆは界磁巻線であり、
５は界磁巻線ｆｉ接続されて交流を直流に変換する第３
の変換器である。６は電流指令回路、７は電流検出器、
８は電流指令回路６の出力である電流指令信号と電流検
出器７の検出出力信号との偏差をとる減算器、９はその
偏差を増幅する増幅器、１０は増幅器１０の出力信号に
応じて、第１の変換器１へのゲートパルス出力信号を与
えるゲートパルス移相器である。１１は同期電動機４の
端子電圧を検出する電圧検出器、１２は同期電動機４へ
流入する各相電流を検出する電流検出器、１３は検出し
た電圧、電流から磁束を検出する磁束演算器、１４は制
御進み角の設定値を与える制御進み角指令回路、１５は
磁束検出値と制御進み角の設定値に基づき第２の変換器
６の各サイリスタＴＯ，ＴＶ、ＴＷ、ＴＸ、ＴＹ、ＴＺ
のゲートパルス出力信号を発生させるゲートパルス発生
回路である。

次に動作について説明する。第１の変換器１の制御系統
は、’ｇ電流検出器と、減算器８と、増幅器９と、ゲー
トパルス移相器１０とより構成される電流制御系により
第１の変換器１のゲートパルス位相制御を行なう。その
結果、電流指令回路６の発生する電流指令信号に等しい
電流χ第１の変換器１の直流出力側に流すように動作す
る。また第２の変換器６０制剣１系統は、電圧、電流検
出器１１．１２と、磁束演算器１３と、制御進み角指令
回路１４と、ゲートパルス発生回路１５とから構成され
、同期電動機４の電圧と電流から磁束を演算し、定制御
進み角パルスを形成する。第２図はこの部分の動作を説
明する図である。同期電動機４の端子電圧ｅｗＵは電機
子もれリアクタンスと抵抗のため、υ・ずみを持ってお
り、磁束を演算するにはこの電圧からυ・ずみのない正
弦波と考えられる速度起電力Ｅｗｏｏ　を取り出す必要
がある。このため磁束演算器１６では、まず次式の計算
が行なわれる。

但し、ここで％Ｒ：電機子抵抗、Ｌ：電機子もれリアク
タンス、Ｉ、、ＩＵ：Ｗ相、Ｕ相電機子電流である。演
算された速度起電力Ｅｗｏｏ　を積分して同期電動機４
の内部磁束の瞬時値Φｗｕが演算される。すなわち Φｗｏ　”　ｆ　”ｗｕｏ　ｄｔ十ΦｗＵ（０）但し、
ここでΦｗＵ（０）は初期値である。磁束ΦＷＵは速度
に関係な（一定の一幅となる。この振幅なΦ、とする。

一方、制御進み角指令回路１４からはψＭｍβに相当す
る値が進み角指令信号として指令される。するとゲート
パルス発生回路１５では磁束の演算結果ΦｗｕとΦＭＩ
Ｘ１８βを比較し第２図のととくＵ相ザイリスタ１’　
Ｕの点弧パルス出力信号Ｓ。

を発生する。その結果、同図で明きらかなように。

速度起電力Ｅ□０　の零点よりも位相差βだけ位相の進
んだ点弧パルス出力信号が得られることになり、制御進
み角はβになる。実際には転流型なり角Ｕが存在し、転
流余裕角ｒは、γ＝β−Ｕとなる。そのため余裕角ｒを
確保するため制御進み角βは１重なり角Ｕだけ余裕角よ
りも大きな値に設定される。

従来のサイリスタモータの点弧制御装置は、以上のよう
に構成されているので、磁束検出器の積分誤差と初期値
の精度が問題となり、特に低速領域では、速度起電力自
体が非常に小さくなるために、この誤差が非常に大きく
なり、特に始動時には分配器を使用して磁極位置を検出
することが必要であった。また、積分器に対しては積分
器の誤差を小さくするために複雑な補償回路が必要とな
リ、さらに初期値の演算のための初期値回路を要する等
構成が極めて複雑となる欠点があった。

この発明は、上記のような従来のものの欠点を除去する
ためになされたもので、同期電動機の端子電圧中に含ま
れる界磁リップル電圧が磁極位置に関する情報を含んで
いることに着目し、界磁リップルから点弧パルス出力信
号を作成することにより、低連領域に於ても分配器を必
要としないサイリスタモータの点弧制御装置を提供する
ことを目ｒ内としている。

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第３
図において、第１図と同一符号は同−又は相当部分を示
すので説明を省略する。１００゜２００．５００は電圧
検出器１１で検出された３相の同期電動機４の端子電圧
ｅＷｔｌ＃　ｅ、ｖ、　ｅｖｗを入力され、パルス出力
信号Ｇ、Ｕ、　Ｇｓｖ、　Ｇ、ｗおよびパルス信号［Ｊ
、Ｖ、Ｗを発生するパルス発生器であり、それぞれ同じ
構成である。したがって２００゜６００は内部の構成を
省略し、端子電圧ｅｗｔ、を中心に説明する。端子電圧
ｅｗＩＪは、バイパスフィルタ１６χ通り、絶対値回路
１７に入り、さらに続いてローパスフィルタ１８と、第
１の比較５１９Ｙ経てワンショット回路２０に入力され
る。一方。

バイパスフィルタ１６の出力信号は微分回路２２で微分
され、その結果は第２の比較器２４に直接入力される一
方１、啄性反転器２６乞通して第３の比較器２５にも入
力される。比較器２４，２５の各出力信号は第１のｎ−
Ｓフリップフロップ２６のセット端子Ｓとリセット端子
Ｒに入力される。

第１の比較器２０の出力信号は、パルス発生回路１００
の出力パルスＧ、　、、となり、また第１のＲ−Ｓフリ
ップフロップ２６の出力信号はパルス発生回路１００の
パルス信号Ｕとなる。同様にパルス発生回路２００から
はパルス出力信号Ｇ０とＶがパルス発生回路６００から
はｑｓｗとＷがそれぞれ出る。３１，３２．３Ｍ、３４
，３５．５６は。

第１のゲート回路であり、たとえばゲート回路６１はパ
ルス出力信号Ｇ８ＩＪとＵのＡＮＤ条件で出力を出す一
方、ゲート回路３２はパルス出力信号Ｇ８ＵとＵのＡＮ
Ｄ条件で出力？出す。さらに４１．４２４ｔ、４４，４
５．４６は第２のＲ−Ｓフリップフロップであり、たと
えばＲ−８フリツプ７０ツブ４１はゲート回路６１の出
力信号が１Ｈ１からＩＬ”ニｔｘる立下がりでセットさ
れ、パルス出力信号Ｇ３ｖがＩＬＩから”Ｈ”　ＩＣ変
化する時にリセットされる。

これらのパルス出力信号”Ｉｓ　Ｓ＊ａ　ＳＳｓ　Ｓ４
ｐ　”５ｔＳ６は、第２の変換器３の各サイリスタＴＵ
、ＴＸ。

ＴＶ、ＴＹ、ＴＷ、ＴＺのゲート信号となる。また５０
は第２のゲート回路でありパルス出力信号ＧｓＵ、　Ｇ
ｓｖ、　Ｇ、ｗのいずれかの出力信号があればその出力
信号ＧＳｉ送出する。この出力信号ＧＳは減算器５１に
入力される。一方減算器５１は増幅器９の出力偏差信号
から出力信号ＧＳがあるときのみその所定値を減算した
後に、ゲートパルス移相器１０に入力する。

次に動作について説明する。第４図は、第３図の実施例
回路の動作説明図である。第４図において、ｅｗＵは同
期電動機４の端子のＷ相とＵ相の間の線間電圧波形図で
あるが、この様に、線間電圧中には高周波のリップルが
重畳されている。これは界磁電流を流すための第３の変
換器５の直流出力波形に電源周波数の整数倍のリップル
があることが原因で、このリップル電圧が、界磁巻線ｆ
と電機子巻線Ｕ　、　Ｖ　、　Ｗとの間の相互誘導で電
機子側の端子電圧中に誘起したためである。′准機−Ｊ
−線Ｕ、Ｖ、Ｗと界磁巻＃！ｆとの相互誘導の大きさＭ
は１両巻線の間の相対的なへｒ置関係によって変化する
ので、回転につれて図示のごとく大きさが変化する。相
互誘導Ｍは、電気角θの正弦関数となるので回転子がな
めらかに等速回転しているという状況では、リップル電
圧の大きさは、正弦波状に変化し、無負荷誘起電圧の電
気位相Ｏ＠のどころで最大となり、９０°のところでＯ
となる。よって、このリップルの大きさを観測すること
により回転子の位置χ検出することができる。電圧検出
器１１で検出された電圧ｅｗｕはパルス発生器１００へ
入力される。まずフィルタ１６によって、低周波成分ン
カットすることにより、リップル成分だけが残される。

その後絶対値回路１７で絶対値ｔとり、ローパスーフィ
を夕１８でフィルタンかけることにより、そのリップル
の振幅が検出される。

ローパス・フィルタ１８の出力は、無負荷誘起電圧から
９０°位相のずれた正弦波形ン全波整流した波形となる
。また、その振幅は、第３の変換器５の発生するリップ
ル電圧と相互誘導Ｍの最大値とからあらかじめめられる
値である。今、その値を最大値Ｅｂとする。比較器１９
は最大値Ｅｂよりも少し小さい値ＥａＶＣ設定された比
較レベルと、ローパス−フィルタ１８の出力信号とを比
較し、フィルタ１８の出力信号がＥｂを越えた時に出カ
ン出す。この出力によりワンショット回路２０は一定幅
のパルス出力信号Ｇｓ、Ｙ出力する。この信号Ｇ、Ｕは
ＷＵ相聞の無負荷誘起電圧の電気位相ｏＯと１８０゜の
付近で１８０°ごとに出されることＫなる。同様に信号
Ｇ８ｖはＵ■相間の無負荷誘起電圧の電気位相０°と１
８０°の付近で出され、信号ＧｓｗはＶＷ相間の無負荷
誘起電圧の電気位相θ°と１８０°の付近で出される。

これらの三相パルスは６Ｃずつ位相がずれている。パル
ス出力信号Ｇ８ＵによりＲ−８７リツプフロツプ４５の
出力信号Ｓ、はりセットされ、信号Ｇ、の立下がりでｉ
ｔ　−ｓフリップフロップ４１の出カイ８号Ｓｌがセッ
トされる。Ｉｔ　−８フリツプフロツプ４１の出力信号
Ｓ１は、４Ｂ−＠Ｇ□でリセットされるので、電気角で
１２０°区間セットされた状態が続く。またｉｔ　−ｓ
フリップフロップ４１゜４　Ｓ　、　４５．！：モに１
８０”、ｌｉＣセ／　Ｉ−サｔｔ、　ソｔＬぞれは互い
に１２００の６を相差で動作する。一方バイパスフィル
タ１６の出力は微分器２２へ導かれ時間微分値がめられ
る。第３の変換器５の出力電圧はのこぎり波状のリップ
ル波形をしていることは周知である。このため時間微分
値はのこぎり波の立上がり部分でスパイク状の電圧とな
り、これが振幅変化にともなって大きさを変える。また
界磁巻、ｌＪｆと、電機子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗとの電磁結合
が回転子の回転にともない、極性を変えるので。

図示のごとく微分値も、極性χ変える。この極性の変化
は無負荷誘起電圧の電気角９０°のところで発生する。

比較器２４は、微小正電圧ＥＣと微分器２２の出力を比
較し、その微分器２２の出力がＥＣを越えるとパルスン
出し、このパルスで７リツプフロツプ２６χセツトする
。比較器２５は微小負電圧ＥＣと微分器２２の出力の極
性反転した結果とを比較し１反転器２６の出力がＥ。ン
越えるとパルスヲ出し、このパルスで７リツプフロツプ
２６をリセットする。したがって、Ｒ−８７リツプフロ
ツプ２６の出力Ｕは、無負荷誘起電圧の電気角１８０°
近辺では必ずｍＨＩの状態となり、電気角０゜近辺では
必ずＬの状態となる。ゲート回路６１゜６２でこの出力
信号Ｕとアンド論理をとることにより、無負荷誘起電圧
の電気角１８０°近辺で出力信号Ｇ８Ｕが出た場合は、
ゲートパルスＳ、が出され電気角０°近辺で信号ＧｓＵ
が出た場合はゲートパルスＳ４が出される。以下■相Ｗ
相も同様に動作する。

第２のゲート回路５０の出力信号ＧＳは、信号Ｇ８ｔ、
、Ｇａｖ、Ｇ８ｗが出力されるたびに、即ち、電気角６
０°の間隔でパルス出力信号を出力する。このパ／Ｉ／
スは、ゲートパルスＳ、〜Ｓ６が切り換わる時点に同期
している。減算器５１は、出力信号ＧＳが来るたびに増
幅器９の出力信号即ち第１の変換器１のゲートパルス位
相の基準値から所定量χ減算する。その結果移相器１０
へ入力される位相基準信号は、非常に小さ？Ｃ値となり
、移相器１０はこれを受けて転流失敗を発生しないため
に制限された所定の最大おくれ角のゲートパルス（通常
１２０’）を第１の変換器１へ与える。このゲートパル
スにより、第１の変換器１の出力電圧は負の大きな値と
なり、直流電流’Ｄｏが絞り込まれてＯとなる。

パルス出力信号ＧＳが無くなると、再び電流制御系が正
常な動作を回復し、１１！流指令回路６０発生する基準
電流まで直流電流ＩＤｏを立ち上げる。

以上の動作の結果、Ｕ相、Ｗ相の相電流■。、■１は、
第４図に図示のととくＫなる。■相は図示していないが
、同様の波形となる。なお％Ｕ相の相電流■。とともに
Ｕ相の無負荷電圧ＥＩＪを図に波線で示す。図で理解さ
れるように、電流と無負荷電圧の位相がほぼ一致してい
るのがわかる。図中の比較レベルＥａの値を小さくする
ことにより、電流位相は前に進めることができ、負荷の
大きな場合には電機子反作用にともなう力率の悪化を防
止することももちろん可能である。また、比較レベルＥ
ａの値を十分小さくしておくことにより、電流位相を前
に進めておけば、同期電動機４の内部誘起電圧による転
流が可能となる。この場合には第２のゲート回路５０と
減算器５１は不用である。

第５図は本発明の第２の変換器のゲートパルス発生部分
の他の実施例を示す。図中１０１，２０１゜６０１は、
第３図の１００，２００，５００の一部を省略したパル
ス発生回路である。符号１６゜１７．１８，１９．２０
は第３図のものと全（同一であり、符号２０１，５０１
も１０１と同じ構成である。これらからはパルス出力信
号Ｇｓ、Ｊ、Ｇｓｖｔ、、。

Ｇａｗの三相分のパルスが出力され、第２のゲート回路
５０へ入力されて、これが減算器５１へ導かれる。この
パルス出力信号ＧＳは同時に６進リングカウンタ５２へ
も入力される。リングカウンタ５２はパルス出力ＧＳが
入力されるたびにカウント値を１ずつ進め６進むごとに
最初の状態にもどる。したがって、１サイクルに６つの
状態をとり、各状態に対応して、第６図のごとく、２つ
のサイリスタに対しゲートパルスを与える。この結果、
第３図の回路で発生するゲートパルス８１〜Ｓ６と同様
の効果を奏するゲートパルスが発生できることは明きら
かである。

なお本発明の実施例では、線間電圧に含まれるリップル
を使ったが、相電圧に含まれるリップルを使っても、ま
た、検出電圧の位相を適当な操作でずらせても、同様の
効果を奏するゲートパルスを得ることは容易である。

以上のように、この発明によれば、同期電動機の端子電
圧中に含まれる界磁リップル電圧を検出し、点弧パルス
出力信号ケ作成するようにしたので、低速領域において
も精度の良い磁極位ＩＷ検出が可能となり、分配器が不
用となる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のサイリスタモータの点弧制御装置の構成
ブロック図、第２図は第１図装置の動作説明図、第３図
はこの発明の一実施例によるサイリスタモータの点弧制
御装置の構成ブロック図。 第４図は第３図の実施例の動作説明図、第５図はこの発
明の他の実施例〉示すサイリスタモータの点弧制御装置
の部分ブロック図、第６図は第５図の実施例の動作説明
図である。 １．３．５・・・変換器、２・・・直流リアクトル、４
・・・同期電動機、６・・・電流指令回路、７・・・電
流検出器、８．５１・・・減算器、９・・・増幅器、１
０・−・ゲートパルス移相器、１１・・・電圧検出器、
１６．１８・・・フィルタ、１７・・・絶対値回路、１
９，２４．２５・・・比較！、２０・・・ワンショット
回路、２２・−・微分回路、２６・・・極性反転器、２
６．４１．４２，４３゜４４．４５，４６・・・フリッ
プフロップ％　３１，３２゜３３．３４，３５，３６．
５０・・・ゲート回路％５２・・・リングカウンタ。 なお図中同一符号は同一、又は相当部分を示す。 代理人　大岩増雄 第１図 第　２　図 笛　Ｒ＃８Ａ 第　４　図 ＴＯＴＺ　ＴＶ　ＴＸ　ＴＷ　ＴＹ 第６図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流を直流に変換する第１の変換器と、この第１
   の変換器に直流リアクトルを介して接続され直流を交流
   に変換する第２の変換器と、この第２の変換器の交流出
   力端子に電機子巻線を接続されかつ交流を直流に変換す
   る第３の変換器に界磁巻線を接続された同期電動機とで
   構成されたサイリスタモータの点弧制御装置において、
   前記同期電動機の電機子巻線の電圧を検出する電圧検出
   器と。 この電圧検出器の出力電圧に含まれる低周波成分を除去
   するフィルタと、前記フィルタの出力信号の振幅を検出
   する振幅検出器と、前記フィルタの出力信号の検出振幅
   が所定の大きさになる時点を検出してタイミング信号を
   出力するタイミング回路とを具備し、前記タイミング信
   号の三相分を用いて前記第２の変換器に備えられたサイ
   リスタへのそれぞれのゲートパルス信号を導出したこト
   な特徴とするサイリスタモータの点弧制御装置。
2. （２）前記フィルタの出力信号を微分した微分値と所定
   値とを比較した比較出力信号に基いて２値信号を発生す
   る極性検出器を有し、前記タイミング信号の三相分と前
   記２値信号の三相分とから前記第２の変換器に備えられ
   たサイリスタへのそれぞれのゲートパルス信号を導出し
   たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のサイリ
   スタモータの点弧制御装置。
3. （３）前記タイミング信号の三相分に同期して計数し所
   定の順序でパルス出力信号を発生する６進のリングカウ
   ンタを有し、前記リングカウンタのパルス出力信号を用
   いて前記第２の変換器に備えられたサイリスタへのそれ
   ぞれのゲートパルス信号を導出したことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載のサイリスタモータの点弧制御
   装置。
4. （４）前記タイミング信号の三相分に基づき前記第１の
   変換器に備えられたサイリスタに与えられる前記ゲート
   パルス信号の位相を所定時間だけ所定位相角へ移相する
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のサイリス
   タモータの点弧制御装置。