JPH03123146A - ディジタル変復調システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は直交振幅変調を用いた主データ回線に位相変調
を用いて副データ信号を複合伝送させるディジタル変復
調システムに関する。

［従来の技術］ 直交振幅変調はその高能率なことから近年搬送波ディジ
タル伝送方式の主流となりつつある。

直交振幅変調を用いた主データ回線に副データ信号を効
率よく複合伝送させるため、主データ信号で変調された
直交振幅変調波を副データ信号で２αラジアン位相変調
するディジタル変復調システムが提案されている（特願
昭６１−２４９５０号）。

ここで、上記のディジタル変復調システムについて説明
する。

第６図（ａ）は、１６値直交振幅変調波を±αラジアン
位相変調した複合変調波の信号配置図である。

主データ信号に対応する１６個の信号点Ｃ（’＋　　Ｊ
は１〜４の整数）が副データ信号による±αラジアンの
位相変調で信号点Ａ＋１またはＢｌ。

に変換される。

信号点がＡ、またはＢ１．である複合変調波から。

次に説明するようにして、主データ信号および副データ
信号に再生される。

まず、複合変調波を直交位相検波して、信号点Ａ１また
はＢ１のＰ、Ｑ軸への正射影である復調出力Ｐ。、Ｑｏ
を得る。

復調出力Ｐ。、Ｑｏを±Ｌ、±３Ｌの識別レベルで多値
識別して得たデータと０の識別レベルで識別して得たデ
ータとを論理操作することによって副データ信号を再生
できる。また、特公昭５８−６９８号公報「位相同期回
路」に示される第７図、第９図の回路を用いて、復調出
力Ｐ。、Ｑ。

から副データ信号を再生することもできる。

復調出力Ｐ。、Ｑｏをアナログ演算回路である十αラジ
アン移相器および−αラジアン移相、器を介して多値識
別し、得られた出力データのいずれかを先に得た副デー
タ信号に対応して選択することにより主データ信号を再
生できる。

副データ信号の識別余裕は主データ信号の識別余裕より
少ないので２両データ信号の符号伝送速度が同じである
と、副データ信号の符号誤り率特性が悪くなり、副デー
タ信号の信号誤りによって主データ信号の再生も誤るの
で、副データ信号の符号伝送速度を主データ信号の符号
伝送速度の整数（ｍ）分の１にし、帯域制限による改善
効果。

あるいは多数決判定等による改善効果で副データ信号の
符号誤り率特性を十分良くする必要がある。

また、αの値を大き（すれば副データ信号の符号誤り率
特性は良くなるが１反対に主データ信号の符号誤り率特
性が悪くなるので、その値には限度があり、１６値の場
合、　０．１６ラジアン程度である。

この場合、信号点によって異なるが、最良点で主データ
信号に対して６ｄＢ程度のＣ／Ｎ劣化量となる。１６値
の場合１ｍの値を８程度まで小さくすることが可能であ
る。

［発明が解決しようとする問題点コ 上述した従来のディジタル変復調システムを用いれば、
αおよびｍの値を適当に選択することにより、主データ
信号の符号誤り率を劣化させることなく副データ信号を
伝送することができる。

しかしながらこのシステムにおいては、副データ信号に
よる位相変調量は主データ信号による変調波の振幅値に
よらずαラジアンと一定であり。

このため復調側で再生された副データ信号のＣ／Ｎ値は
主データ信号の変調振幅値によって大きく異なる。

第６図（ａ）を参照すると、主データ信号の変調振幅値
が最大の場合の副データ信号の信号レベルはＡＩＩＢ目
が得られ、最小の場合はＡ１４Ｊ４となる。このように
両者の間には約９ｄＢの差があり。

副データ信号の符号誤り率特性は最悪値のＡ１４Ｂ１４
で決まってしまい、副データ信号の情報量を多くするこ
とができない。つまり、従来のディジタル変復調システ
ムは効率的でないという問題点がある。

本発明の目的は主データ信号の変調振幅値に応じて副デ
ータ信号による変調位相量を変化させ。

副データ信号の符号誤り率特性をより一層向上させるこ
とができるディジタル変復調システムを提供することに
ある。

［問題点を解決するための手段］ 本発明のディジタル変復調システムは、変調装置が符号
伝送速度ｆ１なる主データ信号で変調された直交振幅変
調波を符号伝送速度ｆ２　（ｆ、＞ｆ２）なる副データ
信号で変調する際、前記直交振幅変調波の振幅値に応じ
て少なくとも２αラジアン及び２βラジアンの２つの値
から一つを選択して位相変調し複合変調波を得る手段を
備えており、復調装置が、前記複合変調波を直交位相検
波して第１及び第２の復調信号を得る手段と、前記復調
信号を多値識別して得られたデータ信号を演算して前記
副データ信号を再生する手段と、前記データ信号を受け
て前記複合変調波の振幅値を判別し判別信号を出力する
レベル判別手段と、前記データ信号を受けて前記副デー
タ信号及び前記判別信号に応じて少なくとも前記２αお
よび２βラジアンの位相を制御し前記主データ信号を再
生する主データ信号再生手段とを備えている。

［実施例］ 以下本発明について実施例によって詳細に説明する。

第１図（ａ）は本発明による変調装置の一実施例を示す
ブロック図であり、主データ信号が１６ＱＡＭの場合を
表わしており、第６図（ｂ）に示す変調信号装置が得ら
れるように構成される。

第６図（ｂ）では、主データ信号の振幅値が最大と中間
の場合（最大：Ａ１４Ｂ１４中間；　Ａ　１２　Ｂ　１
２１ＡＩＢＢ１３１　ここでｉは１〜４）には副データ
信号による位相変調量は２αラジアンに、又、主データ
信号の振幅値が最小の場合（最小；　Ａ　１４８１４）
−＼・　ノ凸 には副データ信号による位相変調量は２βラジアン（β
〉α）に設定される。ここで主データ信号が１６ＱＡＭ
の場合ではβの値はαの２倍程度までは設定可能となる
。

第１図（ｂ）を参照して、主データ信号（Ｘｌ。

２及びＹｌ、２）と副データ信号（Ｄ）はＲＯＭ１５及
び１６に入力され、ここで、第６図（ｂ）の信号配置を
Ｐ軸、Ｑ軸に正射影した多ビット２値信号が作成され１
次にＤ／Ａ変換器１７及び１８によってアナログ量に変
換される。Ｄ／Ａ変換器１７及び１８の出力はそれぞれ
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１９及び２０を介して掛算
器２１及び２２とπ／２移相器２３とで構成される直交
変調器に入力される。そして、ここで局部発振器２４の
中間周波（ＩＦ）信号に直交変調を施す。これによって
出力として第６図（ｂ）の変調信号配置が得られる。

ここで、第１図（ａ）を参照して１本発明に用いられる
復調装置は、入力信号ＩＮを増幅する中間周波増幅器１
と、電圧制御発振器（以下ＶＣＯという）２と、中間周
波増幅器１の増幅出力とＶＣ０２の発振出力とを入力し
復調出力Ｐ。＋Ｑｏを出力する直交位相検波器３と、そ
れぞれ復調出力Ｐｏ、Ｑｏを増幅するベースバンド増幅
器４．５と、それぞれベースバンド増幅器４．５の増幅
出力を入力し復調データＤ、、Ｄ、を出力するアナログ
・ディジタル変換器（以下Ａ−Ｄ変換器という）６，７
と、復調データＤ、およびり、を入力し副データ信号Ｓ
を出力する副データ信号再生回路８と、復調データＤ、
およびり、を副データ信号再生回路８の遅延量分だけ遅
らせる遅延回路１３と、遅延回路１３出力を入力して主
データ信号の振幅値を判別するレベル判別回路１４と、
遅延回路１４出力と判別信号Ｈならびに副データ信号Ｓ
を入力し主データ信号Ｘｉ、Ｘ２．Ｙｌ、Ｙ２ならびに
データ信号Ｘ３．Ｙ３を出力する主データ信号再生回路
９と、データ信号Ｘ３．Ｙ３を入力し信号をベースバン
ド増幅器４，５へ出力する低域通過濾波器（以下ＬＰＦ
とう）１０と、それぞれデータ信号ＸＩ、Ｘ３．Ｙｌお
よびＹ３を入力する論理回路１１．１２とを備えている
。論理回路１１は中間周波増幅器１．ベースバンド増幅
器５へ信号を出力し、論理回路１２はＶＣＯ２へ信号を
出力する。

この復調装置は、主データ信号の変調方式として１６値
直交振幅変調を用いた例であり１人力信号ＩＮは、主デ
ータ信号ＸＩ、Ｘ２．ＹｌおよびＹ２で変調された１６
値直交振幅変調波（その信号点の正規位置は第６図（ｂ
）のＣ＋、である）を副データ信号Ｓで１６値直交振幅
変調波の振幅値が最大、中間の場合±αラジアン、又振
幅値が最小の場合±βラジアン位相変調した中間周波帯
の複合変調波であり、その信号点は第６図（ｂ）のＡ１
１゜Ｂｌ、である。主データ信号のうち、信号点ＣＩ、
のＰ軸方向位置をきめるのがＸｉ、Ｘ２であり２Ｑ軸方
向位置をきめるのがＹｌ、Ｙ２であるとする。

また、信号点の象限をきめる主データ信号がＸＩ。

Ｙｌであるとする。なお、副データ信号の符号伝送速度
は主データ信号の符号伝送速度のｍ分の１に設定する。

入力信号ＩＮは、中間周波増幅器１で所定の振幅に増幅
され、直交位相検波器３でＶＣＯ２出力を基準位相とし
て直交位相検波される。検波出力である復調出力Ｐ。＋
Ｑｏは信号点ＡｉｊまたはＢ、のＰ、Ｑ軸への正射影で
ある。

復調出力Ｐ。、Ｑｏは、それぞれのベースバンド増幅器
４．５で所定の振幅の増幅され、　Ａ−Ｄ変換器６．７
で多値識別されて復調データＤｐ。

Ｄ、に変換される。復調データＤ、、Ｄ、のビット数が
多いほど以降の信号処理の精度は良くなるが、１６値の
場合、８ビット程度で十分である。

副データ信号再生回路８は、後述するように。

論理回路とディジタル演算回路とを備えて構成されてい
る。論理回路は、復調データＤ、、Ｄ、に対応して係数
データを出力する。ディジタル演算回路は、係数データ
ならびに復調データＤｐ、Ｄ、をディジタル演算して副
データ信号Ｓを再生する。

主データ信号再生回路９も、後述するように。

論理回路とディジタル演算回路とを備えておケ。

１ ２ 論理回路は、副データ信号再生回路８が出力した副デー
タ信号Ｓに対応して係数データを出力する。

ディジタル演算回路は、係数データならびに復調データ
Ｄｐ、Ｄ、をディジタル演算することにより、復調デー
タＤｐ、Ｄ、から副データ信号Ｓによる位相変調の成分
を除去する。このようにして得た二つのデータの最上位
ビットならびに第２位ビットは、主データ信号ＸＩ、Ｙ
ｌならびにＸ２゜Ｙ２になっている。第３位ビットがデ
ータ信号Ｘ３、Ｙ３である。

データ信号Ｘ３．Ｙ３は、Ａ−Ｄ変換器６，７の入力信
号の正規値からのずれを表わす信号なので２デ一タ信号
Ｘ３をＬＰＦＩＯで低域濾波した出力でベースバンド増
幅器４の出力直流レベルを。

また、データ信号Ｙ３をＬＰＦＩＯで低域濾波して得た
出力でベースバンド増幅器５の出力直流レベルを制御す
ることによって、Ａ−Ｄ変換器６゜７の入力信号の直流
成分のドリフトを補償できる。

この直流ドリフト補償の動作については１本発明者によ
る「復調装置」　（特開昭５８−１０１４４９号公報）
に詳細に記述されている。

論理回路１１は、データ信号Ｘｉ、Ｘ３．ＹｌおよびＹ
３から得た二つの信号で中間周波増幅器１およびベース
バンド増幅器５の利得を制御することにより、Ａ−Ｄ変
換器６．７の入力信号振幅を正規値に保つ回路であり、
その構成ならびに動作については１本発明者による「自
動利得制御回路」　（特開昭５９−１６９２５６号公報
）に詳細に記述されている。

論理回路１２は、データ信号Ｘｉ、Ｘ３．ＹｌおよびＹ
３から得た信号でＶＣＯ２を制御して位相同期ループを
形成する回路であり、その構成ならびに動作については
１本発明者による「搬送波再生回路」　（特開昭５７−
１３１１５１号公報）に詳細に記述されている。

第２図（ａ）　、　（ｂ）は、副データ信号再生回路８
の二つの構成例を示すブロック図である。

第２図（ａ）示す副データ信号再生回路８は、復調デー
タＤｐおよびり、を入力し係数データＭ□およびＭｏを
出力する論理回路８１と、それぞれ復調データＤ、、Ｄ
、と係数データＭ　ｐ　１＊　Ｍ　Ｑ　＋とを入力する
掛算器８２．８３と、掛算器８２の出力から掛算器８３
の出力を減算する減算器８４と。

減算器８４の出力を入力し副データ信号Ｓを出力する多
数決判定回路８５とを備えている。

論理回路８１は、主データ信号Ｘｉ、Ｘ２ならびにＹｌ
、Ｙ２に対応する復調データＤ、ならびにり、の上位２
ビツトから信号点Ｃ０の位置（ｉ。

ｊの値）を判別して１判別結果に対応して係数データＭ
、およびＭ９１を出力する。

この対応関係を第３図（ａ）　、　（ｂ）に示す。第３
図（ａ）は、信号点Ｃ１と係数データＭ、、、　ＭＱ＋
の絶対値との対応関係を示す説明図である。第３図（ｂ
）は、信号点Ｃ１と係数データＭ、、、　ＭＱ＋の極性
との対応関係を示す説明図である。

信号点Ｃ１が第１象限または第３象限にある場合（ｉが
１または３．ｊが１〜４の場合）、掛算器８２．８３は
信号点ＡＩ、に対応する復調データＤ、、Ｄ、を信号点
Ａ　Ｈｌ付近に対応するデータに変換し、信号点Ｂｌ、
に対応する復調データＤ、。

Ｄ、を信号点Ｂｌｌ付近に対応するデータに変換する。

その結果、減算器８４が出力するデータ列は。

等測的に副データ信号Ｓのアナログ量を表わすが。

そのうちの最上位ビットは、信号点がＡ１であるとき正
、信号点がＢｌ、であるとき負であることを示すデータ
になる。信号点Ｃ０が第２象限または第４象限にある場
合（ｉが２または４．ｊが１〜４の場合）は、掛算器８
２．８３は信号点ＡＩ、またはＢｌ、に対応する復調デ
ータＤｐ、ＤＱを信号点Ｂ３１付近または信号点Ａ３Ｉ
付近に対応するデータに変換するので、この場合も、減
算器８４が出力するデータ列の最上位ビットは、信号点
がＡのとき正、Ｂ、、のとき負であることを示すデータ
になる。したがって、減算器８４が出力するデータ列の
最上位ビットが正を示すか負を示すかじらべれば、信号
点がＡ１１であるかＢｌ、であるかがわかる、いいかえ
れば副データ信号Ｓが得られる。

減算器８４のデータ列出力速度は主データ信号の符号伝
送速度に等しいから、減算器８４は副データ信号Ｓの１
符号に対しｍ回データ列を出力す　５ ６ る。多数決判定回路８５は、減算器８４出力の最上位ビ
ットをｍ回計数して多数決判定し１判定結果を副データ
信号Ｓとしてｍ回分の期間出力する。

この多数決論理操作によって、副データ信号Ｓの符号誤
り率特性が改善される。

第２図（ｂ）に示す副データ信号再生回路８は。

第２図（ａ）に示す副データ信号再生回路８から多数決
判定回路８５を取除き、Ｄ−Ａ変換器８６゜ＬＰＦ８７
．Ａ−Ｄ変換器８８を付加して構成されている。

減算器８４が出力するデータ列はＤ−Ａ変換器８６でア
ナログ値に変換され、ＬＰＦ８７で帯域制限され、１ビ
ツトのＡ−Ｄ変換器８８でディジタル化されて副データ
信号Ｓとなる。ＬＰＦ８７の帯域制限によって、副デー
タ信号Ｓの符号誤り率特性が改善される。ＬＰＦ８７の
帯域は、主データ信号の符号伝送速度の１　／　ｍ付近
に設定する。

第４図は、主データ信号再生回路９を示すブロック図で
ある。

第４図に示す主データ信号再生回路９は、副データ信号
Ｓを入力し、係数データＭ　、２．　Ｍ、２を出力する
論理回路９２と、復調データＤ、と係数データＭｐ２と
を入力する掛算器９３と、復調データＤ、と係数データ
ＭＱ２とを入力する掛算器９４と。

復調データＤ、と掛算器９３の出力データとを入力し、
データ信号Ｘ１〜Ｘ３を出力する加算器９５と、復調デ
ータＤ、と掛算器９４の出力データとを入力し、データ
信号Ｙ１〜Ｙ３を出力する加算器９６とを備えている。

主データ信号再生回路９の入力に設けられている遅延回
路１３は、復調データＤ、、Ｄ、を遅延させる。この遅
延時間は、副データ信号Ｓの１符号を得るのに用いられ
た最初の復調データＤ、。

Ｄ、が副データ信号再生回路８に入力してから副データ
信号Ｓのその符号の先頭までの時間に設定される。この
設定によって、主データ信号再生回路９に副データ信号
Ｓの１符号が入力している間その符号を得るのに用いた
復調データＤ、、Ｄ。

が掛算器９３．９４ならびに加算器９５．９６に入力す
る。

論理回路９２は、副データ信号Ｓとレベル判定信号Ｈに
応じて第５図に示す関係の係数データＭ１１２＋　Ｍｑ
２を出力する。図中、Ｈ信号が１の場合主データ信号の
振幅値が最大、中間、Ｏの場合最小を表わしている。

掛算器９３．９４ならびに加算器９５．９６によるディ
ジタル演算は、加算器９５．９６の加算結果データＤ　
９５＋　Ｄ　９６と表わすと、Ｈ信号が１の場合法のよ
うに書ける。

ただし、副データ信号Ｓの値が信号点ＡＩ（１〜３゜に
対応するとき上側の正負符号、信号点Ｂ　ｌ（１〜、。

に対応するとき下側の正負符号をとる。

（１）式は、値が一定の係数（１／ｃｏｓα）を無視す
ると、信号点ＡＩ＋１〜３）またはＢ１，１〜３．に対
応するベクトル（Ｄｐ、Ｄ、）をαラジアンまたは一α
ラジアン回転する式になっているから、復調データＤｐ
、Ｄ、が信号点Ａ　Ｉ（１〜３〉に対応するデータであ
っても信号点Ｂ　ｌ（１〜３）に対応するデータであっ
ても、データＤ　９１．　Ｄ　、６は信号点Ｃｚ＋〜、
。

に対応するデータになる。Ｈ信号が０の場合（主信号が
最小）も同様であり、主データ信号再生回路９は信号点
Ａ１４またはＢ１０に対応するベクトル（Ｄ、、ＤＱ）
をβラジアンまたは−βラジアン回転させるから、復調
データＤｐ、Ｄ、が信号点Ａ、４に対応するデータであ
っても信号点Ｂ１４に対応するデータであっても、デー
タＤ　、、、　Ｄ　、６は信号点ＣＩ４に対応するデー
タになる。したがって。

データＤ　９５＋　Ｄ　、６は復調データＤ、、Ｄ、か
ら副データ信号Ｓによる位相変調の成分を除去したデー
タになっている。

加算器９５．９６は、加算結果データＤ９．．Ｄ９６の
それぞれ上位３ビツトをデータ信号Ｘ１〜Ｘ３、Ｙ１〜
Ｙ３として出力する。

以上説明したように本発明では、主データ信号　９ の振幅値が最小の場合、副データ信号の変調位相量を２
βラジアンとすることができ従来の方式に比して約２０
　ｌｏｇ　　（ｓｉｎβ／ｓｉｎα）のＣ／Ｎ比改善が
でき副データ信号の符号誤り率特性を改善することがで
きる。言換えると主信号と副信号間の符号速度比ｍを小
さくできる利点がある。

尚αとβの比はあまり大きくす２、と１判別信号Ｈの誤
り波及効果により主信号の符号誤り特性を劣化させるの
で適当な値と７４−・ことが必要で主信号が］　６ＱＡ
Ｍの場合改善度として３〜５ｄＢは期待できる。又、実
施例においては主信号の振幅値が最大、中間の場合、副
データ信号の変調位相量は２αラジアンと同一としたが
２両者を分けて最適化を計ることもできる。

以上、主データ信号の変調方式が１６値直交振“１゛１
変調である場合について本発明の詳細な説明したが２本
発明は１−６値以上、すなわち、３２値。

６４値＋　　”；２５　ｂ値等の場合にも同様に適用で
きる。

その場合は、Ａ、−１）変換器６，７のビット数を増し
、論理回路９１の係数データの種類を増し、かつ、副デ
ータ信号の位相変調量（α、β等）およびｍの値を変更
すればよい。なお、副データ信号と主データ信号とはタ
イミング同期がとれている必要はなく、非同期状態であ
っても動作する。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によるディジタル変復調シス
テムでは従来に比べて副データ信号のＣ／Ｎ値を約２０
　ｌｏｇ　　（ｓｉｎβ／ｓｉｎα）改善することがで
　、ｘｌデータ信号の情報量をより多くすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は１本発明の復調装置の一実施例を示すブ
ロック図、第１図（ｂ）は本発明の変調装置の一実施例
を示すブロック図、第２図（ａ）及び（ｂ）は、それぞ
れ第１図に示す実施例における副データ信号再生回路の
構成例を示すブロック図、第３図（ａ）及び（ｂ）は、
第２図（ａ）または（ｂ）に示す副データ信号再生回路
における論理回路の入出力関係を示す説明図、第４図は
、第１図に示す実施例における主データ信号再生回路を
示すブロック図、第５図は、第４図に示す主データ信号
再生回路における論理回路の入出力関係を示す説明図。 第６図（ａ）は、従来方式の複合変調波の信号配置図、
第６図（ｂ）は１本発明による複合変調波の信号配置図
である。 １・・・中間周波増幅器、２・・・ＶＣｏ、３・・・直
交位相検波器、４，５・・・ベースバンド増幅器、６．
７・・・Ａ−Ｄ変換器、８・・・副データ信号再生回路
、９・・・生データ信号再生回路、１０・・・ＬＰＦ、
、１１゜１２・・・論理回路、１３・・・遅延回路、１
４・・・レベル判別回路、１５．１６・・・ＲＯＭ、１
７．１８・・・Ｄ／Ａ変換器、１９．２０・・・ＬＰＦ
、２１．２２・・・掛算器、２３・・・π／２移相器、
２４・・・局部発振器。 ８１・・・論理回路、８２．８３・・・掛算器、８４・
・・減算器１９２・・・論理回路、９３．９４・・・掛
算器、９５．９６・・・加算器。 　３

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１の符号伝送速度の主データ信号で搬送波を変調
   して直交振幅変調波を得る第１の変調手段と、前記直交
   振幅変調波を前記第１の符号伝送速度より小さい第２の
   符号伝送速度の副データ信号で変調する際、前記直交振
   幅変調波の振幅値に応じて複数の位相値から一つを選択
   して、該選択位相値で前記直交振幅変調波を位相変調し
   て複合変調波を得る第２の変調手段とを有することを特
   徴とする変調装置。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の送信器とともに用い
   られ、前記複合変調波を直交位相検波して第１及び第２
   の復調信号を得る第１の復調手段と、該復調信号を多値
   識別してデータ信号を得る第２の復調手段と、該データ
   信号から前記副データ信号を再生する第１の再生手段と
   、前記データ信号を受けて前記複合変調波の振幅値を判
   別し判別信号を出力するレベル判別手段と、前記データ
   信号を受けて前記副データ信号及び前記判別信号に応じ
   て位相を制御し前記主データ信号を再生する第２の再生
   手段とを有することを特徴とする復調装置。 ３、第１の符号伝送速度の主データ信号で搬送波を変調
   して直交振幅変調波を得る第１の変調手段と、前記直交
   振幅変調波を前記第１の符号伝送速度より小さい第２の
   符号伝送速度の副データ信号で変調する際、前記直交振
   幅変調波の振幅値に応じて複数の位相値から一つを選択
   して、該選択位相値で前記直交振幅変調波を位相変調し
   て複合変調波を得る第２の変調手段とを有する変調装置
   と、前記複合変調波を直交位相検波して第１及び第２の
   復調信号を得る第１の復調手段と、該復調信号を多値識
   別してデータ信号を得る第２の復調手段として、該デー
   タ信号から前記副データ信号を再生する第１の再生手段
   と、前記データ信号を受けて前記複合変調波の振幅値を
   判別し判別信号を出力するレベル判別手段と、前記デー
   タ信号を受けて前記副データ信号及び前記判別信号に応
   じて位相を制御し前記主データ信号を再生する第２の再
   生手段とを有する復調装置とを有することを特徴とする
   ディジタル変復調システム。