JPH082045B2 - デイジタル伝送システム - Google Patents
デイジタル伝送システムInfo
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- JPH082045B2 JPH082045B2 JP62005136A JP513687A JPH082045B2 JP H082045 B2 JPH082045 B2 JP H082045B2 JP 62005136 A JP62005136 A JP 62005136A JP 513687 A JP513687 A JP 513687A JP H082045 B2 JPH082045 B2 JP H082045B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は大容量データ回線に小容量データ信号を複合
変調させて伝送することのできるディジタル伝送システ
ムに関する。
変調させて伝送することのできるディジタル伝送システ
ムに関する。
近年，搬送波ディジタル伝送方式の発達はめざまし
く，すでに種々の実用回線が存在している。最近では求
められる伝送方式が多様化する傾向があり，運用効率の
高い伝送方式について検討がなされ始めた。その１つと
して本発明者等が昭和53年３月29日に出願した「搬送波
ディジタル伝送方式」（特開昭54−142008号）がある。
く，すでに種々の実用回線が存在している。最近では求
められる伝送方式が多様化する傾向があり，運用効率の
高い伝送方式について検討がなされ始めた。その１つと
して本発明者等が昭和53年３月29日に出願した「搬送波
ディジタル伝送方式」（特開昭54−142008号）がある。
これは,PSK変調を用いた主データ回線に２相PSK変調
でもって副データ信号を複合伝送させるものである。こ
の方法によると副データ信号の符号伝送速度を主データ
信号のそれに比して，ある比率以下にすれば，主データ
信号の誤り率に影響を与えることなく，副データ信号を
効率よく伝送することができる。
でもって副データ信号を複合伝送させるものである。こ
の方法によると副データ信号の符号伝送速度を主データ
信号のそれに比して，ある比率以下にすれば，主データ
信号の誤り率に影響を与えることなく，副データ信号を
効率よく伝送することができる。
しかしながら，この方式は主データ信号の変調方式が
PSH変調に限られ，現在主流となりつつある16値，ある
いは64値直交振幅変調には適用できないという欠点があ
った。
PSH変調に限られ，現在主流となりつつある16値，ある
いは64値直交振幅変調には適用できないという欠点があ
った。
そこで，本発明の目的は，直交振幅変調を用いた主デ
ータ回線に副データ信号を効率よく複合伝送させること
によって，上記の欠点を除去することのできるディジタ
ル伝送システムを提供することにある。
ータ回線に副データ信号を効率よく複合伝送させること
によって，上記の欠点を除去することのできるディジタ
ル伝送システムを提供することにある。
本発明のディジタル伝送システムは，変調側に，符号
伝送速度f1なる主データ信号で変調された直交振幅変調
波を符号伝送速度f2（f1＞f2）なる副データ信号で２α
ラジアン位相変調して複合変調波を得る手段を備え，復
調側に，前記複合変調波を直交位相検波して復調信号Ｐ
及びＱを得る手段と，少なくとも前記復調信号Ｐ及びＱ
を用いた前記主データ信号の位置を判別する手段とアナ
ログ演算手段とによって前記主データ信号成分を除去し
て前記副データ信号を再生する手段と，前記復調信号Ｐ
及びＱを＋αラジアン移相器及び−αラジアン移相器を
介して多値識別し，得られた出力データを前記副データ
信号により制御して前記主データ信号を再生する手段と
を備えたことを特徴とする。
伝送速度f1なる主データ信号で変調された直交振幅変調
波を符号伝送速度f2（f1＞f2）なる副データ信号で２α
ラジアン位相変調して複合変調波を得る手段を備え，復
調側に，前記複合変調波を直交位相検波して復調信号Ｐ
及びＱを得る手段と，少なくとも前記復調信号Ｐ及びＱ
を用いた前記主データ信号の位置を判別する手段とアナ
ログ演算手段とによって前記主データ信号成分を除去し
て前記副データ信号を再生する手段と，前記復調信号Ｐ
及びＱを＋αラジアン移相器及び−αラジアン移相器を
介して多値識別し，得られた出力データを前記副データ
信号により制御して前記主データ信号を再生する手段と
を備えたことを特徴とする。
次に，本発明による実施例について図面を参照して説
明する。
明する。
第１図および第２図は，本発明による実施例のそれぞ
れ変調側および復調側を示すブロック図，第３図は本発
明による実施例の複合変調波の信号配置図であり，主信
号の変調方式として16値直交振幅変調を用いた例を示し
ている。第１図において,1及び２はＤ−Ａ変換器,3及び
４は低域ろ波器,5及び６は０−π変調器,7はπ/2移相
器,8は０−２α変調器,9は局部発振器である。第２図に
おいて,10は直交位相検波器,11〜14は減衰器,15及び16
は減算器,17及び18は加算器,19は副データ信号再生信
号,20は低域ろ波器,21〜25はＡ−Ｄ変換器,26,27は論理
回路,28は電圧制御発振器である。
れ変調側および復調側を示すブロック図，第３図は本発
明による実施例の複合変調波の信号配置図であり，主信
号の変調方式として16値直交振幅変調を用いた例を示し
ている。第１図において,1及び２はＤ−Ａ変換器,3及び
４は低域ろ波器,5及び６は０−π変調器,7はπ/2移相
器,8は０−２α変調器,9は局部発振器である。第２図に
おいて,10は直交位相検波器,11〜14は減衰器,15及び16
は減算器,17及び18は加算器,19は副データ信号再生信
号,20は低域ろ波器,21〜25はＡ−Ｄ変換器,26,27は論理
回路,28は電圧制御発振器である。
変調側について説明すると、D/A変換器1,2,低域ろ波
器3,4,0−π変調器5,6,π/2移相器7,局部発振器９で構
成される従来の16値直交振幅変調装置に,0−２α変調器
８が付加されたものである。０−２α変調器８の入力で
ある副データ信号Ｄの符号伝送速度は主データ信号の符
号伝送速度の整数（ｍ）分の１に選択されている。その
結果，本直交振幅変調装置の出力として得られる複合変
調波は第３図のようになる。第３図中,A1〜A16で表わさ
れる信号点は０−２α変調器８が０位相の状態の時を表
わし,B1〜B16で表わされる信号点は０−２α変調器８が
２α位相の状態の時を表わしている。信号点A1〜A16とB
1〜B16との間の位相差は２αである。C1〜C16で表わさ
れている信号点はそれぞれ，信号点A1〜A16と信号点B1
〜B16の中点を示している。
器3,4,0−π変調器5,6,π/2移相器7,局部発振器９で構
成される従来の16値直交振幅変調装置に,0−２α変調器
８が付加されたものである。０−２α変調器８の入力で
ある副データ信号Ｄの符号伝送速度は主データ信号の符
号伝送速度の整数（ｍ）分の１に選択されている。その
結果，本直交振幅変調装置の出力として得られる複合変
調波は第３図のようになる。第３図中,A1〜A16で表わさ
れる信号点は０−２α変調器８が０位相の状態の時を表
わし,B1〜B16で表わされる信号点は０−２α変調器８が
２α位相の状態の時を表わしている。信号点A1〜A16とB
1〜B16との間の位相差は２αである。C1〜C16で表わさ
れている信号点はそれぞれ，信号点A1〜A16と信号点B1
〜B16の中点を示している。
次に復調側について説明する。複合変調波は直交位相
検波器10によって直交検波され復調信号ＰおよびＱとな
る。復調信号ＰおよびＱは副データ信号再生回路19によ
り副データ信号に再生される。副データ信号再生回路19
はアナログ回路で構成された16QAM用搬送波再生回路で
ある。直交位相検波器10の入力信号が第３図における信
号点C1〜C16で表わされる16QAM信号であれば，副データ
信号再生回路,19出力で電圧制御発振器28を制御するこ
とにより，副データ信号再生回路19は16QAM用搬送波再
生回路として動作する。ここで，直交位相検波器10の入
力信号は，第３図において信号点C1〜C16のQAM信号から
±αラジアンの偏移を受けた信号点A1〜A16及びB1〜B16
で表わされる複合信号であるので，副データ信号再生回
路19の出力には±αラジアンの位相に対応した２値信
号，即ち副データ信号が得られる。
検波器10によって直交検波され復調信号ＰおよびＱとな
る。復調信号ＰおよびＱは副データ信号再生回路19によ
り副データ信号に再生される。副データ信号再生回路19
はアナログ回路で構成された16QAM用搬送波再生回路で
ある。直交位相検波器10の入力信号が第３図における信
号点C1〜C16で表わされる16QAM信号であれば，副データ
信号再生回路,19出力で電圧制御発振器28を制御するこ
とにより，副データ信号再生回路19は16QAM用搬送波再
生回路として動作する。ここで，直交位相検波器10の入
力信号は，第３図において信号点C1〜C16のQAM信号から
±αラジアンの偏移を受けた信号点A1〜A16及びB1〜B16
で表わされる複合信号であるので，副データ信号再生回
路19の出力には±αラジアンの位相に対応した２値信
号，即ち副データ信号が得られる。
低域ろ波器20は副データ信号再生回路19出力に含まれ
ている熱雑音及び主データ信号の残留ジッタ成分を抑圧
するもので，その帯域は主データ信号速度の1/m付近に
選択される。副データ信号再生回路19で再生される副デ
ータ信号は，主データ信号のレベルによって信号レベル
が異なる，即ち第３図における▲▼，▲
▼，▲▼で表わされる３種類となる。よっ
て，主データ信号ｍタイムスロットに対応する副データ
信号１タイムスロットの中に先の３種類の信号がランダ
ムに含まれることになるので，低域ろ波器20にはそれら
を平均化する機能も必要で，低域ろ波器20の帯域はこれ
も考慮して設定される。低域ろ波器20出力はＡ−Ｄ変換
器25に入りここで２値デジタル信号の副データ信号Ｄ′
となる。
ている熱雑音及び主データ信号の残留ジッタ成分を抑圧
するもので，その帯域は主データ信号速度の1/m付近に
選択される。副データ信号再生回路19で再生される副デ
ータ信号は，主データ信号のレベルによって信号レベル
が異なる，即ち第３図における▲▼，▲
▼，▲▼で表わされる３種類となる。よっ
て，主データ信号ｍタイムスロットに対応する副データ
信号１タイムスロットの中に先の３種類の信号がランダ
ムに含まれることになるので，低域ろ波器20にはそれら
を平均化する機能も必要で，低域ろ波器20の帯域はこれ
も考慮して設定される。低域ろ波器20出力はＡ−Ｄ変換
器25に入りここで２値デジタル信号の副データ信号Ｄ′
となる。
第４図は副データ信号再生回路19の一例であり,30〜3
5は全波整流回路,36〜39は移相器,40〜42は減算器,43〜
45はアナログスイッチ,46は加算器,47は排他的論理和回
路,48はＱ−選択回路,49は振幅変調器である。50は主
信号位置判別回路である。このような回路は特公昭58−
698号に示されている。
5は全波整流回路,36〜39は移相器,40〜42は減算器,43〜
45はアナログスイッチ,46は加算器,47は排他的論理和回
路,48はＱ−選択回路,49は振幅変調器である。50は主
信号位置判別回路である。このような回路は特公昭58−
698号に示されている。
第４図を簡単に説明すると,50は複合信号に含まれる
主データ信号の位置判別を行う回路で，第１表に示され
るように主データ信号を４つのグループに判別して判別
信号G1,G2,G4,G5を出力する。次に，復調信号P,Qを単に
２てい倍した信号Ｊのみでは，主データ信号が有する先
の４つのグループの違いのために最終的に得られる誤差
信号の中に位相変動，振幅変動成分が含まれるので，前
述の変動分を打消すように用意された信号K,M及び振幅
変調器49を前記位置判別信号で選択及び制御をする。よ
って，信号Ｈは16QAMの主データ信号が完全に除去され
た送信キャリア信号の位相回転成分を検出する位相誤差
信号となる。
主データ信号の位置判別を行う回路で，第１表に示され
るように主データ信号を４つのグループに判別して判別
信号G1,G2,G4,G5を出力する。次に，復調信号P,Qを単に
２てい倍した信号Ｊのみでは，主データ信号が有する先
の４つのグループの違いのために最終的に得られる誤差
信号の中に位相変動，振幅変動成分が含まれるので，前
述の変動分を打消すように用意された信号K,M及び振幅
変調器49を前記位置判別信号で選択及び制御をする。よ
って，信号Ｈは16QAMの主データ信号が完全に除去され
た送信キャリア信号の位相回転成分を検出する位相誤差
信号となる。
第４図の入力信号は送信キャリア信号が主データ信号
によって16QAM変調されているのみならず更に副データ
信号にて2PSK変調された複合変調波となっているので，
信号Ｈは主データ信号が除去された副データ信号とな
る。
によって16QAM変調されているのみならず更に副データ
信号にて2PSK変調された複合変調波となっているので，
信号Ｈは主データ信号が除去された副データ信号とな
る。
尚，副データ信号再生回路19としては，特公昭58−69
8号に示された第６図，第11図の回路も同様に用いるこ
とができる。その場合は電圧制御発振器制御用の信号を
信号Ｈとして用いれば良い。
8号に示された第６図，第11図の回路も同様に用いるこ
とができる。その場合は電圧制御発振器制御用の信号を
信号Ｈとして用いれば良い。
このようにして副データ信号が再生されるが，副デー
タ信号に与えらえる信号レベルの識別余裕度は平均で第
３図における▲▼で表わされる。一方，主
データ信号の識別余裕度は2Lで表わされる。よって，第
３図の例では主データ信号の方が6dB程度良いが，先に
説明したｍの値として８程度を選択すれば，低域ろ波器
20による熱雑音改善度として9dB程度期待でき，結局副
データ信号の符号誤り率特性を主データ信号より約3dB
良くすることができる。
タ信号に与えらえる信号レベルの識別余裕度は平均で第
３図における▲▼で表わされる。一方，主
データ信号の識別余裕度は2Lで表わされる。よって，第
３図の例では主データ信号の方が6dB程度良いが，先に
説明したｍの値として８程度を選択すれば，低域ろ波器
20による熱雑音改善度として9dB程度期待でき，結局副
データ信号の符号誤り率特性を主データ信号より約3dB
良くすることができる。
次に，第２図を参照して主データを再生する手段につ
いて説明する。減衰器11〜14,減算器15,16,加算器17,18
は＋αラジアン移相器及び−αラジアン移相器を構成し
ている。減算器15の出力を例にとって説明すると，減衰
器11の減衰量はtanαに選ばれており，減算器15出力は
Ｐ・cosθ−Ｑ・sinθ・tanα＝Ｋ・cos（θ＋α）で表
わされ，復調信号Ｐに比してαラジアン進んだ信号Ｐ
＋αとなる。同様に，加算器17の出力では，復調信号Ｐ
よりαラジアン遅れた信号Ｐ−α，加算器18の出力で
は，復調信号Ｑよりαラジアン進んだ信号Ｑ＋α，減算
器16の出力ではＱよりαラジアン遅れた信号Ｑ−αとな
る。
いて説明する。減衰器11〜14,減算器15,16,加算器17,18
は＋αラジアン移相器及び−αラジアン移相器を構成し
ている。減算器15の出力を例にとって説明すると，減衰
器11の減衰量はtanαに選ばれており，減算器15出力は
Ｐ・cosθ−Ｑ・sinθ・tanα＝Ｋ・cos（θ＋α）で表
わされ，復調信号Ｐに比してαラジアン進んだ信号Ｐ
＋αとなる。同様に，加算器17の出力では，復調信号Ｐ
よりαラジアン遅れた信号Ｐ−α，加算器18の出力で
は，復調信号Ｑよりαラジアン進んだ信号Ｑ＋α，減算
器16の出力ではＱよりαラジアン遅れた信号Ｑ−αとな
る。
ここで，信号Ｐ−α,Q−αは第３図において，信号点
A1〜A16の場合，±3L,±1Lの値をとる４値信号となる。
よって,A−Ｄ変換器21,24で,0,±1L,±2L,±3Lの識別レ
ベルで多値識別すれば，信号点A1〜A16の場合の主信号
を再生することができる。同様に,P＋α,Q＋αの信号
は，第３図において信号点B1〜B16の場合，±3L,±1Lの
値をとる４値信号となる。よって,A−Ｄ変換器22,23で
0,±1L,±2L,±3Lの識別レベルで多値識別すれば，信号
点B1〜B16の場合での主信号を再生することができる。
よって，論理回路26で信号点A1〜A16とB1〜B16とを判別
する信号となるＡ−Ｄ変換器25の出力の副データ信号に
より，入力信号がA1〜A16の場合Ａ−Ｄ変換器21,24出力
を選択する。一方，入力信号がB1〜B16の場合Ａ−Ｄ変
換器22,23の出力を選択すれば，論理回路26の出力で主
データ信号X1′,X2′,Y1′,Y2′が再生される。
A1〜A16の場合，±3L,±1Lの値をとる４値信号となる。
よって,A−Ｄ変換器21,24で,0,±1L,±2L,±3Lの識別レ
ベルで多値識別すれば，信号点A1〜A16の場合の主信号
を再生することができる。同様に,P＋α,Q＋αの信号
は，第３図において信号点B1〜B16の場合，±3L,±1Lの
値をとる４値信号となる。よって,A−Ｄ変換器22,23で
0,±1L,±2L,±3Lの識別レベルで多値識別すれば，信号
点B1〜B16の場合での主信号を再生することができる。
よって，論理回路26で信号点A1〜A16とB1〜B16とを判別
する信号となるＡ−Ｄ変換器25の出力の副データ信号に
より，入力信号がA1〜A16の場合Ａ−Ｄ変換器21,24出力
を選択する。一方，入力信号がB1〜B16の場合Ａ−Ｄ変
換器22,23の出力を選択すれば，論理回路26の出力で主
データ信号X1′,X2′,Y1′,Y2′が再生される。
ここで，先に述べたように副データ信号の符号誤り率
特性は主データ信号より良いので，副データ信号の誤り
が主データ信号に相加する影響は無視することができ
る。論理回路26の出力のうちX1′,X3′,Y1′,Y3′は論
理回路27に入り，ここでキャリア誤差信号が作成され
る。論理回路27出力で電圧制御発振器28を制御すること
により，キャリア位相同期ループが形成される。論理回
路27を含む位相同期回路の動作は，本出願人による「搬
送波再生回路」（特開昭57−131151）に詳記されている
ので詳しい説明は省略する。
特性は主データ信号より良いので，副データ信号の誤り
が主データ信号に相加する影響は無視することができ
る。論理回路26の出力のうちX1′,X3′,Y1′,Y3′は論
理回路27に入り，ここでキャリア誤差信号が作成され
る。論理回路27出力で電圧制御発振器28を制御すること
により，キャリア位相同期ループが形成される。論理回
路27を含む位相同期回路の動作は，本出願人による「搬
送波再生回路」（特開昭57−131151）に詳記されている
ので詳しい説明は省略する。
第５図は，本発明による変調側の他の実施例の構成を
示し，第１図と同じ部分には同一番号を付している。5
1,52はROM,53,54はＤ−Ａ変換器である。主データ信号X
1,X2,Y1,Y2と副データ信号ＤはROM51,52に入り，ここ
で，第３図における信号点A1〜A16及びB1〜B16を得るた
めに必要なＤ−Ａ変換器53,54の入力データ列に変換さ
れる。ROM51,52及びＤ−Ａ変換器53,54に必要なビット
数は多ければ多い程精度の良い複合変調波が得られる
が,16値の場合は８ビット程度で十分と思われる。この
実施例によれば，第１図に比して回路規模が小さくなる
のはもちろんであるが，副データ信号と主信号間におい
てタイムング合わせの不要なこと，且つ帯域制限を共通
に行うことができる利点を有している。
示し，第１図と同じ部分には同一番号を付している。5
1,52はROM,53,54はＤ−Ａ変換器である。主データ信号X
1,X2,Y1,Y2と副データ信号ＤはROM51,52に入り，ここ
で，第３図における信号点A1〜A16及びB1〜B16を得るた
めに必要なＤ−Ａ変換器53,54の入力データ列に変換さ
れる。ROM51,52及びＤ−Ａ変換器53,54に必要なビット
数は多ければ多い程精度の良い複合変調波が得られる
が,16値の場合は８ビット程度で十分と思われる。この
実施例によれば，第１図に比して回路規模が小さくなる
のはもちろんであるが，副データ信号と主信号間におい
てタイムング合わせの不要なこと，且つ帯域制限を共通
に行うことができる利点を有している。
なお，実施例においては，主信号の変調方式を16値直
交変調として説明したが，本発明は16値以上，即ち,32
値,64値,256値…に対しても同様に適用できることは言
うまでもない。その場合には,D−Ａ変換器及びＡ−Ｄ変
換器のビット数を増し，且つ，α及びｍの値を更には副
データ信号再生回路を主データ信号の多値数に対応した
アナログ搬送波再生回路に変更すれば良い。又，副デー
タ信号と主データ信号はタイミング同期がとれている必
要性はなく，非同期状態であっても動作する。
交変調として説明したが，本発明は16値以上，即ち,32
値,64値,256値…に対しても同様に適用できることは言
うまでもない。その場合には,D−Ａ変換器及びＡ−Ｄ変
換器のビット数を増し，且つ，α及びｍの値を更には副
データ信号再生回路を主データ信号の多値数に対応した
アナログ搬送波再生回路に変更すれば良い。又，副デー
タ信号と主データ信号はタイミング同期がとれている必
要性はなく，非同期状態であっても動作する。
以上の説明により明らかなように，本発明によれば，
副データ信号の変調位相偏移量α，主データ信号の符号
伝送速度f1と副データ信号の符号伝送速度f2の比ｍの値
を適当に選択することによって，主データ信号の符号誤
り率特性を劣化させることなく副データ信号を伝送する
ことができる。なお,16値の場合,mの値として８程度ま
で小さくすることが可能であるなど，これによって得ら
れる効果は大きい。
副データ信号の変調位相偏移量α，主データ信号の符号
伝送速度f1と副データ信号の符号伝送速度f2の比ｍの値
を適当に選択することによって，主データ信号の符号誤
り率特性を劣化させることなく副データ信号を伝送する
ことができる。なお,16値の場合,mの値として８程度ま
で小さくすることが可能であるなど，これによって得ら
れる効果は大きい。
第１図及び第２図は本発明による実施例のそれぞれ変調
側および復調側の構成を示すブロック図，第３図は第１
図の実施例における複合変調波の信号点配置図，第４図
は第２図における副データ信号再生回路のブロック図，
第５図は本発明による変調側の他の実施例の構成を示す
ブロック図である。 図において,1,2,53,54はＤ−Ａ変換器,3,4は低域ろ波
器,5,6は０−π変調器,7はπ/2移相器,8は０−２α変調
器,9は局部発振器,10は直交位相検波器,11〜14は減衰
器,15,16は減算器,17,18は加算器,19は副データ信号再
生回路,20は低域ろ波器,21〜25はＡ−Ｄ変換器,26,27は
論理回路,28は電圧制御発振器。
側および復調側の構成を示すブロック図，第３図は第１
図の実施例における複合変調波の信号点配置図，第４図
は第２図における副データ信号再生回路のブロック図，
第５図は本発明による変調側の他の実施例の構成を示す
ブロック図である。 図において,1,2,53,54はＤ−Ａ変換器,3,4は低域ろ波
器,5,6は０−π変調器,7はπ/2移相器,8は０−２α変調
器,9は局部発振器,10は直交位相検波器,11〜14は減衰
器,15,16は減算器,17,18は加算器,19は副データ信号再
生回路,20は低域ろ波器,21〜25はＡ−Ｄ変換器,26,27は
論理回路,28は電圧制御発振器。
Claims (1)
- 【請求項１】変調側に，符号伝送速度f1なる主データ信
号で変調された直交振幅変調波を符号伝送速度f2（f1＞
f2）なる副データ信号で２αラジアン位相変調して複合
変調波を得る手段を備え，復調側に，前記複合変調波を
直交位相検波して復調信号Ｐ及びＱを得る手段と，少な
くとも前記復調信号Ｐ及びＱを用いた前記主データ信号
の位置を判別する手段とアナログ演算手段とによって前
記主データ信号成分を除去し前記副データ信号を再生す
る手段と，前記復調信号Ｐ及びＱを＋αラジアン移相器
及び−αラジアン移相器を介して多値識別し，得られた
出力データを前記副データ信号により制御して前記主デ
ータ信号を再生する手段とを備えたことを特徴とするデ
ィジタル伝送システム。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62005136A JPH082045B2 (ja) | 1987-01-14 | 1987-01-14 | デイジタル伝送システム |
| AU68587/87A AU589084B2 (en) | 1986-02-08 | 1987-02-06 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
| CA000529181A CA1268828A (en) | 1986-02-08 | 1987-02-06 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
| EP87101752A EP0238822B1 (en) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Composite qam-psk transmission system |
| US07/012,405 US4751478A (en) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
| DE8787101752T DE3785781T2 (de) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Zusammengesetztes qam-psk-uebertragungssystem. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62005136A JPH082045B2 (ja) | 1987-01-14 | 1987-01-14 | デイジタル伝送システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63174438A JPS63174438A (ja) | 1988-07-18 |
| JPH082045B2 true JPH082045B2 (ja) | 1996-01-10 |
Family
ID=11602891
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62005136A Expired - Fee Related JPH082045B2 (ja) | 1986-02-08 | 1987-01-14 | デイジタル伝送システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH082045B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5245236B2 (ja) * | 2006-09-29 | 2013-07-24 | 大日本印刷株式会社 | カラーフィルタ製造装置、カラーフィルタ製造方法、乾燥装置、乾燥方法、表示装置の製造装置、表示装置の製造方法 |
-
1987
- 1987-01-14 JP JP62005136A patent/JPH082045B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63174438A (ja) | 1988-07-18 |
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Legal Events
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