JPH0324090B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ビデオテープレコーダのトラツキン
グ制御に用いられるコントロール信号あるいは回
転ヘツドの回転位相制御に用いられるタツク信号
などのパルス状信号の増幅に使用するパルス増幅
器に関する。

周知のビデオテープレコーダ（VTRという）
は、ほとんどが回転ヘツド形のものであり、従つ
て再生時に磁気テープに記録された映像信号トラ
ツクを回転ヘツドによつて正確にトレースする、
いわゆるトラツキング制御のためには、磁気テー
プ端部に設けられているコントロール・トラツク
に記録されたコントロール信号をコントロールヘ
ツドで再生し、この再生されたコントロール信号
を基準にして磁気テープの走行と回転ヘツドの回
転位相を制御する方法が一般的に採用されてい
る。

ところで、このコントロールトラツクから再生
されたコントロール信号は、一般に数ｍＶ以下の
極めて微弱な信号であるため、パルス整形に先立
つて所定のレベルにまで増幅する必要があり、そ
のため従来は負帰還増幅器などのいわゆるリニア
増幅回路が用いられていた。

第１図に、従来のリニア増幅回路によつて再生
増幅されたコントロール信号波形を示す。

同図のａは、初段のリニア増幅回路によつて増
幅された信号波形であり、実線で示す波形が必要
とするコントロール信号である。前述の如く、コ
ントロールトラツクより再生される信号は非常に
微少であるため十分なＳ／Ｎ比が得難く、加えて
コントロール信号を再生するコントロールヘツド
が比較的大きなインピーダンスを有するために、
外部からの誘導性雑音の影響を受け易く、このた
め、ａの破線に示すような雑音信号が混入して実
線に示すコントロール信号と一緒にリニア増幅さ
れてしまう。

ｂ及びｃは、この初段のリニア増幅回路からの
出力ａを次段のパルス整形回路によつて、更に増
幅してパルス信号に整形した波形を示したもの
で、このうちｂは、このパルス整形回路のしきい
値レベルをａのV₁で示すレベルに設定したとき
の出力波形であり、この場合は所望のコントロー
ル信号だけで取り出すことができる。

しかし、このパルス整形回路のしきい値レベル
がａのV₂で示すレベルに設定されていたとすれ
ば、ｃに示すように所望のコントロール以外に雑
音信号も出力されてしまうから、上述のトラツキ
ング制御が誤動作し再生画が乱れてしまう。

また、初段のリニア増幅回路のバイアスが変動
したり、入力信号レベルが変動したりすれば、こ
のリニア増幅回路のダイナミツク・レンジを越え
てしまい、その出力波形はｄに示すようにダイナ
ミツク・レンジの下限でクリツプされたり、ある
いはｅに示すようにダイナミツク・レンジの上限
でクリツプされてしまうことになる。

このため次段パルス整形回路のしきい値レベル
を前記ａのV₁と同じレベルに設定しておいても、
ｄの場合には、次段パルス整形回路からは何ら信
号が出力されず、従つてトラツキング制御が行な
えなくなり、またｅの場合には、次段パルス整形
回路からはｆに示すように所望のコントロール信
号以外に雑音信号も出力されてしまい、従つて、
いずれにしてもトラツキング制御が誤動作してし
まうことになる。

このため、リニア回路を用いた従来のパルス増
幅回路では、雑音信号を除去してトラツキング制
御を正確に行なうために、初段のリニア増幅回路
のダイナミツク・レンジを広げたり、バイアスの
安定化を図つたりする必要がある上、次段のパル
ス整形回路のしきい値レベルの調整を充分に行な
わなければならないから回路コストが増加し、そ
れでも充分に安定した動作が期待できずトラツキ
ング外れを起して再生画像に乱れを生じ易いとい
う欠点があつた。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除
き、簡単な構成で入力信号に混入した雑音信号を
除去してＳ／Ｎ良く必要なパルス信号だけを増幅
することのできるパルス増幅回路をローコストで
提供するにある。

この目的を達成するため、本発明は、入力信号
が供給される増幅回路を負帰還非反転増幅動作を
するように接続された差動増幅器で構成し、入力
信号のピークレベル近傍だけが増幅されて出力に
取り出されるようにした点を特徴とする。

以下、本発明によるパルス増幅回路の実施例を
図面により詳細に説明する。

第２図は入力信号が正極性のパルス状信号であ
つた場合に適用した本発明の一実施例を示し、第
３図は第２図の各部波形を示す図である。

第２図において、１は信号入力端子、２は出力
端子、３は電源電圧＋Vccの供給端子、１０，２
０は共に差動増幅器であり、ここで差動増幅器１
０は負帰還増幅器として動作し、差動増幅器２０
はコンパレータとして動作する。なお、R₁〜R₅
は低抗、C₁及びC₂はコンデンサ、D₁はダイオー
ドである。

端子１からの入力信号Ａは、コンデンサC₁と
バイアス抵抗R₁，R₂，R₃を介して差動増幅器１
０の＋側端子（非反転入力）に供給される。そし
て、この差動増幅器１０からの出力Ｂは、次段の
差動増幅器２０の＋側端子に供給される。

また、差動増幅器１０の出力はＢは、抵抗R₄
を介して差動増幅器１０の−側端子、及び次段の
差動増幅器２０の−側端子にも供給される。

一方、この差動増幅器１０の−側端子（反転入
力）は、直列接続された抵抗R₅とコンデンサC₂
を介してアース（共通電位点）に接地される。

さらに、この差動増幅器１０からの出力Ｂは、
ダイオードD₁を介して、抵抗R₅とコンデンサC₂
の接続点に供給される。

そして、差動増幅器２０からの出力Ｃが端子２
に出力される。

次に、この差動増幅器１０の動作を第３図の波
形図を用いて説明する。

まず、この第３図の波形図において、波形Ａは
増幅器１０に入力される信号の波形を示したも
の、波形ＢはダイオードD₁を設けた本発明の実
施例における増幅器１０からの出力信号の波形を
示したもの、そして波形B′はダイオードD₁を除
いた場合に増幅器１０から得られる出力信号の波
形を示したものである。

この結果、増幅器１０は、抵抗R₄による直流
負帰還の作用により、出力の動作中心電位V′が、
入力のバイアス抵抗R₁とR₂で定まるバイアス電
圧V₁（第２図）にほぼ等しくなるように、自動的
に設定される。

また、この自動的に現れる設定動作は、ダイオ
ードD₁の働きによつても与えられる上、さらに、
このダイオードD₁のスイツチング作用により、
コンデンサC₂の端子電圧V₃が、上記した動作中
心電位V′にほぼ等しくなるように、高速で初期
設定されるため、増幅器１０が定常的な動作状態
になるまでのトランジエント期間が大幅に短縮さ
れることになるのが、本発明の特徴の一となつて
いるものである。

従つて、波形Ｂでは、後で詳述するように、ダ
イオードD₁の作用により、増幅器１０の出力の
動作中心電位V′が入力信号のピーク近傍に相当
する電位V_P−V_Fに等しくなるように、自動的に
追従して初期設定され、増幅される。

ここで、波形Ｂに示す出力信号の低レベル側
は、この増幅器１０のダイナミツクレンジを越え
て波形がクリツプされる場合を想定して示してあ
るのに対して、ダイオードD₁を用いていない場
合を想定した波形B′では、その動作中心電位
（すなわち、出力の直流平均電位V′）が出力信号
の低レベル側にくるため、増幅器１０のダイナミ
ツクレンジを逸脱せず、従つて、波形クリツプが
現れていない場合を想定して示している。

この増幅器１０の動作について、さらに詳細に
説明すると、まず、ダイオードD₁がない場合の
差動増幅器１０の動作を説明する。

いま、この差動増幅器１０の開ゲインが十分大
きいとすれば、その増幅度Ｇは、良く知られてい
るように次式で近似できる。

Ｇ＝１＋SC₂（R₅＋R₄）／１＋SC₂R₅ ……(1) Ｓ＝ｊ×2πf（ｆは入力信号の周波数であ
る。） なお上式(1)ではコンデンサC₂、抵抗R₄，R₅の
値をそれぞれC₂，R₄，R₅とした。

この(1)式より、コンデンサC₂と抵抗R₅で定ま
る遮断周波数１／2πC₂R₅が、入力信号の周波数
ｆより十分低くなるようにコンデンサC₂、抵抗
R₅の値を定めれば、差動増幅器１０の増幅度Ｇ
は次式で近似できる。

Ｇ＝R₅＋R₄／R₅ ……(2) 従つて端子１からの入力信号Ａ（第３図のＡ）
は差動増幅器１０で上記(2)式の増幅度Ｇに等しく
非反転増幅される。このときの増幅器１０からの
出力を第３図のB′に示す。

いま、この出力B′の直流平均電圧をV′とする
と、ダイオードD₁がない場合は、増幅器１０の
−側の端子電圧V₂及びコンデンサC₂の端子電圧
V₃は共にV′にほぼ等しく、そして、それはまた、
バイアス抵抗R₁とR₂で定まるバイアス電圧V₁に
ほぼ等しくなつている。すなわち、 V′≒V₁≒V₂≒V₃ になつている。従つて、この場合には、公知の差
動増幅器として動作しているにすぎない。

次にこの実施例において設けられているダイオ
ードD₁による動作及び効果を説明する。

前述の如く、ダイオードD₁がない場合は、コ
ンデンサC₂の端子電圧V₃は増幅器１０からの出
力B′の直流平均電圧V′に等しくなる。これに対
し、第２図の如く増幅器１０からの出力をダイオ
ードD₁を介してコンデンサC₂に供給すれば、コ
ンデンサC₂の端子電圧V₃は増幅器１０からの出
力のピークレベルV_Pにほぼ等しくなるように、
さらに厳密にいえば、ダイオードD₁での電圧降
下V_Fを考慮すると、V_P−V_Fという電圧値に等し
くなるように電圧クランプされ、その結果、差動
増幅器１０は常に入力信号Ａのピークレベル近傍
のみを増幅するように負帰還非反転増幅動作す
る。

即ち、まず、第３図のＡに示す入力信号（実線
で示す信号が所望の信号であり、破線で示す信号
は雑音信号である。）が入力端子１に供給される
と、差動増幅器１０で前記(2)式の増幅度Ｇに等し
く非反転増幅される。そして、増幅された出力の
正のピーク信号（第３図Ｂのｂ）が現われると、
そのピークレベルV_pでダイオードD₁が導通して
コンデンサC₂が瞬時的に充電される。

このダイオードD₁が導通したときのダイオー
ドD₁での電圧降下をV_Fとすると、コンデンサC₂
に充電される電圧V₃はV_p−V_Fに等しい。

一方、増幅器１０からの出力信号Ｂの電位が
V_P−V_Fより低く下つた期間では、ダイオードD₁
は非導通となり、従つて、この期間ではコンデン
サC₂は抵抗R₅，R₄を介して放電される。このと
きの放電時定数は増幅器１０の−側端子の入力イ
ンピーダンスが比較的高く、そして、その出力イ
ンピーダンスが比較的低ければ、おおよそC₂×
（R₆＋R₄）で与えられるから、この放電時定数C₂
×（R₅＋R₄）が充分に大きくなるようにしておけ
ば、コンデンサC₂の放電はわずかしか起らない
ようにできる。

一方、コンデンサC₂の充放電は増幅器１０か
ら正のピーク信号ｂが出力されるごとに繰返され
るから、結局、コンデンサC₂の端子電圧V₃は増
幅器１０からの出力ＢのピークレベルVpに応じ
た一定の直流電圧V_p−V_Fにほぼ等しくなるよう
にクランプされることになる。

そして、増幅器１０の一側端子には、このコン
デンサC₂の端子電圧V₃（＝V_p−V_F）とほぼ等し
い電圧V₂が印加されることになり、従つて、増
幅器１０は、常に入力信号Ａのピークレベル近傍
のみを増幅するように負帰還非反転増幅動作する
ことになる。

また、以上の動作原理から明らかなように、こ
の増幅器１０からはダイオードD₁を導通するに
足るだけの出力振幅（即ち、V_Fに等しい振幅で
あり、おおよそ0.7Vである）が得られれば良い
から、この増幅器１０のダイナミツクレンジはわ
ずかで良いことが明らかである。

さらに、増幅器１０は常に負帰還増幅器として
動作し、入力信号Ａのレベルが変動しても、それ
に追随してピークレベルを検知して増幅するか
ら、常に安定した動作が行なわれる。

その上、上述の如く、増幅器１０は入力信号Ａ
のピークレベル近傍をのみ増幅するものであるか
ら、ピークレベル以下の雑音信号を除去すること
ができる。

ところで、増幅器１０のダイナミツクレンジが
広く、かつ入力信号Ａのピークレベル近傍にまで
達するような大振幅の雑音信号が混入した場合に
は、増幅器１０からは、第３図Ｂの破線に示すよ
うに、雑音信号が所望の信号と共に増幅されて出
力されてしまうが、本発明によれば、このような
大振幅の雑音信号をも容易に除去することができ
る。

即ち、第２図に示すように、この実施例では、
差動増幅器２０の＋側端子には増幅器１０からの
出力信号Ｂが供給され、−側端子には前記のV_p−
V_Fにほぼ等しい電圧V₂が印加されるようになつ
ている。従つて、この差動増幅器２０では、出力
信号Ｂと電圧V₂がレベル比較され、その結果、
増幅器２０からは、第３図のＣに示すように、信
号ＢのレベルがV_p−V_F以上になる期間でのみ正
のパルスが出力され、V_p−V_F以下のレベルの雑
音信号は完全に除去されてしまう。

ここで、増幅器１０の−側端子に負帰還される
電圧V₂は、厳密にいえば一定の直流電圧ではな
く、入力信号Ａとほぼ同じ振幅の交流分が乗つて
いるが、増幅器１０の増幅度が充分に大きい場合
には、この交流分は出力信号Ｂの振幅に比して充
分に小さな値になり、無視できるから、この増幅
器１０の−側端子に負帰還される電圧V₂の直流
平均電圧は、上記バイアス電圧V₁にほぼ等しく、
上記コンデンサC₂の端子電圧V₃にもほぼ等しく
なる。また、増幅度が小さく、上記交流分が無視
出来ない場合でも、ダイオードD₁での電圧降下
V_Fにより、差動増幅器２０がコンパレータ（電
圧比較器）として動作するのに充分な差動圧が得
られるので、何れにしても安定したパルス整形を
得ることができる。

なお、以上述べた第２図は、差動増幅器１０か
らの出力を差動増幅器２０によつて増幅器１０の
−側端子に印加される電圧V₂と比較した場合の
実施例であるが、前記したように、V₂とV₃はほ
ぼ等しい電圧であるから、同図の経路に代えて
破線の経路で示すように、コンデンサC₂の端
子電圧V₃を増幅器２０の−側端子に印加するよ
うに接続しても良く、あるいは、これらV₂，V₅
がバイアス抵抗R₁とR₂で定まるバイアス電圧V₁
にほぼ等しくなるように増幅器１０が直流帰還さ
れるから、破線の経路で示すように、このバイ
アス電圧V₁を増幅器２０の−側端子に印加する
ように接続しても良く、これらいずれの場合にお
いても、前記と同じ作用効果を得ることができ
る。

また、以上の第２図の実施例は、入力信号の正
のピークレベルを増幅する場合であるが、この第
２図のダイオードD₁の極性を逆にしてアノード
側をコンデンサC₂側に、カソード側を増幅器１
０の出力側になるよう接続すれば、入力信号の負
のピークレベルをのみ増幅させることができるこ
とは容易に理解できるであろう。

さらに、この第２図の実施例では、差動増幅器
１０に設けてある帰還回路が、第１の抵抗R₄に
対してダイオードD₁及び第２の抵抗R₆からなる
直列回路を並列接続し、これらダイオードD₁及
び第２の抵抗R₅の接続点とアースとの間にコン
デンサC₁を接続した回路で構成されており、こ
の結果、ダイオードD₁がオフになつている期間
での差動増幅器１０による増幅度Ｇが、次式で定
まるようになる。

Ｇ≒（r₄＋r₅）／r₅ ただし、r₄：抵抗R₄の抵抗値 r₅：抵抗R₅の抵抗値 従つて、この実施例によれば、上記増幅度Ｇ
を、これらの抵抗R₄，R₅の抵抗値いかんによつ
て任意に定めることができる。

以上の実施例ではトラツキング制御に用いられ
るコントロール信号を増幅する場合について示し
たが、上記以外に例えばVTRにおける回転ヘツ
ドの回転位相制御に用いられる回転ヘツドの回転
に同期して検出したタツク信号などの一般にパル
ス状信号を増幅する場合に適用できるものであ
り、得られる効果は同じで本発明の主旨をそれる
ものではない。

なお、以上の実施例では、入力段を除けばすべ
て直流結合で回路を構成できるから、集積化が容
易であり、小形でローコストの回路とすることが
できる。

以上説明したように、本発明によれば、信号か
微弱でＳ／Ｎが悪く、しかもレベル変動の多い信
号に対してもノイズを確実に除去することができ
る上、ダイナミツクレンジが狭くても充分安定に
動作するから、従来技術の欠点を除いてVTRの
トラツキング信号などの増幅を安定確実に行なう
ことができ、しかも回路規模が小さくて済むパル
ス増幅回路をローコストで提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のパルス増幅回路の動作を説明す
る波形図、第２図は本発明によるパルス増幅回路
の一実施例を示す回路図、第３図はその動作説明
用の波形図である。 １０，２０……差動増幅器、D₁……ピークホ
ールド用のダイオード、C₂……ピークホールド
用のコンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力信号が非反転入力に供給される差動増幅
   器と、この差動増幅器の出力と該差動増幅器の反
   転入力とを接続する帰還回路と、上記差動増幅器
   の出力信号を入力とするパルス整形手段とを設け
   ると共に、上記帰還回路を、入出力間に接続され
   た第１の抵抗と、同じく入出力間に接続されたダ
   イオードと第２の抵抗からなる直列回路と、これ
   らダイオードと第２の抵抗との接続点と共通電位
   点の間に接続されたコンデンサとで構成し、入力
   信号中の最大レベル近傍に上記差動増幅器の動作
   中心電位が追従するように構成したことを特徴と
   するパルス増幅回路。 ２ 特許請求の範囲第１項において、上記パルス
   整形手段が、上記差動増幅器の反転入力、又は非
   反転入力のいずれかに供給される直流平均電圧を
   一方の入力とし、上記差動増幅器の出力を他方の
   入力として、これら２種の入力の電圧を比較して
   増幅するコンパレータで構成されていることを特
   徴とするパルス増幅回路。