JPH0351124B2 - - Google Patents
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- JPH0351124B2 JPH0351124B2 JP8693581A JP8693581A JPH0351124B2 JP H0351124 B2 JPH0351124 B2 JP H0351124B2 JP 8693581 A JP8693581 A JP 8693581A JP 8693581 A JP8693581 A JP 8693581A JP H0351124 B2 JPH0351124 B2 JP H0351124B2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/10—Angle modulation by means of variable impedance
- H03C3/12—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element
- H03C3/14—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element simulated by circuit comprising active element with at least three electrodes, e.g. reactance-tube circuit
- H03C3/16—Angle modulation by means of variable impedance by means of a variable reactive element simulated by circuit comprising active element with at least three electrodes, e.g. reactance-tube circuit in which the active element simultaneously serves as the active element of an oscillator
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、集積化FM変調器に関するものであ
る。
る。
ICの高集積化にとつては低電圧動作回路が必
要である。しかし、従来のFM変調器は、比較的
高い電源電圧が必要であるという問題点があつ
た。以下に、上記問題点を図面を用いて詳しく説
明する。
要である。しかし、従来のFM変調器は、比較的
高い電源電圧が必要であるという問題点があつ
た。以下に、上記問題点を図面を用いて詳しく説
明する。
まず、低電圧動作回路の必要性は以下の通りで
ある。すなわち、IC内素子の大きさは、耐圧と
関係があり、高耐圧であるほど換言すれば、動作
電圧が高いほど、素子面積が大きくなり、その結
果、チツプサイズが大型化し、歩留りが悪くな
る。このため、低電圧動作を可能として、IC内
素子を小型化することが必要となる。
ある。すなわち、IC内素子の大きさは、耐圧と
関係があり、高耐圧であるほど換言すれば、動作
電圧が高いほど、素子面積が大きくなり、その結
果、チツプサイズが大型化し、歩留りが悪くな
る。このため、低電圧動作を可能として、IC内
素子を小型化することが必要となる。
次に、従来のFM変調器について述べる。第１
図に従来のFM変調器のブロツク図を示す。図に
おいて、１は非安定マルチバイブレータであり、
その発振周波数は、電圧−電流変換用トランジス
タ２のコレクタ電流値に比較するものとする。５
は抵抗であり、４は変調信号の入力端子である。
図に従来のFM変調器のブロツク図を示す。図に
おいて、１は非安定マルチバイブレータであり、
その発振周波数は、電圧−電流変換用トランジス
タ２のコレクタ電流値に比較するものとする。５
は抵抗であり、４は変調信号の入力端子である。
ここでは、家庭用VTRのFM変調器を考える
こととし、変調信号はビデオ信号とする。入力端
子４に入力されるビデオ信号は、同期信号先端が
一定DC電位にクランプされ、かつプリエンフア
シスにより、高域成分が強調され、さらに白およ
び黒側レベルがクリツプされた信号である。
こととし、変調信号はビデオ信号とする。入力端
子４に入力されるビデオ信号は、同期信号先端が
一定DC電位にクランプされ、かつプリエンフア
シスにより、高域成分が強調され、さらに白およ
び黒側レベルがクリツプされた信号である。
いま、第２図のように、入力端子４におけるビ
デオ信号の同期信号先端から100％白レベルまで
をν1（ピーク・ピーク値）とし、白および黒のク
リツプレベル（それぞれWL，BL）をそれぞれ
ａ％，ｂ％とする。ただし、この場合、同期信号
先端から100％白レベルまでを100％とし、各クリ
ツプレベルは同期信号先端から測定するものとす
る。
デオ信号の同期信号先端から100％白レベルまで
をν1（ピーク・ピーク値）とし、白および黒のク
リツプレベル（それぞれWL，BL）をそれぞれ
ａ％，ｂ％とする。ただし、この場合、同期信号
先端から100％白レベルまでを100％とし、各クリ
ツプレベルは同期信号先端から測定するものとす
る。
前記の条件下において、同期信号先端のDC電
位をEsとすると、入力端子４における信号のピ
ーク電位は、 Es＋ａ／100ν1 ……式(1) となる。また、トランジスタ２のエミツタにおけ
る信号の最低電位は、 Es−ｂ／100ν1−VBE ……式(2) たヾしVBE：トランジスタのベース・エミツタ
間電圧、 とる。FM変調器の温度特性や電圧−電流変換直
線性を考慮すると、トランジスタ２のエミツタに
おける信号の最低電位はν1以上必要である。した
がつて、 Es−ｂ／100ν1−VBE＞ν1 ……式(3) となる。この場合、入力端子４における信号のピ
ーク電位は｛（１＋ａ＋ｂ／100）ν1＋VBE）以上とな る。
位をEsとすると、入力端子４における信号のピ
ーク電位は、 Es＋ａ／100ν1 ……式(1) となる。また、トランジスタ２のエミツタにおけ
る信号の最低電位は、 Es−ｂ／100ν1−VBE ……式(2) たヾしVBE：トランジスタのベース・エミツタ
間電圧、 とる。FM変調器の温度特性や電圧−電流変換直
線性を考慮すると、トランジスタ２のエミツタに
おける信号の最低電位はν1以上必要である。した
がつて、 Es−ｂ／100ν1−VBE＞ν1 ……式(3) となる。この場合、入力端子４における信号のピ
ーク電位は｛（１＋ａ＋ｂ／100）ν1＋VBE）以上とな る。
つまり、非安定マルチバイブレータの入力部に
｛（１＋ａ＋ｂ／100）ν1＋VBE｝以上のダイナミツク
レ ンジが必要となる。それ故に、この値に非安定マ
ルチバイブレータ１の動作電圧を加えただけの電
源電圧が、FM変調器としては必要になる。
｛（１＋ａ＋ｂ／100）ν1＋VBE｝以上のダイナミツク
レ ンジが必要となる。それ故に、この値に非安定マ
ルチバイブレータ１の動作電圧を加えただけの電
源電圧が、FM変調器としては必要になる。
第３図に、集積化FM変調器に良く使われる非
安定マルチバイブレータの回路例を示す。図にお
いて、１０はダイオード、１１，１２，１９，２
０，２４，２５は抵抗、１３〜１８はトランジス
タ、２１はコンデンサ、２６は定電圧源である。
また同図において、第１図と同一符号の素子は同
一機能を有するものとする。なお、この回路のの
動作は良く知られているので、その説明は省略す
る。
安定マルチバイブレータの回路例を示す。図にお
いて、１０はダイオード、１１，１２，１９，２
０，２４，２５は抵抗、１３〜１８はトランジス
タ、２１はコンデンサ、２６は定電圧源である。
また同図において、第１図と同一符号の素子は同
一機能を有するものとする。なお、この回路のの
動作は良く知られているので、その説明は省略す
る。
第４図Ａにトランジスタ１７のエミツタ電圧波
形を、また同図Ｂにトランジスタ２２２のベース
電圧波形を示す。電源電圧をＶc.c.，定電圧源２６
の電位をVA，トランジスタのベース・エミツタ
間電圧をVBEとすると、トランジスタ１７のエミ
ツタ最低電位は（VA−3VBE）となる。トランジ
スタ２２のベースに加えられる信号のピーク・ピ
ーク値をν2とすると、トランジスタ２２のエミツ
タ最低電位は、高くとも （VA−3VBE）−ν2−VBE＝VA −ν2−4VBE ……式(4) となる。したがつて、非安定マルチバイブレータ
の動作電圧は、 Ｖc.c.−（VA−ν2−4VBE）＝（Ｖc.c.−VA） ＋ν2＋4VBE ……式(5) となる。
形を、また同図Ｂにトランジスタ２２２のベース
電圧波形を示す。電源電圧をＶc.c.，定電圧源２６
の電位をVA，トランジスタのベース・エミツタ
間電圧をVBEとすると、トランジスタ１７のエミ
ツタ最低電位は（VA−3VBE）となる。トランジ
スタ２２のベースに加えられる信号のピーク・ピ
ーク値をν2とすると、トランジスタ２２のエミツ
タ最低電位は、高くとも （VA−3VBE）−ν2−VBE＝VA −ν2−4VBE ……式(4) となる。したがつて、非安定マルチバイブレータ
の動作電圧は、 Ｖc.c.−（VA−ν2−4VBE）＝（Ｖc.c.−VA） ＋ν2＋4VBE ……式(5) となる。
つぎに、一例として、実用上の諸値を上式に代
入し、非安定マルチバイブレータの動作電圧、入
力部のダイナミツクレンジを計算すると、以下の
ようになる。
入し、非安定マルチバイブレータの動作電圧、入
力部のダイナミツクレンジを計算すると、以下の
ようになる。
（Ｖc.c.−VA）は、第４図Ａに示す波形より、
0.5V程度は必要であり、ν2は、トランジスタ２
２，２３のスイツチ切替え特性より0.5V程度、ν1
は0.5V程度である。また、家庭用VTRのVHS規
格に基づき、ａ＝160，ｂ＝40であり、VBE＝0.7
とすると、非安定マルチバイブレータの動作電圧
は3.8V，入力部のダイナミツクレンジは2.2Vと
なる。したがつて、入力部のダイナミツクレンジ
の占める割合は、37％と、かなり高い。
0.5V程度は必要であり、ν2は、トランジスタ２
２，２３のスイツチ切替え特性より0.5V程度、ν1
は0.5V程度である。また、家庭用VTRのVHS規
格に基づき、ａ＝160，ｂ＝40であり、VBE＝0.7
とすると、非安定マルチバイブレータの動作電圧
は3.8V，入力部のダイナミツクレンジは2.2Vと
なる。したがつて、入力部のダイナミツクレンジ
の占める割合は、37％と、かなり高い。
今後、テープヘツド系の周波数特性の改善に伴
い、クリツプレベルがあげられるようになれば、
入力部においてさらに広いダイナミツクレンジが
必要になるので、ますます低電圧化が困難になつ
てくる。
い、クリツプレベルがあげられるようになれば、
入力部においてさらに広いダイナミツクレンジが
必要になるので、ますます低電圧化が困難になつ
てくる。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、低電圧動作の可能な集積化FM変調器を提
供することにある。
くし、低電圧動作の可能な集積化FM変調器を提
供することにある。
本発明は、前記目的を達成するために、PNP
トランジスタと定電流源で電圧−電流変換回路を
構成し、非安定マルチバイブレータ入力部におけ
る交流電圧ダイナミツクレンジをなくすることに
より、RM変調器の電源電圧の低電圧化を可能に
した点に特徴がある。
トランジスタと定電流源で電圧−電流変換回路を
構成し、非安定マルチバイブレータ入力部におけ
る交流電圧ダイナミツクレンジをなくすることに
より、RM変調器の電源電圧の低電圧化を可能に
した点に特徴がある。
第５図に本発明の一実施例の概略回路図を示
す。図において、５，８は抵抗、６はPNPトラ
ンジスタ、７はNPNトランジスタ、９は定電圧
源である。また、同図において、第１図と同一符
号のものは同一機能を有するものとする。
す。図において、５，８は抵抗、６はPNPトラ
ンジスタ、７はNPNトランジスタ、９は定電圧
源である。また、同図において、第１図と同一符
号のものは同一機能を有するものとする。
入力端子４における同期信号先端電位をEs，
同期信号先端からの交流信号をein，抵抗５の抵
抗値をR5，電源電圧をＶc.c.とする。この時の
PNPトランジスタ６のコレクタ電流は、hFEを無
視すれば、 Ｖc.c.−（Es＋ein＋VBE）／R5 ……式(6) と表わせる。
同期信号先端からの交流信号をein，抵抗５の抵
抗値をR5，電源電圧をＶc.c.とする。この時の
PNPトランジスタ６のコレクタ電流は、hFEを無
視すれば、 Ｖc.c.−（Es＋ein＋VBE）／R5 ……式(6) と表わせる。
また、定電圧源９の電位をE1，抵抗８の抵抗
値をR5とし、同様にhFEを無視すれば、トランジ
スタ７のコレクタ電流は、 E1−VBE／R8 ……式(7) となる。それ故に、非安定マルチバイブレータ１
から流れる電流は、 Ｉ＝E1−VBE／R8−Ｖc.c.−Es−VBE／R5＋ein／R5 ……式(8) と表わせる。
値をR5とし、同様にhFEを無視すれば、トランジ
スタ７のコレクタ電流は、 E1−VBE／R8 ……式(7) となる。それ故に、非安定マルチバイブレータ１
から流れる電流は、 Ｉ＝E1−VBE／R8−Ｖc.c.−Es−VBE／R5＋ein／R5 ……式(8) と表わせる。
すなわち、この電流は、入力端子４の信号に
比例するので、第５図の回路は、第１図に示した
従来例の回路と同様に、FM変調器を構成する。
入力信号einの最低電位einLは、従来例と同様な
条件の下では、 einL＝−ｂ／100v1 ……式(9) で表わされる。それ故に、 ＝E1−VBE／R8−Ｖc.c.−Es−VBE／R5＋１／R5・（
− ｂ／100v1A）＞０ ……式(10) となるように、各回路素子の定数および各部の電
位を選ぶ必要がある。このためには抵抗８の抵抗
値R8を小さくすればよく、容易に実現可能であ
る。
比例するので、第５図の回路は、第１図に示した
従来例の回路と同様に、FM変調器を構成する。
入力信号einの最低電位einLは、従来例と同様な
条件の下では、 einL＝−ｂ／100v1 ……式(9) で表わされる。それ故に、 ＝E1−VBE／R8−Ｖc.c.−Es−VBE／R5＋１／R5・（
− ｂ／100v1A）＞０ ……式(10) となるように、各回路素子の定数および各部の電
位を選ぶ必要がある。このためには抵抗８の抵抗
値R8を小さくすればよく、容易に実現可能であ
る。
トランジスタ７は定電流源であるので、そのベ
ース電位E1は通常1V程度に選べばよい。したが
つて、FM変調器の電源・電圧は、上記1Vに非安
定マルチバイブレータの動作電圧3.8Vを加えた
値でよい。それ故に、電源電圧は、従来に比べ約
1.2V下げられる。その理由について、以下説明
する。
ース電位E1は通常1V程度に選べばよい。したが
つて、FM変調器の電源・電圧は、上記1Vに非安
定マルチバイブレータの動作電圧3.8Vを加えた
値でよい。それ故に、電源電圧は、従来に比べ約
1.2V下げられる。その理由について、以下説明
する。
本発明の一実施例である第５図における１は前
述したように第１図における非安定マルチバイブ
レータ１と同じであり、その具体的回路は第３図
に示されている（第３図における要素２，３，４
以外の回路）。従つて、第３図の非安定マルトバ
イブレータと第５図の本発明の回路とを結合して
説明すると、トランジスタ７のコレクタ電位は非
安定マルチバイブレータを構成するトランジスタ
２２もしくは２３のベース電位により決まる。何
故ならばトランジスタ６およびトランジスタ７は
電流源動作をしているので、トランジスタ７のコ
レクタのノードから見たトランジスタ６とトラン
ジスタ７のコレクタ側はインピーダンスが非常に
高い。通常、数百kΩとなる。一方、トランジス
タ２２，２３はスイツチ動作をしているが、オン
している方のトランジスタはエミツタフオロアの
動作をしているので、インピーダンスは非常に低
い。通常、数十Ωである。従つて、上記ノードの
電位は従来例と同様で、その値は前述の式(4)に記
されるものとなる。なお、この場合、PNPトラ
ンジスタ６の入力ダイナミツクレンジは、非安定
マルチバイブレータ１の動作電圧3.8Vまでとれ
るので、クリツプレベルをあげても問題になるこ
とはない。
述したように第１図における非安定マルチバイブ
レータ１と同じであり、その具体的回路は第３図
に示されている（第３図における要素２，３，４
以外の回路）。従つて、第３図の非安定マルトバ
イブレータと第５図の本発明の回路とを結合して
説明すると、トランジスタ７のコレクタ電位は非
安定マルチバイブレータを構成するトランジスタ
２２もしくは２３のベース電位により決まる。何
故ならばトランジスタ６およびトランジスタ７は
電流源動作をしているので、トランジスタ７のコ
レクタのノードから見たトランジスタ６とトラン
ジスタ７のコレクタ側はインピーダンスが非常に
高い。通常、数百kΩとなる。一方、トランジス
タ２２，２３はスイツチ動作をしているが、オン
している方のトランジスタはエミツタフオロアの
動作をしているので、インピーダンスは非常に低
い。通常、数十Ωである。従つて、上記ノードの
電位は従来例と同様で、その値は前述の式(4)に記
されるものとなる。なお、この場合、PNPトラ
ンジスタ６の入力ダイナミツクレンジは、非安定
マルチバイブレータ１の動作電圧3.8Vまでとれ
るので、クリツプレベルをあげても問題になるこ
とはない。
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、FM変調器を構成する非安定マルチバイブレ
ータの入力部には、交流電圧としてのダイナミツ
クレンジが不要となり、電源電圧を1.2V程度下
げられる。したがつて、IC内における素子の耐
圧を下げられ素子面積を小さくすることが可能と
なり、チツプサイズを小型化して歩留りを向上さ
せることが容易である。また、逆にチツプサイズ
を等しくした場合には、集積度を一層高密度化す
ることができる。さらにまたビデオ信号入力部の
ダイナミツクレンジが広がるので、今後テープヘ
ツド系の周波数特性改善等により、クリツプレベ
ルを上げられるようになれば、本発明の効果はま
すます顕著になる。
ば、FM変調器を構成する非安定マルチバイブレ
ータの入力部には、交流電圧としてのダイナミツ
クレンジが不要となり、電源電圧を1.2V程度下
げられる。したがつて、IC内における素子の耐
圧を下げられ素子面積を小さくすることが可能と
なり、チツプサイズを小型化して歩留りを向上さ
せることが容易である。また、逆にチツプサイズ
を等しくした場合には、集積度を一層高密度化す
ることができる。さらにまたビデオ信号入力部の
ダイナミツクレンジが広がるので、今後テープヘ
ツド系の周波数特性改善等により、クリツプレベ
ルを上げられるようになれば、本発明の効果はま
すます顕著になる。
第１図は従来のFM変調器のブロツク図、第２
図はFM変調器の入力信号を説明するための波形
図、第３図は従来のFM変調器の回路図、第４図
は前記FM変調器の動作波形図、第５図は本発明
の一実施例のブロツク図である。 １……非安定マルチバイブレータ、６……
PNPトランジスタ、９……定電圧源。
図はFM変調器の入力信号を説明するための波形
図、第３図は従来のFM変調器の回路図、第４図
は前記FM変調器の動作波形図、第５図は本発明
の一実施例のブロツク図である。 １……非安定マルチバイブレータ、６……
PNPトランジスタ、９……定電圧源。
Claims (1)
- １ 発振周波数がベースに直流電圧が印加された
トランジスタのエミツタ電流に比例する非安定マ
ルチバイブレータと、ベースに入力信号が供給さ
れるPNPトランジスタと、該PNPトランジスタ
のコレクタに接続された定電流源とを具備し、上
記PNPトランジスタのコレクタと上記非安定マ
ルチバイブレータのトランジスタのエミツタとが
接続された構成を特徴とする集積化FM変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8693581A JPS57202107A (en) | 1981-06-08 | 1981-06-08 | Integrated fm modulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8693581A JPS57202107A (en) | 1981-06-08 | 1981-06-08 | Integrated fm modulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57202107A JPS57202107A (en) | 1982-12-10 |
| JPH0351124B2 true JPH0351124B2 (ja) | 1991-08-05 |
Family
ID=13900718
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8693581A Granted JPS57202107A (en) | 1981-06-08 | 1981-06-08 | Integrated fm modulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57202107A (ja) |
-
1981
- 1981-06-08 JP JP8693581A patent/JPS57202107A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57202107A (en) | 1982-12-10 |
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