JPH0570962B2 - - Google Patents
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- JPH0570962B2 JPH0570962B2 JP57130329A JP13032982A JPH0570962B2 JP H0570962 B2 JPH0570962 B2 JP H0570962B2 JP 57130329 A JP57130329 A JP 57130329A JP 13032982 A JP13032982 A JP 13032982A JP H0570962 B2 JPH0570962 B2 JP H0570962B2
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- voltage
- signal
- resistor
- modulator
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 19
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/92—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、集積化に好適なFM変調器に関する
ものである。
ものである。
従来のFM変調器は、比較的に高い電源電圧を
必要とし、低電力化・ICの高集積化に向かない
という欠点があつた。即ち高電源電圧に伴ない消
費電力は多くなり、またIC内素子は、動作電圧
が高く高耐圧であるほど素子面積が大きくなるの
で、チツプサイズの大型化、さらには歩留りの低
下を招いていた。
必要とし、低電力化・ICの高集積化に向かない
という欠点があつた。即ち高電源電圧に伴ない消
費電力は多くなり、またIC内素子は、動作電圧
が高く高耐圧であるほど素子面積が大きくなるの
で、チツプサイズの大型化、さらには歩留りの低
下を招いていた。
第１図に従来のFM変調器のブロツク図を示
す。第１図において、１は非安定マルチバイブレ
ータであり、その発振周波数は、電圧−電流変換
用トランジスタ２のコレクタ電流値に比例するも
のとする。３は抵抗であり、４は変調信号の入力
端子である。
す。第１図において、１は非安定マルチバイブレ
ータであり、その発振周波数は、電圧−電流変換
用トランジスタ２のコレクタ電流値に比例するも
のとする。３は抵抗であり、４は変調信号の入力
端子である。
ここでは、家庭用VTRのFM変調器を考える
ことにし、変調信号はビデオ信号とする。入力端
子４に入力されるビデオ信号は、同期信号先端が
一定DC電位にクランプされ、かつプリエンフア
シスにより、高域成分が強調され、さらに白およ
び黒側レベルがクリツプされた信号である。
ことにし、変調信号はビデオ信号とする。入力端
子４に入力されるビデオ信号は、同期信号先端が
一定DC電位にクランプされ、かつプリエンフア
シスにより、高域成分が強調され、さらに白およ
び黒側レベルがクリツプされた信号である。
いま第２図のように、入力端子４におけるビデ
オ信号の同期信号先端から100％白レベルまでを
υ1（ピーク・ピーク値）とし、白および黒のクリ
ツプレベル（それぞれWL，BL）をそれぞれａ
％、ｂ％とする。ただし、この場合、同期信号先
端から100％白レベルまでを100％とし、各クリツ
プレベルは同期信号先端から測定するものとす
る。
オ信号の同期信号先端から100％白レベルまでを
υ1（ピーク・ピーク値）とし、白および黒のクリ
ツプレベル（それぞれWL，BL）をそれぞれａ
％、ｂ％とする。ただし、この場合、同期信号先
端から100％白レベルまでを100％とし、各クリツ
プレベルは同期信号先端から測定するものとす
る。
前記の条件下において、同期信号先端のDC電
位をEsとすると、入力端子４における信号のピ
ーク電位は、 Es＋ａ／100υ1 となる。また、トランジスタ２のエミツタにおけ
る信号の最低電位は、 Es−ｂ／100υ1−VBE ただしVBE：トランジスタのベースエミツタ間
電圧、 となる。FM変調器の温度特性や電圧−電流変換
直線性を考慮すると、トランジスタ２のエミツタ
における信号の最低電位はυ1以上必要である。し
たがつて、 Es−ｂ／100υ1−VBE＞υ1 となる。この場合、入力端子４における信号のピ
ーク電位は｛（１＋ａ＋ｂ／100）υ1＋VBE｝以上とな る。
位をEsとすると、入力端子４における信号のピ
ーク電位は、 Es＋ａ／100υ1 となる。また、トランジスタ２のエミツタにおけ
る信号の最低電位は、 Es−ｂ／100υ1−VBE ただしVBE：トランジスタのベースエミツタ間
電圧、 となる。FM変調器の温度特性や電圧−電流変換
直線性を考慮すると、トランジスタ２のエミツタ
における信号の最低電位はυ1以上必要である。し
たがつて、 Es−ｂ／100υ1−VBE＞υ1 となる。この場合、入力端子４における信号のピ
ーク電位は｛（１＋ａ＋ｂ／100）υ1＋VBE｝以上とな る。
つまり、非安定マルチバイブレータの入力部に
｛（１＋ａ＋ｂ／100）υ1＋VBE｝以上のダイナミツク レンジが必要となる。それ故に、この値に非安定
マルチバイブレータ１の動作電圧を加えただけの
電源電圧が、FM変調器としては必要になる。
｛（１＋ａ＋ｂ／100）υ1＋VBE｝以上のダイナミツク レンジが必要となる。それ故に、この値に非安定
マルチバイブレータ１の動作電圧を加えただけの
電源電圧が、FM変調器としては必要になる。
次に第３図に、従来の集積化FM変調器の具体
的回路例を示す。第３図において、１０はダイオ
ード、１１，１２，１９，２０，２１，２２は集
積化抵抗、１３〜１８，２３，２４，２は集積化
トランジスタ、２５は定電圧源、２６は集積化範
囲、２７〜２９は外付抵抗、３，３０は外付調整
抵抗、３１は外付容量、３２〜３４はIC外部端
子、３５は電源ラインである。また第３図におい
て、第１図と同一符号の素子は同一機能を有する
ものとする。なお、この回路の動作は良く知られ
ているので、その説明は省略するが、１０〜３１
によつて非安定マルチバイブレータ１を構成して
いる。
的回路例を示す。第３図において、１０はダイオ
ード、１１，１２，１９，２０，２１，２２は集
積化抵抗、１３〜１８，２３，２４，２は集積化
トランジスタ、２５は定電圧源、２６は集積化範
囲、２７〜２９は外付抵抗、３，３０は外付調整
抵抗、３１は外付容量、３２〜３４はIC外部端
子、３５は電源ラインである。また第３図におい
て、第１図と同一符号の素子は同一機能を有する
ものとする。なお、この回路の動作は良く知られ
ているので、その説明は省略するが、１０〜３１
によつて非安定マルチバイブレータ１を構成して
いる。
ここで第４図Ａにトランジスタ１７のエミツタ
電圧波形を、また同図Ｂにトランジスタ２３のベ
ース電圧波形を示す。電源電圧をVCC、定電圧源
２６の電位をVA、トランジスタのベース・エミ
ツタ間電圧をVBEとすると、トランジスタ１７の
エミツタ最低電位は（VA−3VBE）となる。トラ
ンジスタ２３のベースに加えられる信号のピー
ク・ピーク値をυ2とすると、トランジスタ２３の
エミツタ最低電位は、高くとも （VA−3VBE）−υ2−VBE ＝VA−υ2−4VBE となる。したがつて、非安定マルチバイブレータ
の動作電圧は、 VCC−（VA−υ2−4VBE ＝（VCC−VA）＋υ2＋4VBE となる。
電圧波形を、また同図Ｂにトランジスタ２３のベ
ース電圧波形を示す。電源電圧をVCC、定電圧源
２６の電位をVA、トランジスタのベース・エミ
ツタ間電圧をVBEとすると、トランジスタ１７の
エミツタ最低電位は（VA−3VBE）となる。トラ
ンジスタ２３のベースに加えられる信号のピー
ク・ピーク値をυ2とすると、トランジスタ２３の
エミツタ最低電位は、高くとも （VA−3VBE）−υ2−VBE ＝VA−υ2−4VBE となる。したがつて、非安定マルチバイブレータ
の動作電圧は、 VCC−（VA−υ2−4VBE ＝（VCC−VA）＋υ2＋4VBE となる。
つぎに、一例として、実用上の諸値を上式に代
入し、非安定マルチバイブレータの動作電圧・入
力部のダイナミツクレンジを計算すると、以下の
ようになる。
入し、非安定マルチバイブレータの動作電圧・入
力部のダイナミツクレンジを計算すると、以下の
ようになる。
（VCC−VA）は、第４図Ａに示す波形により、
0.5V程度は必要であり、υ2はトランジスタ２３，
２４のスイツチ切替え特性より0.5V程度、υ1は
0.5V程度である。また家庭用VTRのVHS（登録
商標名）規格に基づき、ａ＝160、ｂ＝40であり、
VBE＝0.7Vとすると、非安定マルチバイブレータ
の動作電圧は3.8V、入力部のダイナミツクレン
ジは2.2Vとなる。したがつて、入力部のダイナ
ミツクレンジの占める割合は、37％と、かなり高
く、低電圧駆動に不向きであつた。
0.5V程度は必要であり、υ2はトランジスタ２３，
２４のスイツチ切替え特性より0.5V程度、υ1は
0.5V程度である。また家庭用VTRのVHS（登録
商標名）規格に基づき、ａ＝160、ｂ＝40であり、
VBE＝0.7Vとすると、非安定マルチバイブレータ
の動作電圧は3.8V、入力部のダイナミツクレン
ジは2.2Vとなる。したがつて、入力部のダイナ
ミツクレンジの占める割合は、37％と、かなり高
く、低電圧駆動に不向きであつた。
今後、テープヘツド系の周波数特性の改善に伴
い、クリツプレベルがあげられるようになれば、
入力部においてさらに広いダイナミツクレンジが
必要になるので、ますます低電圧化が困難になつ
てくる。
い、クリツプレベルがあげられるようになれば、
入力部においてさらに広いダイナミツクレンジが
必要になるので、ますます低電圧化が困難になつ
てくる。
ところで無安定マルチバイブレータ１の発振周
波数は、３１をC0、抵抗３に流れる電流をI0と
すれば、近似的に次式で表わされる。
波数は、３１をC0、抵抗３に流れる電流をI0と
すれば、近似的に次式で表わされる。
≒I0／4C0（VCC−VA）
したがつて発振周波数は容量C0及びVAを決
める集積化抵抗のバラツキにより変動する。そこ
でクランプされたビデオ信号の各電位に対応して
所定の発振周波数を得るため、抵抗３によつて、
同期部先端のDCレベルと100％白レベルに相当す
る発振周波数差を調整し、また抵抗３０によつ
て、同期部先端のDCレベルを所定の発振周波数
に調整している。つまり抵抗３を変化させ、入力
ビデオ信号４に対応した電流変化量を調整する。
また抵抗３０を変化させ、抵抗２８，２９を介し
て放電する電流を変化させ発振周波数を調整する
ものである。
める集積化抵抗のバラツキにより変動する。そこ
でクランプされたビデオ信号の各電位に対応して
所定の発振周波数を得るため、抵抗３によつて、
同期部先端のDCレベルと100％白レベルに相当す
る発振周波数差を調整し、また抵抗３０によつ
て、同期部先端のDCレベルを所定の発振周波数
に調整している。つまり抵抗３を変化させ、入力
ビデオ信号４に対応した電流変化量を調整する。
また抵抗３０を変化させ、抵抗２８，２９を介し
て放電する電流を変化させ発振周波数を調整する
ものである。
しかし、IC外部端子３４，３２の電圧が、第
４図に示すように集積化トランジスタのVBEに依
存しているのに対して、27〜30からなる調整回路
は外付回路であり、IC内外では温特を一致させ
ることは困難なため、発振周波数の温度変動を発
生しやすいという欠点があつた。
４図に示すように集積化トランジスタのVBEに依
存しているのに対して、27〜30からなる調整回路
は外付回路であり、IC内外では温特を一致させ
ることは困難なため、発振周波数の温度変動を発
生しやすいという欠点があつた。
また第３図に示すように、高周波なFM信号が
生じているIC外部端子３２，３４に多くの調整
用外付部品を必要とし、コストアツプ及び他の周
辺回路へのクロトークを生じやすいという欠点が
あつた。
生じているIC外部端子３２，３４に多くの調整
用外付部品を必要とし、コストアツプ及び他の周
辺回路へのクロトークを生じやすいという欠点が
あつた。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、低電圧動作が可能で、発振周波数を簡単な
構成で精度よく設定できる集積化FM変調器を提
供することである。
くし、低電圧動作が可能で、発振周波数を簡単な
構成で精度よく設定できる集積化FM変調器を提
供することである。
本発明は、前記目的を達成するために、ベース
接地型トランジスタのエミツタに抵抗を介して電
圧信号を入力するとともに、抵抗とで定電流源を
構成するトランジスタのコレクタと、上記ベース
接地型トランジスタのコレクタと、非安定マルチ
バイブレータ入力部を接続して、非安定マルチバ
イブレータ入力部における交流電圧ダイナミツク
レンジをなくし、FM変調器の電源電圧の低電圧
を可能にした。また上記各各のトランジスタのエ
ミツタに外付抵抗を接続し、発振周波数の調整を
可能にしたものである。
接地型トランジスタのエミツタに抵抗を介して電
圧信号を入力するとともに、抵抗とで定電流源を
構成するトランジスタのコレクタと、上記ベース
接地型トランジスタのコレクタと、非安定マルチ
バイブレータ入力部を接続して、非安定マルチバ
イブレータ入力部における交流電圧ダイナミツク
レンジをなくし、FM変調器の電源電圧の低電圧
を可能にした。また上記各各のトランジスタのエ
ミツタに外付抵抗を接続し、発振周波数の調整を
可能にしたものである。
以下、本発明の一実施例を第５図により説明す
る。第５図において、３６は集積化容量、３７は
PNPトランジスタ、３８，４１，４４はNPNト
ランジスタ、３９，４０，４３はNPNダイオー
ド、４２はPNPダイオード、４５〜５３は集積
化抵抗、５４は定電流源、５５，５６，５７は外
付調整抵抗、５８〜６０はIC外部端子であり、
第３図と同一機能のものは同一符号を付してあ
る。
る。第５図において、３６は集積化容量、３７は
PNPトランジスタ、３８，４１，４４はNPNト
ランジスタ、３９，４０，４３はNPNダイオー
ド、４２はPNPダイオード、４５〜５３は集積
化抵抗、５４は定電流源、５５，５６，５７は外
付調整抵抗、５８〜６０はIC外部端子であり、
第３図と同一機能のものは同一符号を付してあ
る。
次に第５図の動作を説明する。入力信号４は、
エミフオロを構成しているトランジスタ４４と定
電流源５４を介して、IC外部端子５９からIC外
部へ出力される。
エミフオロを構成しているトランジスタ４４と定
電流源５４を介して、IC外部端子５９からIC外
部へ出力される。
なおトランジスタ４４のベース・エミツタ間電
圧VBEの温特を補償するように入力信号４に温特
をもたせ、IC外部端子５９には温度変動がない
ようにしている。
圧VBEの温特を補償するように入力信号４に温特
をもたせ、IC外部端子５９には温度変動がない
ようにしている。
破線９で囲まれた回路は、PNPトランジスタ
３７のベース電圧を与えるバイアス回路であり、
抵抗５０〜５３の値を適当に選ぶことにより、
PNPトランジスタ３７のエミツタ即ちIC外部端
子５８の電圧に温特のないようにしている。
３７のベース電圧を与えるバイアス回路であり、
抵抗５０〜５３の値を適当に選ぶことにより、
PNPトランジスタ３７のエミツタ即ちIC外部端
子５８の電圧に温特のないようにしている。
また破線８で囲まれた回路は、NPNトランジ
スタ３８のベース電圧を与えるバイアス回路であ
り、抵抗４５〜４８の値を適当に選ぶことによ
り、NPNトランジスタ３８のエミツタ即ちIC外
部端子６０の電圧に温特のないようにしている。
スタ３８のベース電圧を与えるバイアス回路であ
り、抵抗４５〜４８の値を適当に選ぶことによ
り、NPNトランジスタ３８のエミツタ即ちIC外
部端子６０の電圧に温特のないようにしている。
IC外部端子５９の信号は、外部抵抗５６を介
して、ベース接地で用いられているPNPトラン
ジスタ３７のエミツタに入力され、トランジスタ
３７のコレクタ電流信号となる。またNPNトラ
ンジスタ３８と外付抵抗５７により定電流源を構
成しているので、上記トランジスタ３７のコレク
タ電流信号は、非安定マルチバイブレータ１に入
力されることとなり、全体でFM変調器を構成し
ている。
して、ベース接地で用いられているPNPトラン
ジスタ３７のエミツタに入力され、トランジスタ
３７のコレクタ電流信号となる。またNPNトラ
ンジスタ３８と外付抵抗５７により定電流源を構
成しているので、上記トランジスタ３７のコレク
タ電流信号は、非安定マルチバイブレータ１に入
力されることとなり、全体でFM変調器を構成し
ている。
したがつて外付抵抗５６によつて、同期部先端
のDCレベルと100％白レベルに相当する発振周波
数を調整でき、かつ外付抵抗５５，５７によつ
て、同期部先端DCレベルを所定の発振周波数に
調整でき、従来より少ない外付部品で所定の発振
周波数を得ることができる。またIC外部端子５
８，５９，６０は温特を有さないので、発振周波
数の温度変動が生じないこととなる。
のDCレベルと100％白レベルに相当する発振周波
数を調整でき、かつ外付抵抗５５，５７によつ
て、同期部先端DCレベルを所定の発振周波数に
調整でき、従来より少ない外付部品で所定の発振
周波数を得ることができる。またIC外部端子５
８，５９，６０は温特を有さないので、発振周波
数の温度変動が生じないこととなる。
ところでポータブルVTR等では、使い勝手の
向上をはかるため、小型・軽量化が要求される。
そこで抵抗をセラミツク基板上に厚膜抵抗で形成
して集積化するとともに、厚膜抵抗にレーザをあ
て厚膜抵抗をけずつて抵抗値を増加させることに
よつて、抵抗値の調整を高速かつ自動的に行なう
レーザトリミング技術が必須技術として広く用い
られている。
向上をはかるため、小型・軽量化が要求される。
そこで抵抗をセラミツク基板上に厚膜抵抗で形成
して集積化するとともに、厚膜抵抗にレーザをあ
て厚膜抵抗をけずつて抵抗値を増加させることに
よつて、抵抗値の調整を高速かつ自動的に行なう
レーザトリミング技術が必須技術として広く用い
られている。
本発明によれば、上記レーザトリミング技術を
用いて発振周波数を調整する場合、抵抗５５，５
７のトリミング調整（抵抗値は増加）により、発
振周波数が前者では高くなり、後者では低くなる
ので、抵抗５５，５７を最初から最適値に設定で
き、調整時間が短かくてよいという利点がある。
また抵抗５５，５７のトリミング調整において、
一方の抵抗の値を大きくしすぎた場合には、もう
一方の抵抗の値をトリミングによつて大きくする
ことができ、容易に高精度な調整が可能である。
用いて発振周波数を調整する場合、抵抗５５，５
７のトリミング調整（抵抗値は増加）により、発
振周波数が前者では高くなり、後者では低くなる
ので、抵抗５５，５７を最初から最適値に設定で
き、調整時間が短かくてよいという利点がある。
また抵抗５５，５７のトリミング調整において、
一方の抵抗の値を大きくしすぎた場合には、もう
一方の抵抗の値をトリミングによつて大きくする
ことができ、容易に高精度な調整が可能である。
ところでトランジスタ３８は定電流源であるの
で、そのベース電位VBは通常1V程度に選べばよ
い。したがつてFM変調器の電源電圧３５として
は、上位1Vに非安定マルチバイブレータ１の動
作電圧3.8Vを加えた値でよく、従来と比べ約
1.2V下げられる。
で、そのベース電位VBは通常1V程度に選べばよ
い。したがつてFM変調器の電源電圧３５として
は、上位1Vに非安定マルチバイブレータ１の動
作電圧3.8Vを加えた値でよく、従来と比べ約
1.2V下げられる。
つまり、本発明によれば、FM変調器を構成す
る非安定マルチバイブレータの入力部には、交流
電圧信号としてのダイナミツクレンジが不要とな
り、電源電圧を1.2V程度下げられる。したがつ
て、IC内における素子の耐圧を下げられ素子面
積を小さくすることが可能になり、チツプサイズ
を小型化して歩留りを向上させることが容易であ
る。また、逆にチツプサイズを等しくした場合に
は、集積度を一層高密度化することができる。
る非安定マルチバイブレータの入力部には、交流
電圧信号としてのダイナミツクレンジが不要とな
り、電源電圧を1.2V程度下げられる。したがつ
て、IC内における素子の耐圧を下げられ素子面
積を小さくすることが可能になり、チツプサイズ
を小型化して歩留りを向上させることが容易であ
る。また、逆にチツプサイズを等しくした場合に
は、集積度を一層高密度化することができる。
また本発明によつて、容量３６の両端を上述の
調整のためにIC外部端子にする必要がなくなり、
第５図に示すように容量３６を集積化することが
可能になり、IC外部端子数を２個削減できるば
かりでなく、以下の効果がある。
調整のためにIC外部端子にする必要がなくなり、
第５図に示すように容量３６を集積化することが
可能になり、IC外部端子数を２個削減できるば
かりでなく、以下の効果がある。
容量を周辺部品とする場合、ICの外部端子は、
隣接ピンとの関係などから浮遊容量値が異なるの
で、この影響を小さくするため、容量値Ｃとして
は、数十PFが必要となる。その場合の電流I0、
すなわち4c（VCC−VA）は、集積化の場合に比
べて数倍の値となる。
隣接ピンとの関係などから浮遊容量値が異なるの
で、この影響を小さくするため、容量値Ｃとして
は、数十PFが必要となる。その場合の電流I0、
すなわち4c（VCC−VA）は、集積化の場合に比
べて数倍の値となる。
これに対して容量内蔵の場合は、外部端子が不
要なので、ピンの浮遊容量のアンバランスを考慮
する必要がなく、容量を小さくすることができ
る。一例として、Ｃ＝100PF、Ｃ＝10PFとする
と、I′0／I0＝0.25となり、消費電流を１／４にする ことができ、低電力化をはかれる。
要なので、ピンの浮遊容量のアンバランスを考慮
する必要がなく、容量を小さくすることができ
る。一例として、Ｃ＝100PF、Ｃ＝10PFとする
と、I′0／I0＝0.25となり、消費電流を１／４にする ことができ、低電力化をはかれる。
また高周波成分がIC外部に洩れなくなり、他
へのクロストークを解消できるという利点があ
る。
へのクロストークを解消できるという利点があ
る。
また第６図に本発明の他の実施例を示す。第６
図にて、６１，６２，６３は調整用外付抵抗であ
り、第５図と同一機能を有するものは同一番号を
付してある。第６図において、IC外部端子５９
にIC内部から出力された電圧信号は、抵抗６１
を介して、ベースが接地されているNPNトラン
ジスタ３８のエミツタに入力され、上記トランジ
スタ３８のコレクタ電流信号に交換される。一方
PNPトランジスタ３７と外付抵抗６２により定
電流源を構成しているので、上記コレクタ電流信
号は、非安定マルチバイブレータ１に入力される
こととなる。また同期部先端のDCレベルと100％
白レベルの発振周波数差は抵抗６１にて調整で
き、発振周波数は抵抗６２，６３で調整できるも
のである。したがつて第５図に示した回路例の場
合と同様の効果が得られることは明白である。な
お第５図の回路例に比して第６図の回路では、上
記コレクタ電流信号が通過するベース接地トラン
ジスタを周波数特性のよいNPNトランジスタで
構成しているので、入力信号４をより高域まで
FM変調できるという利点がある。
図にて、６１，６２，６３は調整用外付抵抗であ
り、第５図と同一機能を有するものは同一番号を
付してある。第６図において、IC外部端子５９
にIC内部から出力された電圧信号は、抵抗６１
を介して、ベースが接地されているNPNトラン
ジスタ３８のエミツタに入力され、上記トランジ
スタ３８のコレクタ電流信号に交換される。一方
PNPトランジスタ３７と外付抵抗６２により定
電流源を構成しているので、上記コレクタ電流信
号は、非安定マルチバイブレータ１に入力される
こととなる。また同期部先端のDCレベルと100％
白レベルの発振周波数差は抵抗６１にて調整で
き、発振周波数は抵抗６２，６３で調整できるも
のである。したがつて第５図に示した回路例の場
合と同様の効果が得られることは明白である。な
お第５図の回路例に比して第６図の回路では、上
記コレクタ電流信号が通過するベース接地トラン
ジスタを周波数特性のよいNPNトランジスタで
構成しているので、入力信号４をより高域まで
FM変調できるという利点がある。
以上説明したように、本発明によれば、電源電
圧を低下でき、低電力化・ICチツプサイズの小
型化をはかれるとともに、少ない周辺部品で精度
のよいFM変調器を実現できる。
圧を低下でき、低電力化・ICチツプサイズの小
型化をはかれるとともに、少ない周辺部品で精度
のよいFM変調器を実現できる。
第１図は従来のFM変調器のブロツク図、第２
図はFM変調器の入力信号を説明する波形図、第
３図は従来のFM変調器の回路図、第４図は従来
のFM変調器の動作波形図、第５図は本発明の一
実施例を示す回路図、第６図は本発明の他の実施
例を示す回路図である。 １……非安定マルチバイブレータ、４……人力
電圧信号、３，３０，５６，５７，６１，６２…
…調整用外付抵抗、５６……集積化容量、３７…
…PNPトランジスタ、３８……NPNトランジス
タ。
図はFM変調器の入力信号を説明する波形図、第
３図は従来のFM変調器の回路図、第４図は従来
のFM変調器の動作波形図、第５図は本発明の一
実施例を示す回路図、第６図は本発明の他の実施
例を示す回路図である。 １……非安定マルチバイブレータ、４……人力
電圧信号、３，３０，５６，５７，６１，６２…
…調整用外付抵抗、５６……集積化容量、３７…
…PNPトランジスタ、３８……NPNトランジス
タ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ベースに直流電圧が印加された第１のトラン
ジスタと、該第１のトランジスタと反転導電形で
ベースに直流電圧が印加された第２のトランジス
タと、 入力端に印加された電流信号に応じて発振周波
数が変化する非安定マルチバイブレータとを有
し、 該第１のトランジスタもしくは該第２のトラン
ジスタのエミツタに抵抗を介して信号を入力し、 該第１のトランジスタのコレクタと該第２のト
ランジスタのコレクタと該安定マルチバイブレー
タの入力端とを接続した ことを特徴とする集積化FM変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57130329A JPS5922492A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 集積化ｆｍ変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57130329A JPS5922492A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 集積化ｆｍ変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5922492A JPS5922492A (ja) | 1984-02-04 |
| JPH0570962B2 true JPH0570962B2 (ja) | 1993-10-06 |
Family
ID=15031750
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57130329A Granted JPS5922492A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 集積化ｆｍ変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5922492A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60150865U (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-07 | 三洋電機株式会社 | 周波数及び周波数偏移調整回路 |
| JPS6277562U (ja) * | 1985-11-05 | 1987-05-18 | ||
| JPH04210537A (ja) * | 1990-12-14 | 1992-07-31 | Masaaki Koishi | 供給量指示器付給餌機 |
| KR100188104B1 (ko) * | 1995-11-30 | 1999-06-01 | 김광호 | 퓨징시스템을 이용한 주파수변조신호 출력회로 |
-
1982
- 1982-07-28 JP JP57130329A patent/JPS5922492A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5922492A (ja) | 1984-02-04 |
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