JPH0364107A - 演算増幅器に用いられる利得帯域幅積増加回路 - Google Patents
演算増幅器に用いられる利得帯域幅積増加回路Info
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的コ
（産業上の利用分野）
本発明はＭＯＳ形トランジスタからなる演算増幅器に係
わり、特に利得帯域幅積を増加させた演算増幅器に用い
られる利得帯域幅積増加回路に関する。
わり、特に利得帯域幅積を増加させた演算増幅器に用い
られる利得帯域幅積増加回路に関する。
（従来の技術）
一般に、演算増幅器は基本的に３段階に構成される。
即ち、初段は増幅対象である電気信号が入力される入力
段であり、中間段は上記信号の電気的レベルを増幅する
に有効な利得段であり、最終段は出力段である。更に、
いわゆる平衡コンデンサが上記利得段の入出力間に設け
られる。
段であり、中間段は上記信号の電気的レベルを増幅する
に有効な利得段であり、最終段は出力段である。更に、
いわゆる平衡コンデンサが上記利得段の入出力間に設け
られる。
このような構成を有する演算増幅器の例が、”Ｔｈｅ
ｌ１ｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｏｐ Ａｇ＋ｐ：ａ ｔｕｔ
ｏｒｉａｌ ５ｔｕｄｙ”、 ＩＥＥＥ ５ｏｌｉｄ−
ｓｔａｔｅ Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、Ｖｏ１、５Ｃ−９，ｐ
ａｇｅｓ ３１４−３３２、Ｄｅｃｅｗ＋ｂｅｒ、 １
９７４．に掲載されている。
ｌ１ｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｏｐ Ａｇ＋ｐ：ａ ｔｕｔ
ｏｒｉａｌ ５ｔｕｄｙ”、 ＩＥＥＥ ５ｏｌｉｄ−
ｓｔａｔｅ Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ、Ｖｏ１、５Ｃ−９，ｐ
ａｇｅｓ ３１４−３３２、Ｄｅｃｅｗ＋ｂｅｒ、 １
９７４．に掲載されている。
また、演算増幅器において差動利得が１となるユニティ
ゲイン周波数ｆｕは、通常、利得帯域幅積ＧＢＷＰに一
致し、以下の関係式で与えられる。
ゲイン周波数ｆｕは、通常、利得帯域幅積ＧＢＷＰに一
致し、以下の関係式で与えられる。
ｆｕ＝ ＜１／２）Ｘ （ｇｍ／Ｃｃ）＝ＧＢＷＰ
＝ＡｏＸｆｄ
ここで、ｇｍは入力段の相互コンダクタンスであり、Ｃ
ｃは平衡コンデンサの容量であり、ＡＯは直流利得であ
り、ｆｄは利得が減少し始める周波数値である。
ｃは平衡コンデンサの容量であり、ＡＯは直流利得であ
り、ｆｄは利得が減少し始める周波数値である。
ユニティゲイン周波数ｆｕの値は、事実上、回路製作技
術により一定値に設定される。その理由は、ユニティゲ
イン周波数ｆｕの値は、いわゆる位相境界面で生ずる周
波数応答の劣化を減らすため、再生増幅器を有するシス
テムの安定性を示す特性根である主要極の値に近付き過
ぎない程度に上記主要極の値よりも低く設定すべきもの
であることによる。
術により一定値に設定される。その理由は、ユニティゲ
イン周波数ｆｕの値は、いわゆる位相境界面で生ずる周
波数応答の劣化を減らすため、再生増幅器を有するシス
テムの安定性を示す特性根である主要極の値に近付き過
ぎない程度に上記主要極の値よりも低く設定すべきもの
であることによる。
特に、周波数応答の劣化を非常に低く押−さえなければ
ならないオーディオ分野において、例えば演算増幅器を
いわゆるｌ５ＤＮ網でライントライバとして用いる場合
、ユニティゲイン周波数ｆｕに一致する利得帯域幅積を
可能な限り増加させなければならない。
ならないオーディオ分野において、例えば演算増幅器を
いわゆるｌ５ＤＮ網でライントライバとして用いる場合
、ユニティゲイン周波数ｆｕに一致する利得帯域幅積を
可能な限り増加させなければならない。
このような要求を満たすべく、従来、ユニティゲイン周
波数ｆｕに比べて充分に低い周波数において、演算増幅
器からの開ループ周波数応答におけるいわゆる双極子を
取り込む解決策が提案されている。
波数ｆｕに比べて充分に低い周波数において、演算増幅
器からの開ループ周波数応答におけるいわゆる双極子を
取り込む解決策が提案されている。
この提案によれば、位相境界面の値を無視できる量にす
る傾向にあるけれども、演算増幅器の安定性は、本質的
に、演算増幅器の伝達関数０４゜において、演算増幅器
の安定性を定める一対の極及び零点をＳ平面」二にいか
に配置するかの問題に帰着できる。
る傾向にあるけれども、演算増幅器の安定性は、本質的
に、演算増幅器の伝達関数０４゜において、演算増幅器
の安定性を定める一対の極及び零点をＳ平面」二にいか
に配置するかの問題に帰着できる。
そのようなアプローチが、増幅器の入力段に上記双極子
をどのように配置するかに関連して、例えば、’Ａ １
１０ｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｐ−ｃｈａｎｎｅｌ ＪＦＥＴ
ｑｕａｄ ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｔ ａｎ＋ｐｌｉｆ
ｉｅｒ、 、、 、 ＩＥＥＥ ｊｏｕｒｎａｌ Ｏｆ
５ｏｌｄ ５ｔａｔｅ Ｃｌｒｃｕｉ℃ｓ Ｖｏ１、
５Ｃ−２２Ｎｏ、６ Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９８７に掲
載されている。
をどのように配置するかに関連して、例えば、’Ａ １
１０ｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｐ−ｃｈａｎｎｅｌ ＪＦＥＴ
ｑｕａｄ ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｔ ａｎ＋ｐｌｉｆ
ｉｅｒ、 、、 、 ＩＥＥＥ ｊｏｕｒｎａｌ Ｏｆ
５ｏｌｄ ５ｔａｔｅ Ｃｌｒｃｕｉ℃ｓ Ｖｏ１、
５Ｃ−２２Ｎｏ、６ Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９８７に掲
載されている。
（発明が解決しようとする課題〉
しかしながら、上記アプローチは、基本的にはその目的
を達成するものであるけれども、バイポーラＪＦＥＴ型
のトランジスタから構成される増幅段にのみ実質的に適
用できるものであり、ＭＯＳ形トランジスタから構成さ
れる増幅段には適用できないという問題があった。
を達成するものであるけれども、バイポーラＪＦＥＴ型
のトランジスタから構成される増幅段にのみ実質的に適
用できるものであり、ＭＯＳ形トランジスタから構成さ
れる増幅段には適用できないという問題があった。
その理由は、ＭＯＳ形トランジスタの相互コンダクタン
ス値は、該トランジスタの大きさ及び与えられるバイア
ス電流のため、バイポーラトランジスタの相互コンダク
タンス値よりも非常に小さくなり、従来の技術に基づ＜
ＭＯＳ形トランジスタから構成される演算増幅器内に一
対の極及び零点をＳ平面上に配置する場合、得ようとす
る効果を得るためには、トランジスタのサイズを非常に
大きくして大きな電流を流さなければならないからであ
る。
ス値は、該トランジスタの大きさ及び与えられるバイア
ス電流のため、バイポーラトランジスタの相互コンダク
タンス値よりも非常に小さくなり、従来の技術に基づ＜
ＭＯＳ形トランジスタから構成される演算増幅器内に一
対の極及び零点をＳ平面上に配置する場合、得ようとす
る効果を得るためには、トランジスタのサイズを非常に
大きくして大きな電流を流さなければならないからであ
る。
そこで、本発明は上記従来技術の問題点を解消するもの
で、その目的とするところは、ＭＯＳ形トランジスタを
用いてもサイズが大きくなることがなく、かつ演算増幅
器の安定性が損なわれること無く利得帯域幅積を増加さ
せることができる演算増幅器に用いられる利得帯域幅積
増加回路を提供することである。
で、その目的とするところは、ＭＯＳ形トランジスタを
用いてもサイズが大きくなることがなく、かつ演算増幅
器の安定性が損なわれること無く利得帯域幅積を増加さ
せることができる演算増幅器に用いられる利得帯域幅積
増加回路を提供することである。
［発明のｆ［］
（課題を解決するための手段）
上記課題を解決するための本発明は、演算増幅器（１）
の入力段（２）に差動増幅段〈５）を有するＣＭＯＳ形
トランジスタからなる演算増幅器に用いられる利得帯域
幅積増加回路において、前記入力段（２）は、該入力段
（２〉の相互コンダクタンス（ｇｍ）を増加するため負
の値の抵抗器の機能に対応する特徴的な機能を有する一
対の能動素子（Ｍ３、Ｍ４）と、前記演算増幅器〈１）
からの周波数応答において一対の極／零点を取り入れる
ため、前記能動素子（Ｍ３、Ｍ４）の対応するーにそれ
ぞれ関連する一対のコンデンサ（ＣＦ３、ＣＦ４）と、
前記零点の周波数値ｆｚを前記極の周波数値ｆｐから所
定の距離離れ、かつ前記演算増幅Ｈ（１）のユニティゲ
イン周波数ｆｕよりも低い周波数へ配置させるため、前
記差動増幅段（５）に交差して接続される付加入力段〈
６〉とを備えたことを特徴とする。
の入力段（２）に差動増幅段〈５）を有するＣＭＯＳ形
トランジスタからなる演算増幅器に用いられる利得帯域
幅積増加回路において、前記入力段（２）は、該入力段
（２〉の相互コンダクタンス（ｇｍ）を増加するため負
の値の抵抗器の機能に対応する特徴的な機能を有する一
対の能動素子（Ｍ３、Ｍ４）と、前記演算増幅器〈１）
からの周波数応答において一対の極／零点を取り入れる
ため、前記能動素子（Ｍ３、Ｍ４）の対応するーにそれ
ぞれ関連する一対のコンデンサ（ＣＦ３、ＣＦ４）と、
前記零点の周波数値ｆｚを前記極の周波数値ｆｐから所
定の距離離れ、かつ前記演算増幅Ｈ（１）のユニティゲ
イン周波数ｆｕよりも低い周波数へ配置させるため、前
記差動増幅段（５）に交差して接続される付加入力段〈
６〉とを備えたことを特徴とする。
（実施例）
以下本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例に係わる演算増幅器に用いら
れる利得帯域幅積増加回路の回路図であり、第２図は上
記利得帯域幅積増加回路が組み込まれた演算増幅器のブ
ロック図である。
れる利得帯域幅積増加回路の回路図であり、第２図は上
記利得帯域幅積増加回路が組み込まれた演算増幅器のブ
ロック図である。
第２図に示すように、演算増幅器１は増幅されるべき電
気信号を入力する入力段２と、該入力段２との協働によ
り上記電気信号のレベルを増幅する中間利得段３と、該
中間利得段３で増幅された電気信号を出力する出力段４
とがカスゲート状に連結されて構成される。また、上記
入力段２と上記出力段４の間には演算増幅器１の周波数
応答である伝達関数Ｇ、、、の主要極の値ｆ ＜１、別
置すれば直流利得が減少し始める周波数値ｆｄを効果的
に調整する平衡コンデンサＣが設けられている。
気信号を入力する入力段２と、該入力段２との協働によ
り上記電気信号のレベルを増幅する中間利得段３と、該
中間利得段３で増幅された電気信号を出力する出力段４
とがカスゲート状に連結されて構成される。また、上記
入力段２と上記出力段４の間には演算増幅器１の周波数
応答である伝達関数Ｇ、、、の主要極の値ｆ ＜１、別
置すれば直流利得が減少し始める周波数値ｆｄを効果的
に調整する平衡コンデンサＣが設けられている。
」二記入力段２は、第１図に示すように、入力した電気
信号を差動増幅する差動増幅段５と、該差動増幅段５を
補助する付加入力段６と、該付加入力段６及び上記差動
増幅段５において増幅された電気信号を中間利得段３へ
送るための従来と同様の接続口Ｎ７とから構成される。
信号を差動増幅する差動増幅段５と、該差動増幅段５を
補助する付加入力段６と、該付加入力段６及び上記差動
増幅段５において増幅された電気信号を中間利得段３へ
送るための従来と同様の接続口Ｎ７とから構成される。
差動増幅段５は正電位端子ＶＤにドレイン電極をそれぞ
れ接続する一対のｐチャネルＭＯＳ形トランジスタＭ７
、Ｍ８と、該トランジスタＭ７、Ｍ８のソース電極にド
レイン電極Ｄ１．Ｄ２をそれぞれ接続する同サイズの一
対の互いに並列接続したエンハンスメント形のｎチャネ
ルＭＯＳ形トランジスタＭ１、Ｍ２とを備える。
れ接続する一対のｐチャネルＭＯＳ形トランジスタＭ７
、Ｍ８と、該トランジスタＭ７、Ｍ８のソース電極にド
レイン電極Ｄ１．Ｄ２をそれぞれ接続する同サイズの一
対の互いに並列接続したエンハンスメント形のｎチャネ
ルＭＯＳ形トランジスタＭ１、Ｍ２とを備える。
ｐチャネルＭＯ８形トランジスタＭ７、Ｍ８はそのゲー
トをソースにそれぞれ接続してダイオードの機能を有す
る。
トをソースにそれぞれ接続してダイオードの機能を有す
る。
一対のＭＯＳ形トランジスタＭ１、Ｍ２は、ゲート電極
Ｇ１、Ｇ２にそれぞれ入力される２つの電流信号の差で
ある差動入力信号をドレインからソースへそれぞれ流れ
る２つの出力電流の値の差である差動出力電流信号に換
えて増幅する。
Ｇ１、Ｇ２にそれぞれ入力される２つの電流信号の差で
ある差動入力信号をドレインからソースへそれぞれ流れ
る２つの出力電流の値の差である差動出力電流信号に換
えて増幅する。
また、差動増幅段５は上記トランジスタＭ１のソース電
極Ｓ１にドレイン電極Ｄ３を接続するｎチャネルＭＯＳ
形トランジスタＭ３と、ｎチャネルＭＯＳ形トランジス
タＭ２のソース電極８２にドレイン電極Ｄ４を接続する
ｎチャネルＭＯＳ形トランジスタＭ４と、トランジスタ
Ｍ３、Ｍ４のそれぞれのソース電極Ｓ３、Ｓ４からの電
流をノードＮを介して負の第１電位端子ＶＳへ一定量流
す定電流発生器ＩＳとを備える。
極Ｓ１にドレイン電極Ｄ３を接続するｎチャネルＭＯＳ
形トランジスタＭ３と、ｎチャネルＭＯＳ形トランジス
タＭ２のソース電極８２にドレイン電極Ｄ４を接続する
ｎチャネルＭＯＳ形トランジスタＭ４と、トランジスタ
Ｍ３、Ｍ４のそれぞれのソース電極Ｓ３、Ｓ４からの電
流をノードＮを介して負の第１電位端子ＶＳへ一定量流
す定電流発生器ＩＳとを備える。
ここで、トランジスタＭ３、Ｍ４のゲート電極Ｇ３、Ｇ
４は、互いに他方のトランジスタＭ４、Ｍ３のドレイン
電極Ｄ４、Ｄ３に互いに交差してそれぞれ接続する。
４は、互いに他方のトランジスタＭ４、Ｍ３のドレイン
電極Ｄ４、Ｄ３に互いに交差してそれぞれ接続する。
このような構成を有するトランジスタＭ３、Ｍ４は、ト
ランジスタＭ１、Ｍ２のドレインからソースへそれぞれ
流れる出力電流の値の差である差動出力電流信号の変動
を高める働きをする。それで、トランジスタＭ３、Ｍ４
は差動増幅段５の相互コンダクタンスの値ｇｍを増加さ
せる。
ランジスタＭ１、Ｍ２のドレインからソースへそれぞれ
流れる出力電流の値の差である差動出力電流信号の変動
を高める働きをする。それで、トランジスタＭ３、Ｍ４
は差動増幅段５の相互コンダクタンスの値ｇｍを増加さ
せる。
さらに、差動増幅段５は一方端を上記トランジスタＭ３
のドレイン電極Ｄ３に接続し他方端を負の第２電位端子
ＶＳに接続するコンデンサＣＦ３と、一方端を上記トラ
ンジスタＭ４のドｌ／イン電極Ｄ４に接続し他方端を負
の第３電位端子ＶＳに接続するコンデンサＣＦ４とから
構成される。
のドレイン電極Ｄ３に接続し他方端を負の第２電位端子
ＶＳに接続するコンデンサＣＦ３と、一方端を上記トラ
ンジスタＭ４のドｌ／イン電極Ｄ４に接続し他方端を負
の第３電位端子ＶＳに接続するコンデンサＣＦ４とから
構成される。
一対のコンデンサＣＦ３、ＣＦ４は、トランジスタＭ３
、Ｍ４によって高められた差動出力電流信号の変動波形
を変えることにより、演算増幅器１の周波数応答である
伝達関数Ｇ０．の一対の極の周波数ｆｐ及び零点の周波
数ｆＺｏをＳ平面の所定の位置に配置させる。
、Ｍ４によって高められた差動出力電流信号の変動波形
を変えることにより、演算増幅器１の周波数応答である
伝達関数Ｇ０．の一対の極の周波数ｆｐ及び零点の周波
数ｆＺｏをＳ平面の所定の位置に配置させる。
ここで、伝達関数Ｇ 、ｓ、における零点の周波数ｆＺ
ｏはＳ平面上の右側の半面に位置することになる。
ｏはＳ平面上の右側の半面に位置することになる。
それで、演算増幅器１の周波数応答において、零点の位
置をユニティゲイン周波数ｆｕより小さく、かつ伝達関
数Ｇ（、）における極の周波数ｆｐの値から所定の距離
離れたＳ平面の左側の半面に位置する周波数ｆｚへ移動
させるために上記付加入力段６が設けられている。
置をユニティゲイン周波数ｆｕより小さく、かつ伝達関
数Ｇ（、）における極の周波数ｆｐの値から所定の距離
離れたＳ平面の左側の半面に位置する周波数ｆｚへ移動
させるために上記付加入力段６が設けられている。
即ち、付加入力段６は、ＭＯＳ形トランジスタＭ１、Ｍ
２のゲート電極Ｇ１、Ｇ２にそれぞれ入力される信号を
ゲート電極Ｇ５、Ｇ６に同様にそれぞれ入力するｎチャ
ネルＭＯＳ形トランジスタＭ５、Ｍ６を並列に備える。
２のゲート電極Ｇ１、Ｇ２にそれぞれ入力される信号を
ゲート電極Ｇ５、Ｇ６に同様にそれぞれ入力するｎチャ
ネルＭＯＳ形トランジスタＭ５、Ｍ６を並列に備える。
ここで、トランジスタＭ５のドレイン電極Ｄ５は差動増
幅段５のトランジスタＭ２のドレイン電極Ｄ２に接続さ
れる。一方、トランジスタＭ６のドレイン電極Ｄ６は差
動増幅段５のトランジスタＭ１のドレイン電極Ｄ１に接
続される。
幅段５のトランジスタＭ２のドレイン電極Ｄ２に接続さ
れる。一方、トランジスタＭ６のドレイン電極Ｄ６は差
動増幅段５のトランジスタＭ１のドレイン電極Ｄ１に接
続される。
また、付加入力段６は、トランジスタＭ５、Ｍ６のソー
ス電極Ｓ５、Ｓ６に、ゲート電極Ｇ９、ＧＩＯとドレイ
ン電極Ｄ９、ＤＩＯが全て一点に接続されたノードにお
いて接続する一対のトランジスタＭ９、ＭＩＯを備える
。
ス電極Ｓ５、Ｓ６に、ゲート電極Ｇ９、ＧＩＯとドレイ
ン電極Ｄ９、ＤＩＯが全て一点に接続されたノードにお
いて接続する一対のトランジスタＭ９、ＭＩＯを備える
。
このトランジスタＭ９、Ｍ１０のソース電極は互いに接
続され、更に第２定電流発生器２ＩＳを介して差動増幅
段５の第１電位端子ＶＳに接続する。
続され、更に第２定電流発生器２ＩＳを介して差動増幅
段５の第１電位端子ＶＳに接続する。
ここで、第２定′電流発生器２ＩＳは定電流発生器ＩＳ
よりも２倍の電流を流す。
よりも２倍の電流を流す。
トランジスタＭ９、ＭＩＯは、トランジスタＭ５、Ｍ６
のドレインとソースとの間の電圧降下を差動増幅段５の
一対のトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインとソースとの
間の電圧降下に等しくする機能を有する。
のドレインとソースとの間の電圧降下を差動増幅段５の
一対のトランジスタＭ１、Ｍ２のドレインとソースとの
間の電圧降下に等しくする機能を有する。
以上の入力段２の構成に基づき、第３図に示される周波
数応答例を参照して入力段２の機能を説明する。
数応答例を参照して入力段２の機能を説明する。
ここで、第３図は演算増幅器１の周波数応答を説明する
ため利得曲線を折線近似した説明し１である。
ため利得曲線を折線近似した説明し１である。
即ち、横軸は周波数を示し、縦軸は利得を示す。
図において、折線８は従来の演算増幅器１の開ループ周
波数応答を示す。参照符号ＡＯは従来の直流利得値を示
し、参照符号ｆｄは演算増幅器１における主要極を示す
９該主要極ｆｄは利得が減少し始める周波数の値である
。この値は平衡コンデンサＣを介して調節され得るもの
である。
波数応答を示す。参照符号ＡＯは従来の直流利得値を示
し、参照符号ｆｄは演算増幅器１における主要極を示す
９該主要極ｆｄは利得が減少し始める周波数の値である
。この値は平衡コンデンサＣを介して調節され得るもの
である。
本実施例の演算増幅器１の周波数応答は折線９で示され
る。この周波数応答９を従来の周波数応答８と対比して
分かるように、極の周波数ｆｐより低い周波数の範囲に
おいて、本実施例の演算増幅器１の利得Ａ１は従来の演
算増幅器の利ｆ％ＡＯよりｇｍだけ大きい。
る。この周波数応答９を従来の周波数応答８と対比して
分かるように、極の周波数ｆｐより低い周波数の範囲に
おいて、本実施例の演算増幅器１の利得Ａ１は従来の演
算増幅器の利ｆ％ＡＯよりｇｍだけ大きい。
このような利得の増加は、差動増幅段５の相互コンダク
タンスを増加させる効果を有するトランジスタＭ３、Ｍ
４に起因する。つまり、全般的な利得は、以下の関係式
に従う。
タンスを増加させる効果を有するトランジスタＭ３、Ｍ
４に起因する。つまり、全般的な利得は、以下の関係式
に従う。
ｇｍ＝ｇｍｌ／ （１−ｇｒｎｌ／ｇｍ３）ここで、
ｇｒｎｌはトランジスタＭ１、Ｍ２によって形成される
差動増幅対の相互コンダクタンスの値である。また、ｇ
ｍ３はトランジスタＭ３、Ｍ４の一方の相互コンダクタ
ンスの値であり、トランジスタＭ３、Ｍ４は、数値計算
上、上式において負の抵抗値−１／ ｇ ｍ ３を有す
る阪惣の抵抗器の如く働く。
ｇｒｎｌはトランジスタＭ１、Ｍ２によって形成される
差動増幅対の相互コンダクタンスの値である。また、ｇ
ｍ３はトランジスタＭ３、Ｍ４の一方の相互コンダクタ
ンスの値であり、トランジスタＭ３、Ｍ４は、数値計算
上、上式において負の抵抗値−１／ ｇ ｍ ３を有す
る阪惣の抵抗器の如く働く。
上述した関係式から理解できるように、差動増幅段５に
設けられたトランジスタＭ３、Ｍ４が差動増幅段５の等
価な相互コンダクタンスの値を顕著に増加させる。
設けられたトランジスタＭ３、Ｍ４が差動増幅段５の等
価な相互コンダクタンスの値を顕著に増加させる。
しかしながら、周波数が増加するにつれて、コンデンサ
ＣＦ３、ＣＦ４の影響はトランジスタＭ３、Ｍ４が利得
を増加させる効果を消滅させる方向に働く。即ち、高い
周波数においては、トランジスタＭ３、Ｍ４が利得を増
加させる効果が累進的に失われ、利得ｇｍはトランジス
タＭ１、Ｍ２によって形成される差動増幅対の相互コン
ダクタンスの値ｇｍｌに一致するようになる。
ＣＦ３、ＣＦ４の影響はトランジスタＭ３、Ｍ４が利得
を増加させる効果を消滅させる方向に働く。即ち、高い
周波数においては、トランジスタＭ３、Ｍ４が利得を増
加させる効果が累進的に失われ、利得ｇｍはトランジス
タＭ１、Ｍ２によって形成される差動増幅対の相互コン
ダクタンスの値ｇｍｌに一致するようになる。
コンデンサＣＦ３、ＣＦ４は等しい静電容量Ｃｆを有す
るよう設計されている。この考え方は、差動増幅段５か
らの開ループ周波数応答において、極の周波数ｆｐ及び
零点の周波数ｆＺｏの対をＳ平面の所定の位置に配置す
るのに有効である。
るよう設計されている。この考え方は、差動増幅段５か
らの開ループ周波数応答において、極の周波数ｆｐ及び
零点の周波数ｆＺｏの対をＳ平面の所定の位置に配置す
るのに有効である。
極の周波数ｆｐは以下の関係式で与えられる。
ｆｐ＝ （ｇｍｌ−ｇｍ３）／ （２πＸｃｆ）また、
零点の周波数ｆＺｏは以下の関係式で与えられる。
零点の周波数ｆＺｏは以下の関係式で与えられる。
ｆｚｏ＝ｇｍ３／ （２７ｒＸｃ ｆ）しかしながら、
零点の周波数ｆＺｏはＳ平面において右側の半面に位置
し、このことは利得を増加させる目的に対し効果が期待
されるものでない。
零点の周波数ｆＺｏはＳ平面において右側の半面に位置
し、このことは利得を増加させる目的に対し効果が期待
されるものでない。
そこで、トランジスタＭ５、Ｍ６、Ｍ９、Ｍ１０及び第
２定電流発生器２ＩＳから構成される付加入力段６が上
記零点の周波数ｆＺｏをＳ平面において左側の半面に戻
すように役立てられる。つまり、零点の周波数ｆＺｏは
極の周波数ｆｐに近似した値を有する周波数ｆｚへ移動
する。
２定電流発生器２ＩＳから構成される付加入力段６が上
記零点の周波数ｆＺｏをＳ平面において左側の半面に戻
すように役立てられる。つまり、零点の周波数ｆＺｏは
極の周波数ｆｐに近似した値を有する周波数ｆｚへ移動
する。
それで、上記付加入力段６を所定の相互コンダクタンス
を有するように設計することにより、付加入力段６で所
望の利得を得ることができる。
を有するように設計することにより、付加入力段６で所
望の利得を得ることができる。
特に、トランジスタＭ５、Ｍ６のサイズとしてそれぞれ
対応するトランジスタＭ１、Ｍ２のサイズの２倍に設定
することにより、付加入力段６を流れる電流は差動増幅
段５を流れる電流の２倍になる。
対応するトランジスタＭ１、Ｍ２のサイズの２倍に設定
することにより、付加入力段６を流れる電流は差動増幅
段５を流れる電流の２倍になる。
それで、付加入力段６で得られる利得は差動増幅段５の
トランジスタＭ１、Ｍ２で得られる利得ｇｍｌの２倍に
なる。
トランジスタＭ１、Ｍ２で得られる利得ｇｍｌの２倍に
なる。
このように２倍の利得を付加入力段６で得られるので、
コンデンサＣＦ３、ＣＦ４によってＳ平面において零点
を極の周波数ｆ ｐに近接した周波数ｆｚへ戻すことが
可能である。
コンデンサＣＦ３、ＣＦ４によってＳ平面において零点
を極の周波数ｆ ｐに近接した周波数ｆｚへ戻すことが
可能である。
ここで、上記周波数ｆｚは、以下の関係式で与えられる
。
。
ｆｚ＝ （２ｇｍｌ−ｇｍ３）／（２πＸｃｆ）従って
、入力段２に設けられた差動増幅段５及び付加入力段６
の相乗効果により、演算増幅器１における利得帯域幅積
ＧＢＷＰの増加はユニティゲイン周波数ｆ １１の値の
１０倍になる。
、入力段２に設けられた差動増幅段５及び付加入力段６
の相乗効果により、演算増幅器１における利得帯域幅積
ＧＢＷＰの増加はユニティゲイン周波数ｆ １１の値の
１０倍になる。
このような効果は、ＣＭＯＳ）−ランジスタを用いた従
来の演算増幅器では得ることができなかったものである
。
来の演算増幅器では得ることができなかったものである
。
本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、適宜
の設計的変更により、適宜の態様で実施し得るものであ
る。
の設計的変更により、適宜の態様で実施し得るものであ
る。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、演算増幅器（１）
の入力段（２）に差動増幅段（５）を有するＣＭＯＳ形
トランジスタからなる演算増幅器に用いられる利得帯域
幅積増加回路において、前記入力段（２〉は、該入力段
（２）の相互コンダクタンス（ｇｍ）を増加するため負
の値の抵抗器の機能に対応する特徴的な機能を有する一
対の能動素子（Ｍ３、Ｍ４＞と、前記演算増幅器（１）
からの周波数応答において一対の極／零点を取り入れる
ため、前記能動素子（Ｍ３、Ｍ４）の対応するーにそれ
ぞれ関連する一対のコンデンサ（ＣＦ３、ＣＦ４）と、
前記零点の周波数値ｆｚを前記径の周波数値ｆｐから所
定の距離離れ、かつ前記演算増幅器（２）のユニティゲ
イン周波数ｆｕよりも低い周波数へ配置させるため、前
記差動増幅段（５）に交差して接続される付加入力段（
６〉とを備えたので、ＭＯＳ形トランジスタを用いても
サイズが大きくなることがなく、かつ演算増幅器の安定
性が損なわれること無く利得帯域幅積を増加させること
ができる。
の入力段（２）に差動増幅段（５）を有するＣＭＯＳ形
トランジスタからなる演算増幅器に用いられる利得帯域
幅積増加回路において、前記入力段（２〉は、該入力段
（２）の相互コンダクタンス（ｇｍ）を増加するため負
の値の抵抗器の機能に対応する特徴的な機能を有する一
対の能動素子（Ｍ３、Ｍ４＞と、前記演算増幅器（１）
からの周波数応答において一対の極／零点を取り入れる
ため、前記能動素子（Ｍ３、Ｍ４）の対応するーにそれ
ぞれ関連する一対のコンデンサ（ＣＦ３、ＣＦ４）と、
前記零点の周波数値ｆｚを前記径の周波数値ｆｐから所
定の距離離れ、かつ前記演算増幅器（２）のユニティゲ
イン周波数ｆｕよりも低い周波数へ配置させるため、前
記差動増幅段（５）に交差して接続される付加入力段（
６〉とを備えたので、ＭＯＳ形トランジスタを用いても
サイズが大きくなることがなく、かつ演算増幅器の安定
性が損なわれること無く利得帯域幅積を増加させること
ができる。
第１図は本発明の一実施例に係わる演算増幅器に用いら
れる利得帯域幅積増加回路の回路図、第２図は第１図に
示された利得帯域幅積増加回路が組み込まれた演算増幅
器のブロック図、第３図は演算増幅器の周波数応答を説
明するため利得曲線を折線近似した説明図である。 ５・・・差動増幅段 ６・・・付加入力段 ７・・・接続回路 ＣＦ３、ＣＦ４・・・コンデンサＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ
４、Ｍ５、Ｍ６ ・・ｎチャネルＭＯ５形トランジスタ Ｍ７、Ｍ８・・・ｐチャネルＭＯ９形トランジスタＭ９
、Ｍ１０・・・ＭＯＳ形トランジスタｒｓ・・・定電流
発生器 ２ＩＳ−・・第２定電流発生器
れる利得帯域幅積増加回路の回路図、第２図は第１図に
示された利得帯域幅積増加回路が組み込まれた演算増幅
器のブロック図、第３図は演算増幅器の周波数応答を説
明するため利得曲線を折線近似した説明図である。 ５・・・差動増幅段 ６・・・付加入力段 ７・・・接続回路 ＣＦ３、ＣＦ４・・・コンデンサＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ
４、Ｍ５、Ｍ６ ・・ｎチャネルＭＯ５形トランジスタ Ｍ７、Ｍ８・・・ｐチャネルＭＯ９形トランジスタＭ９
、Ｍ１０・・・ＭＯＳ形トランジスタｒｓ・・・定電流
発生器 ２ＩＳ−・・第２定電流発生器
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）ＣＭＯＳ形トランジスタからなる演算増幅器（１
）の入力段（２）に差動増幅段（５）を有する演算増幅
器に用いられる利得帯域幅積増加回路において、前記入
力段（２）は、 該入力段（２）の相互コンダクタンス（ｇｍ）を増加す
るため負の値の抵抗器の機能に対応する特徴的な機能を
有する一対の能動素子（Ｍ３、Ｍ４）と、 前記演算増幅器（１）からの周波数応答において一対の
極／零点を取り入れるため、前記能動素子（Ｍ３、Ｍ４
）の対応する一にそれぞれ関連する一対のコンデンサ（
ＣＦ３、ＣＦ４）と、前記零点の周波数値ｆｚを前記極
の周波数値ｆｐから所定の距離離れ、かつ前記演算増幅
器（１）のユニティゲイン周波数ｆｕよりも低い周波数
へ配置させるため、前記差動増幅段（５）に交差して接
続される付加入力段（６）とを備えたことを特徴とする
演算増幅器に用いられる利得帯域幅積増加回路。 （２）能動素子（Ｍ３、Ｍ４）は、それぞれ互いに交差
して接続されたＭＯＳ形トランジスタであることを特徴
とする請求項（１）記載の演算増幅器に用いられる利得
帯域幅積増加回路。 （３）付加入力段（６）は差動増幅段（５）における対
応するトランジスタ（Ｍ１、Ｍ２）と連結する一対のＭ
ＯＳ形トランジスタ（Ｍ５、Ｍ６）を含み、前記トラン
ジスタ（Ｍ１、Ｍ２）及び前記ＭＯＳ形トランジスタ（
Ｍ５、Ｍ６）はそれぞれのゲート電極（Ｇ１、Ｇ５、及
びＧ２、Ｇ６）間で順方向結合され、かつそれぞれのド
レイン電極（Ｄ２、Ｄ５、及びＤ１、Ｄ６）間で交差結
合されたことを特徴とする請求項（１）記載の演算増幅
器に用いられる利得帯域幅積増加回路、（４）付加入力
段（６）は、入力段（２）の差動増幅段（５）に挿入さ
れた一対のトランジスタ（Ｍ１、Ｍ２）に対し２倍の寸
法でかつ２倍の電流を流すＭＯＳ形トランジスタ（Ｍ５
、Ｍ６）から構成されたことを特徴とする請求項（３）
記載の演算増幅器に用いられる利得帯域幅積増加回路。 （５）付加入力段６のＭＯＳ形トランジスタ（Ｍ５、Ｍ
６）におけるドレインとソースの間の電圧降下が差動増
幅段（５）を形成する一対のＭＯＳ形トランジスタ（Ｍ
１、Ｍ２）におけるドレインとソースの間の電圧降下に
一致するよう保持するに効果的な回路部が備えられたこ
とを特徴とする請求項（３）記載の演算増幅器に用いら
れる利得帯域幅積増加回路。 （６）回路部は互いに並列に連結される一対のトランジ
スタ（Ｍ９、Ｍ１０）から構成され、該トランジスタ（
Ｍ９、Ｍ１０）のそれぞれのソース電極（Ｓ９、Ｓ１０
）は定電流発生器（２ＩＳ）を介して電源端子（ＶＳ）
に接続され、かつ前記トランジスタ（Ｍ９、Ｍ１０）の
ドレイン電極（Ｄ９、Ｄ１０）及びゲート電極（Ｇ９、
Ｇ１０）は付加入力段６の対応するソース電極（Ｓ５、
Ｓ６）に接続されたことを特徴とする請求項（５）記載
の演算増幅器に用いられる利得帯域幅積増加回路。 （７）差動増幅段（５）の一対のトランジスタ（Ｍ１、
Ｍ２）はダイオード形状にあるそれぞれのトランジスタ
（Ｍ７、Ｍ８）を介して電源端子（ＶＤ）に接続される
それぞれのドレイン電極（Ｄ１、Ｄ２）を有することを
特徴とする請求項（３）記載の演算増幅器に用いられる
利得帯域幅積増加回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT20316-A/89 | 1989-04-28 | ||
| IT8920316A IT1229305B (it) | 1989-04-28 | 1989-04-28 | Dispositivo circuitale per incrementare il prodotto banda guasagno di un amplificatore cmos. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0364107A true JPH0364107A (ja) | 1991-03-19 |
Family
ID=11165676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2107697A Pending JPH0364107A (ja) | 1989-04-28 | 1990-04-25 | 演算増幅器に用いられる利得帯域幅積増加回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5061901A (ja) |
| EP (1) | EP0394702B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0364107A (ja) |
| DE (1) | DE69024841T2 (ja) |
| IT (1) | IT1229305B (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9295368B2 (en) | 2013-03-01 | 2016-03-29 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with hydraulically driven sprayer |
| US9375128B2 (en) | 2011-09-22 | 2016-06-28 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with spray system |
| US9414736B2 (en) | 2011-09-22 | 2016-08-16 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with directional spray |
| US9492055B2 (en) | 2011-09-22 | 2016-11-15 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with spray system |
| US9532701B2 (en) | 2013-03-01 | 2017-01-03 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with sprayer |
| US9532699B2 (en) | 2013-07-15 | 2017-01-03 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with sprayer |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2705317B2 (ja) * | 1991-01-18 | 1998-01-28 | 日本電気株式会社 | 演算増幅器 |
| US5392000A (en) * | 1993-11-09 | 1995-02-21 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for frequency compensating an operational amplifier |
| US5386200A (en) * | 1993-12-14 | 1995-01-31 | Samsung Electronics Co., Ltd. | IGFET current mirror amplifiers with nested-cascode input and output stages |
| US5587688A (en) * | 1994-10-31 | 1996-12-24 | Rockwell International Corp. | Differential automatic gain-control amplifier having an enhanced range |
| GB9516025D0 (en) * | 1995-08-04 | 1995-10-04 | Philips Electronics Uk Ltd | Amplifier |
| US6195398B1 (en) | 1997-12-19 | 2001-02-27 | Stmicroelectronics, Inc. | Method and apparatus for coding and communicating data in noisy environment |
| US6621331B2 (en) * | 2001-08-07 | 2003-09-16 | Hrl Laboratories, Llc | Variable negative resistance cell for bipolar integrated circuits |
| JP4707099B2 (ja) * | 2005-08-23 | 2011-06-22 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 差動出力回路 |
| CN102739173B (zh) * | 2012-06-21 | 2016-04-13 | 中国科学院微电子研究所 | 一种跨导放大器、电阻、电感以及滤波器 |
| CN103338015B (zh) * | 2013-05-28 | 2016-11-09 | 南京邮电大学 | 一种提高增益的放大器及其设计方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4048575A (en) * | 1974-09-11 | 1977-09-13 | Motorola, Inc. | Operational amplifier |
| JPS58139506A (ja) * | 1982-02-13 | 1983-08-18 | Mitsubishi Electric Corp | 差動増幅回路 |
| US4667164A (en) * | 1984-11-07 | 1987-05-19 | Intersil, Inc. | Frequency response amplifier |
| JPS62192997A (ja) * | 1986-02-20 | 1987-08-24 | Toshiba Corp | カレントミラ−型センスアンプ |
| JPS6331205A (ja) * | 1986-07-24 | 1988-02-09 | Fujitsu Ltd | 差動増幅回路 |
| US4890068A (en) * | 1988-12-13 | 1989-12-26 | Siemens Aktiengesellschaft | Open-loop current amplifiers having improved gain characteristics |
-
1989
- 1989-04-28 IT IT8920316A patent/IT1229305B/it active
-
1990
- 1990-03-30 DE DE69024841T patent/DE69024841T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-30 EP EP90106131A patent/EP0394702B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-04-25 JP JP2107697A patent/JPH0364107A/ja active Pending
- 1990-04-27 US US07/515,952 patent/US5061901A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9375128B2 (en) | 2011-09-22 | 2016-06-28 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with spray system |
| US9386903B2 (en) | 2011-09-22 | 2016-07-12 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with spray system |
| US9402526B2 (en) | 2011-09-22 | 2016-08-02 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with spray system |
| US9414736B2 (en) | 2011-09-22 | 2016-08-16 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with directional spray |
| US9492055B2 (en) | 2011-09-22 | 2016-11-15 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with spray system |
| US9295368B2 (en) | 2013-03-01 | 2016-03-29 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with hydraulically driven sprayer |
| US9532701B2 (en) | 2013-03-01 | 2017-01-03 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with sprayer |
| US9532699B2 (en) | 2013-07-15 | 2017-01-03 | Whirlpool Corporation | Dishwasher with sprayer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69024841T2 (de) | 1996-05-30 |
| EP0394702A2 (en) | 1990-10-31 |
| EP0394702B1 (en) | 1996-01-17 |
| US5061901A (en) | 1991-10-29 |
| EP0394702A3 (en) | 1991-09-04 |
| IT1229305B (it) | 1991-08-08 |
| DE69024841D1 (de) | 1996-02-29 |
| IT8920316A0 (it) | 1989-04-28 |
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