JPH0379725B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、スイツチングレギユレータを用いた
定電圧形の電源装置に関する。

（従来の技術） 従来、定電圧形の直流電源装置として、第３図
に示すように、交流電源１に接続された全波整流
器２と、負荷３への出力電圧と基準電圧源４の基
準電圧とを比較して出力電圧と基準電圧との差に
応じた誤差信号を出力する誤差増幅器５と、全波
整流器２の負荷側に接続され前記誤差信号を減少
するよう負荷３への通電量を制御するスイツチン
グレギユレータ６とを具備し、負荷３に定電圧の
直流電圧を供給するものが知られている。負荷３
としては、たとえばインバータを用いた放電灯点
灯装置等である。

しかし、このような電源装置は、通常、全波整
流器２の出力側に平滑コンデンサＣ等の平滑回路
を含むため、いわゆるＣインプツト形となつて、
装置の入力力率は高々60％程度と低いものであつ
た。

このため、たとえば第４図に示すように、平滑
回路を省略し、スイツチングレギユレータを直接
全波整流器２の出力側に接続することが考えられ
る。すなわち、全波整流器２の出力端子間にスイ
ツチング素子６２を設けるとともに、全波整流器
２から見て前記スイツチング素子６２と直列関係
にインダクタ６１を設け、さらに、フライホイー
ル用のダイオード６３、このフライホイール用の
ダイオード６３を介して出力側に平滑用のコンデ
ンサ６４を設けるのである。その他は第３図と同
様である。なお、誤差増幅器５の出力によりスイ
ツチング素子６２のオンデユーテイを制御する、
たとえば出力パルス幅を変化可能なパルス幅変調
回路等は図示を省略してある。このような構成で
あれば、いわゆるＣインプツト形とはならないの
で、入力力率の改善を期待できる。

また、特開昭50−98175号公報に示されるよう
に、全波整流器の負荷側の脈流電圧波形と負荷電
流波形とを比較してその差信号を得、この差信号
により負荷への通電量を制御して、前記負荷電流
波形を強制的に前記脈流波形と類似させることに
より高力率を実現する電源装置も知られている。

さらに、特開昭51−94545号公報に示されるよ
うに、入力電源の電圧が変化しても基準電圧が変
化しないように変動補償を行う入力変動検出回路
を設け、もつて、出力電圧の一定化を図つたもの
も提案されている。

（発明が解決しようとする問題点） しかし、第４図のものは、本発明者らの実験に
よつて、入力力率を期待したようには高められな
いことが分かつた。このことを第５図〜第７図を
参照して説明する。第５図ａは全波整流器２の出
力である脈流電圧ｅを示す図、同ｂはスイツチン
グレギユレータ６への入力電流を示す図である。
また、第６図および第７図はそれぞれスイツチン
グレギユレータ６の各部の波形を拡大かつ簡略化
して示すもので、それぞれにおいて、ａはスイツ
チング素子６２に流れる電流Ｉ１を示す図、ｂは
インダクタ６１に流れる電流Ｉ２を示す図、ｃは
ダイオード６３に流れる電流Ｉ３を示す図であ
る。今、仮に、スイツチング素子６２のオンデユ
ーテイが一定（約40％）であるとして説明する。
最初に、脈流電圧ｅがその１サイクル中において
低電圧である期間、すなわち脈流電圧の立上がり
期間の作用を第６図を参照して説明する。スイツ
チング素子６２がオンすると、全波整流器２から
インダクタ６１を介して電流Ｉ１が流れだし、次
第に立上がつていく。スイツチング素子６２がオ
フすると、このスイツチング素子６２の電流Ｉ１
は遮断されるが、インダクタ６１は蓄積されたエ
ネルギをフライホイール用のダイオード６３およ
び平滑用のコンデンサ６４を介して放出する（電
流Ｉ２参照）。したがつて、ダイオード６３には
スイツチング素子６２がオフした時点から電流Ｉ
３が流れだす。スイツチング素子６１のオフ期間
中にインダクタ６１のエネルギは次第に減少し、
インダクタ６１に流れる電流Ｉ２もやがて零にな
る（入力電流不連続モード）。なお、説明を簡単
にするため、スイツチング素子６２がオフしてい
る期間に、全波整流器２から流入する電流分につ
いては省略してある（以下、同じ。）。つぎに、再
びスイツチング素子６２がオンすると、前述の作
用を繰返す。そして、脈流電圧ｅがその１サイク
ル中のピーク値に向かつて上昇するにしたがつ
て、スイツチング素子６２に流れる電流Ｉ１すな
わち全波整流器２から流入する電流はその電圧上
昇分に応じて増加していく。

つぎに、脈流電圧ｅがその１サイクルのピーク
値付近にまで上昇していく期間の作用を第７図を
参照して説明する。スイツチング素子６２がオン
してからこのスイツチング素子６２に電流Ｉ１が
流れだすのは同じであるが、脈流電圧値ｅが上昇
している分インダクタ６１に蓄積されるエネルギ
が大きくなつている。そして、さらに、脈流電圧
ｅの値が上昇すると、インダクタ６１はスイツチ
ング素子６２のオフ期間に、前回のオン期間に蓄
積されたエネルギを放出し切れなくなる。したが
つて、フライホイール用のダイオード６３を介し
て流れていた電流Ｉ３は、オンしたスイツチング
素子６２を介して流れるようになり、スイツチン
グ素子６２にはオン初期からある程度持上げられ
た値の電流Ｉ１が流れるようになる。（入力電流
連続モード）このため、スイツチング素子６２に
流れる電流Ｉ１は次第に大きくなつていく。スイ
ツチング素子６２に流れる電流Ｉ１が大きくなる
ということは、インダクタ６１に流入する電流Ｉ
２が大きくなるということであり、平滑用のコン
デンサへの供給電流も大きくなる（第７図ｃ参
照）。すなわち、前記インダクタ６１が、スイツ
チング素子６２のオフ期間中に蓄積エネルギを放
出し切れなくなる時点付近を変曲点として、スイ
ツチングレギユレータ６への入力電流が急激に増
加するのである。脈流電圧の各サイクルの立下り
時には、逆にスイツチング素子６２のオフ期間中
に蓄積エネルギを放出し切れるようになる時点を
変曲点として急激に減少する。（入力電流不連続
モード）このように、第４図のものは、脈流電圧
の１サイクル毎に入力電流が不連続モード−連続
モード−不連続モードを経ることによつて第５図
ｂに示すように、脈流電圧の各サイクルのピーク
値付近で入力電流が高いピークを有するものとな
り、入力力率を改善できないものであつた。すな
わち、第５図において、電圧、電流は同相関係で
あるが、電流のピーク値が大きくその実効値が大
きいものである。一方、入力力率は有効電力／
（実効電圧×実行電流）であるから、前述のよう
に正弦波のものに比し実効電流値の大きい第４図
のものは、入力力率を改善できないものである。
これが、仮に、ともに略正弦波であれば高入力力
率を得られる。

なお、以上の説明はスイツチング素子６２のオ
ンデユーテイが一定（約40％）と仮定したもので
あるが、実際には出力電圧と基準電圧との比較に
より、オンデユーテイは変化される。したがつ
て、脈流電圧のピーク値付近ではオンデユーテイ
が小さくなるはずである。しかし、出力電圧は、
平滑用のコンデンサ６４の両端の平滑化直流電圧
に基づいて得られるものである。そして、この種
電源は平滑化された直流電圧を得ようとするもの
であるから、脈流電圧の瞬時値に追従するように
前記平滑用コンデンサ６４の両端電圧を変化させ
ることは、前記必要な直流電圧を得ようとするこ
とに反することになる。また、出力電圧にリツプ
ルがあつても、このようなリツプルはできるだけ
小さくすることが要求されるのが普通であるか
ら、このようなリツプル分で、スイツチング素子
のオンデユーテイを大きく変化させることは不可
能であつた。

さらに、上述したような、スイツチング素子６
２のオフ期間中に、インダクタ６１のエネルギが
放出しきれない現象（入力電流の連続モード）を
なくすには、もともとスイツチング素子６２のオ
ンデユーテイを小さめ（たとえば10％程度）にす
ることが考えられる。しかし、この場合、当然出
力電圧が小さくなり、より高電圧を得ようとする
と、別個に昇圧手段が必要なつて高価になつた
り、変換効率を低下させたりする等の不都合を生
じるものである。

また、特開昭50−98175号公報のものは、入力
力率の向上は達成できるかもしれないが、定電圧
特性については何んら考慮されていないため、出
力電圧の一定化は図れないものである。

さらに、特開昭51−94545号公報のものは、出
力電圧を一定化することを目的とし、入力電圧が
変化した場合にも基準電圧を一定にする入力変動
検出回路を設け、前記基準電圧と制御回路３の出
力電圧との誤差信号に応じて前記制御回路３を制
御するようにしたことを構成上の特徴とするもの
である。したがつて、このものは、上記目的であ
る出力電圧の一定化を達成できるかもしれない。

しかしながら、このものにおいて、たとえば入
力直流電源が交流電源電圧を全波整流しその後平
滑したものである場合には、いわゆるＣインプツ
ト形になつて入力力率が低くなることは上述した
とおりである。また、入力直流電源として交流電
圧を全波整流したのみのものを用いた場合にも、
やはり、基準電圧を一定の直流電圧にしようとす
るから、上述した第４図と同様に入力力率を改善
できないか、高価になつたり変換効率が低下した
りする不都合を有するものとなる。このように、
本公報のものは、交流電源を全波整流して入力電
源とする場合の入力力率の高力率化については何
ら考慮されていないものであり、仮に入力電源を
交流電圧を全波整流した脈流電源としたとして
も、低力率のものになつてしまうのである。

本発明は、これら従来の問題点を解決するため
になされたもので、入力力率の向上および出力電
圧の一定化をともに達成でき、さらに、スイツチ
ング素子のオンデユーテイを比較的大きく設定で
きることによつて、変換効率を低下させることな
く比較的大きな出力を容易に得られる電源装置を
提供することを目的とするものである。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明は、交流電源と、この交流電源からの出
力電圧を整流して脈流電圧を出力する全波整流器
と、上記全波整流器の出力端子間に設けられオン
デユーテイを制御されるスイツチング素子、上記
全波整流器の出力側から見て上記スイツチング素
子と直列的に設けられ上記スイツチング素子のオ
ン期間に上記全波整流器からの出力にて付勢され
てエネルギを蓄積しオフ期間に蓄積エネルギを放
出するインダクタ、フライホイール用のダイオー
ドおよびこのフライホイール用のダイオードを介
して出力側に設けられた平滑用のコンデンサを有
し、上記全波整流器および負荷の間に介在したス
イツチングレギユレータと、このスイツチングレ
ギユレータの出力電圧と予め設定された基準電圧
とを比較してこれら両電圧の差をなくすように上
記スイツチング素子のオン期間を制御する誤差信
号を出力する誤差増幅器と、上記脈流電圧から実
質的に上記交流電圧の２倍の周波数のリツプル成
分のみを取出し、このリツプル成分にても上記ス
イツチング素子のオン期間が変化するように、上
記リツプル成分を上記誤差信号に上記脈流電圧と
同相関係に重畳するリツプル成分重畳回路とを備
えたことを構成上の特徴とするものである。

（作用） 本発明は、脈流電圧から取出した交流電圧の２
倍の周波数のリツプル成分と誤差信号とを重畳
し、リツプル成分にてもスイツチングレギユレー
タのスイツチング素子のオン期間を制御するか
ら、脈流電圧の１サイクルのピーク値付近ではリ
ツプル成分が重畳されている分、スイツチング素
子のオン期間を立上がりあるいは立下がり期間よ
り一層短くする。したがつて、ピーク値付近での
入力電流を小さくでき、第５図ｂのような入力電
流のピークを無くすかあるいは低減して、入力力
率を高めることができる。これにより、スイツチ
ング素子のオンデユーテイを予め小さめに設定す
る必要がなく、大きな出力電圧を得ることが可能
となる。出力電圧の制御については、スイツチン
グレギユレータの出力電圧と基準電圧とを比較し
てこれらの差を無くすようにスイツチング素子の
オン期間を制御する前記誤差信号によつて、出力
一定化を達成できる。

（実施例） 以下、第１図および第２図を参照して本発明の
一実施例を説明する。第１図において、第３図の
ものと同じあるいは対応する部分には同じ符号を
付してある。本実施例は、第３図のものに対し、
全波整流器２の出力側の平滑回路を削減するとと
もに、全波整流器２の脈流出力から実質的に交流
電源１の２倍の周波数のリツプル成分のみを取出
し、このリツプル成分を誤差信号に前記脈流電圧
と同相関係に重畳するリツプル成分重畳回路７を
付加したものである。このリツプル成分重畳回路
７は、前記脈流電圧を分圧して重畳量を調整する
抵抗８および９と、分圧された脈流電圧中のリツ
プル成分のみを誤差増幅器５に入力するコンデン
サ１０とからなる。なお、本実施例では前記リツ
プル成分を負荷３への出力電圧に関する信号と加
算した後基準電圧と比較しているが、リツプル成
分の重畳された誤差信号を得た後に加算器等を用
いて前記リツプル成分と加算してもよい。また、
直流を遮断する素子としてコンデンサ１０を用い
たが、絶縁トランスを用いてもよく、さらに、低
域遮断フイルタまたは帯域通過フイルタなどを用
いて直流を遮断するとともに、リツプル成分を特
定の割合で重畳することによつて、入力電流を好
適な波形に調節するようにしてもよい。なお、本
実施例のスイツチングレギユレータ６は、たとえ
ば第４図のものと同じである。

つぎに、本実施例の作用を説明する。交流電源
１からの交流電圧は全波整流器２で整流されて第
２図ａに示す脈流電圧となり、スイツチングレギ
ユレータ６を経てたとえば第２図ｂに示すような
いくらかリツプル成分を含んだ直流電圧になつ
て、負荷３に供給される。この負荷３への直流電
圧中の前記リツプル成分をフイルタを介在させる
ことによつて除去できることは容易に理解できる
ことである。負荷３への供給電圧すなわち出力電
圧が基準電圧より高いときは誤差増幅器５がたと
えば正の誤差信号を出力し、この誤差信号に応じ
てスイツチングレギユレータ６は通電量を減少し
出力電圧を下げる。出力電圧が基準電圧より低い
ときは各部が上述と反対に出力電圧を上げるよう
に動作する。したがつて、このものは、常に基準
電圧に略等しい電圧を出力する定電圧特性を有す
る。

また、本発明は、第２図ｃに示すように、前記
誤差信号にリツプル成分が脈流電圧と同相関係に
重畳されるので、リツプル成分の波高値が大きい
ときすなわち脈流電圧のピーク値付近であるとき
（第２図のＴ１）、誤差信号は出力電圧が高くなつ
た場合と同じ向きに変動する。また、リツプル成
分の波高値が小さいときすなわち脈流電圧の立上
がりあるいは立下がり期間であるとき（第２図の
Ｔ２）、誤差信号は出力電圧が低くなつた場合と
同じ向きに変動する。したがつて、この様な誤差
信号に制御されてスイツチング素子６２のオン期
間が制御され、入力電流を減少あるいは増加す
る。この結果、記述した第４図のもののような入
力電流の連続モード期間がなくなるので、入力電
流波形は第２図ｄに示すように第２図ａの脈流電
圧波形と同相で相似形となり、たとえば98％程度
の高力率が得られる。しかも、重畳するリツプル
成分は、出力電圧の一定化制御に影響を与えない
程度の量とすることが抵抗８，９等の調整により
十分可能であるから、実質的に定電圧特性も損な
われない。なお、第２図ｃの一点鎖線Ｖは出力電
圧の設定レベルの一例を示すものである。

第８図はスイツチングレギユレータの他の例を
示すものである。すなわち、第８図のものも、全
波整流器２の出力端子間にスイツチング素子６２
を設け、全波整流器２から見て前記スイツチング
素子６２と直列関係にインダクタ６１を設け接続
している。そして、フライホイール用のダイオー
ド６３を介して出力側に平滑用のコンデンサ６４
を設けている。このスイツチングレギユレータは
いわゆる反転形であつて、第４図のものに対し、
逆極性の電圧を得られるものである。詳細な作用
は容易に理解されるので、説明を省略する。

［発明の効果］ 以上詳述したように本発明は、全波整流器と負
荷との間に設けられたスイツチングレギユレータ
を負帰還制御するための誤差信号に、前記全波整
流器の脈流出力電圧から取出した実質的に交流電
圧の２倍の周波数のリツプル成分のみを重畳した
から、このリツプル成分の瞬時値に応じてスイツ
チング素子のオン期間を制御でき、入力電流のピ
ーク値をなくすか、あるいは低減でき、入力力率
を大幅に改善できる。また、出力電圧は、検出電
圧と基準電圧との比較により制御されるから、一
定化される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は第１図の作用を示す各部の電圧、電流波形
図、第３図は従来技術を示す回路図、第４図は他
の従来技術を示す回路図、第５図は第４図の作用
を示す入力電圧、入力電流波形図、第６図および
第７図は第４図におけるスイツチングレギユレー
タの各部の電流波形を拡大かつ簡略化して示す
図、第８図はスイツチングレギユレータの他の例
を示す回路図である。 １……交流電源、２……全波整流器、３……負
荷、４……基準電圧、５……誤差増幅器、６……
スイツチングレギユレータ、７……リツプル成分
重畳回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源と； この交流電源からの出力電圧を整流して脈流電
   圧を出力する全波整流器と； 上記全波整流器の出力端子間に設けられオンデ
   ユーテイを制御されるスイツチング素子、上記全
   波整流器の出力側から見て上記スイツチング素子
   と直列的に設けられ上記スイツチング素子のオン
   期間に上記全波整流器からの出力にて付勢されて
   エネルギを蓄積しオフ期間に蓄積エネルギを放出
   するインダクタ、フライホール用のダイオードお
   よびこのフライホイール用のダイオードを介して
   出力側に設けられた平滑用のコンデンサを有し、
   上記全波整流器および負荷の間に介在したスイツ
   チングレギユレータと； このスイツチングレギユレータの出力電圧と予
   め設定された基準電圧とを比較してこれら両電圧
   の差をなくすように上記スイツチング素子のオン
   期間を制御する誤差信号を出力する誤差増幅器
   と； 上記脈流電圧から実質的に上記交流電圧の２倍
   の周波数のリツプル成分のみを取出し、このリツ
   プル成分にても上記スイツチング素子のオン期間
   が変化するように、上記リツプル成分を上記誤差
   信号に上記脈流電圧と同相関係に重畳するリツプ
   ル成分重畳回路と； を具備したことを特徴とする電源装置。