JPH0434846B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、同調指示やアンテナ入力レベル
（受信電界レベル）などの指示回路に関する。

背景技術とその問題点 例えばFM受信機における同調指示やアンテナ
入力レベルの指示回路として第１図に示すような
回路が考えられている。

すなわち、第１図において、１〜３は前段、中
段、後段のFM中間周波アンプを示し、その中段
の中間周波アンプ２は、例えば２つの差動アンプ
２１，２２により構成される。すなわち、トラン
ジスタQ₁，Q₂のエミツタが共通の抵抗器R₁に接
続され、そのコレクタが抵抗器R₂，R₃（R₂＝R₃）
を通じて電源端子Ｔに接続され、そのベースにト
ランジスタQ₁₁，Q₁₂から抵抗器R₈，R₉を通じて
バイアス電圧が供給されて差動アンプ２１が構成
される。

また、トランジスタQ₇，Q₈及び抵抗器R₁₁〜
R₁₃により同様に差動アンプ２２が構成されると
共に、中間周波アンプ１から互いに逆相の中間周
波信号が、アンプ２１，２２を通じてアンプ３に
供給される。

さらに、トランジスタQ₁，Q₂のコレクタ間に
抵抗器R₄，R₅（R₄＝R₅）が直列接続され、その
接続中点ＰがトランジスタQ₃のベースに接され、
そのエミツタが抵抗器R₆を通じて端子Ｔに接続
されると共に、トランジスタQ₄及び抵抗器R₇，
R₁₄，R₁₅が、アンプ２２に対して同様に接続さ
れる。

そして、トランジスタQ₃，Q₄のコレクタがト
ランジスタQ₅のコレクタに接続されると共に、
接地を基準電位点とし、かつ、トランジスタQ₅
を入力側としてトランジスタQ₅，Q₆によりカレ
ントミラー回路２３が構成され、トランジスタ
Q₆のコレクタに例えばレベルメーターＭが接続
される。

このような構成において、第２図Ａに示すよう
に、トランジスタQ₁，Q₂のベース電圧をV_B1，
V_B2、コレクタ電流をI_C1，I_C2、無信号時のベース
電圧をV₀、無信号時のコレクタ電流をI₀とする。

すると、電圧V_B1とV_B2とは相補的に変化する
が、電圧V_B1が上昇すると共に、電圧V_B2が下降
すると、これに対応して電流I_C1が増加し、電流
I_C2が減少する。すなわち、V₀≦V_B1＜V₀＋ΔVa、
V₀−ΔVa＜V_B2≦V₀の場合には、本来の差動ア
ンプとしての動作が行われ、電流I_C1，I_C2は電圧
V_B1，V_B2に比例し、また、I_C1＋I_C2＝2I₀である。

そして、V₀＋ΔVa≦V_B1＜V₀＋ΔVb、V₀−
ΔVb＜V_B2≦V₀−ΔVaになると、トランジスタ
Q₂はカツトオフしてI_C2＝０となり、また、これ
により、トランジスタQ₁は単なるエミツタ接地
のトランジスタとして動作するので、電流I_C1は
電圧V_B1に比例すると共に、その傾斜はゆるやか
になる。

さらに、V₀＋ΔVb≦V_B1、V_B2≦V₀−ΔVbの場
合には、トランジスタQ₂はカツトオフでI_C2＝０
であると共に、トランジスタQ₁はオンとなり、
電流I_C1は一定値になる。

そして、電圧V₀を中心にして電圧V_B1，V_B2と
電流I_C1，I_C2との関係は対称になるので、第２図
Ａの特性となる。従つて、電圧V₀を直流レベル
とする中間周波信号Eiが、トランジスタQ₁，Q₂
に互いに逆相に供給されれば、これは増幅される
と共に、リミツタ作用も得られることになる。

そして、トランジスタQ₁，Q₂のコレクタ電流
I_C1，I_C2が、このように変化するので、そのコレ
クタ電圧V_C1，V_C2は第２図Ｂに実線で示すよう
に変化することになると共に、Ｐ点の電圧Vpは
Vp＝１／２（V_C1＋V_C2）なので、電圧Vpは第２図 Ｂに破線で示すように変化することになる。すな
わち、中間周波信号Eiの瞬時値が、ΔVa以下の
ときにはVp＝Ｖc.c.−V_Dで一定であるが、ΔVa以
上でΔVb以下のときには電圧Vpは信号電圧Eiに
対応して変化し、さらに、ΔVb以上のときには
電圧Vpはやはり一定となる。なお、電圧V_Dは、
抵抗器R₁〜R₅によつて任意に設定できる。

そして、この電圧VpがトランジスタQ₃に供給
されるので、トランジスタQ₃がオンになるスレ
ツシヨールドレベルを電圧V_Dに設定しておけば、
トランジスタQ₃のコレクタ電流I_C3は、信号電圧
Eiに対して第２図Ｃに実線で示すように変化する
ことになり、Ei＜ΔVaのときにはI_C3＝０、ΔVa
≦Ei≦ΔVbのときには電圧Eiに比例し、Ei＞
ΔVbのときには一定値となる。

そして、この電流I_C3がトランジスタQ₅に供給
されると共に、トランジスタQ₅，Q₆はカレント
ミラー回路２３を構成しているので、メーターＭ
には電流I_C3に等しい電流が流れる。

従つて、アンプ２１及びトランジスタQ₃によ
つて、メーターＭは、信号電圧Eiに対して第２図
Ｃに実線で示すように振れることになる。なお、
この場合、抵抗器R₄，R₅及びトランジスタQ₃の
入力容量によつてローパスフイルタが構成される
と共に、トランジスタQ₃の高周波特性により中
間周波成分は除去され、電流I_C3は直流となる。

そして、アンプ２２及びトランジスタQ₄によ
つても全く同様の動作が行われると共に、アンプ
２２においては、アンプ２１の利得分だけ信号レ
ベルが大きいので、トランジスタQ₄のコレクタ
電流I_C4は、信号電圧Eiに対して第２図Ｃに破線
で示すように変化する。そして、電流I_C3とI_C4の
和の電流I_MがメーターＭに流れるので、メーター
Ｍの振れは、第２図Ｃに鎖線で示すようになる。
従つて、メーターＭは、入力信号レベル（受信電
界レベル）を指示することになる。

こうして、第１図の回路によれば、入力信号の
レベルを指示できるが、この場合、特にこの指示
回路によれば、信号電圧Eiがアンプ２１のダイナ
ミツクレンジ（V₀±ΔVa）を越えたとき生じる
電圧変化、すなわち、飽和分を取り出して入力レ
ベルの指示に使用しているので、アンプ２１にロ
スを生じることがない。また、構成が簡単であ
り、しかも、中間周波アンプをIC化する場合、
それと一体にIC化できる。

さらに、IC化する場合、外付け部品が不要で
あり、IC化に好適である。

また、入力信号レベルが小さく、受信には適さ
ないようなときには、Ei＜ΔVaであつてメータ
ーＭは振れないことになり、すなわち、受信に適
さないような信号に対してまでメーターＭが振れ
ることがない。

ところが、この指示回路では、トランジスタ
Q₁，Q₂（及びQ₇，Q₈）の電流増幅率h_FEがばらつ
くと、コレクタ電流I_C1，I_C2がばらつくので、メ
ーター電流I_Mも第３図に示すようにばらついてし
まう。特に、ICにおいては、電流増幅率h_FEのば
らつきが大きいので、メーター電流I_Mのばらつき
も大きくなつてしまう。

発明の目的 この発明は、このような問題点を解決しようと
するものである。

発明の概要 このため、この発明においては、ピンチ抵抗に
よりトランジスタQ₁，Q₂，Q₇，Q₈のコレクタ電
流のばらつきを補正するようにしたものである。

実施例 すなわち、第４図において、中段の中間周波ア
ンプ２は、第１図と同様に構成されると共に、メ
ーターＭまでの電流ラインも同様に構成される。

さらに、トランジスタQ₂₁，Q₂₂のベースが互
いに接続されると共に、トランジスタQ₂₁のコレ
クタに接続され、そのエミツタが抵抗器R₂₁を通
じて電源端子Ｔに接続され、トランジスタQ₂₂の
エミツタが抵抗器R₂₂，R₂₃の並列回路を通じて
端子Ｔに接続されて端子Ｔを基準電位点とし、か
つ、トランジスタQ₂₁を入力側とするカレントミ
ラー回路２４が構成される。

この場合、抵抗器R₂₃はペンチ抵抗とされ、す
なわち、この指示回路がIC化されるとき、トラ
ンジスタ構造が構成されると共に、そのベース領
域の両側に電極が被着形成され、この電極間のベ
ース領域の抵抗分が抵抗器R₂₃とされるものであ
る。なお、抵抗器R₂₂は、一般の拡散抵抗であ
る。

また、トランジスタQ₂₁のコレクタと接地との
間に、トランジスタQ₂₃のコレクタ・エミツタ間
と抵抗器R₂₃とが直列接続され、トランジスタ
Q₂₃のベースがバイアス電源Ｖに接続される。さ
らにトランジスタQ₂₂のコレクタと接地との間
に、ダイオード接続されたトランジスタQ₁₁，
Q₁₂が直列接続されると共に、トランジスタQ₂₂
のコレクタに得られる電圧V_C11が、トランジスタ
Q₁，Q₂，Q₇，Q₈にバイアス電圧として供給され
る。

このような構成によれば、トランジスタQ₂₃に
は一定のコレクタ電流I_C23が流れ、このコレクタ
電流I_C23がカレントミラー回路２４の入力電流と
なるので、トランジスタQ₂₂には電流I_C23を基準
とし、かつ、抵抗器R₂₁〜R₂₃の値で決まる一定
の大きさのコレクタ電流I_C22が流れる。そして、
この電流I_C22がトランジスタQ₁₁，Q₁₂を流れるの
で、このとき、トランジスタQ₁₁，Q₁₂に電圧V_C11
が得られ、この電圧V_C11が抵抗器R₈，R₉を通じ
てトランジスタQ₁，Q₂にベースバイアスとして
供給される。

そして、今、この指示回路をIC化したとき、
トランジスタQ₂，Q₂の電流増幅率h_FEがばらつい
て基準値よりも大きいとする。すると、トランジ
スタQ₁，Q₂のコレクタ電流I_C1，I_C2は基準値より
も大きくなるはずである。

しかし、ICでは、トランジスタの電流増幅率
h_FEとピンチ抵抗とは、ばらつきが比例するので、
この場合には、抵抗器（ピンチ抵抗）R₂₃も基準
値よりも大きい値となつている。

従つて、トランジスタQ₂₂のコレクタ電流I_C22
は基準値よりも小さくなり、電圧V_C11は基準値よ
りも低くなるので、トランジスタQ₁，Q₂のコレ
クタ電流I_C1，I_C2は減少して電流増幅率h_FEの上昇
によるコレクタ電流I_C1，I_C2の増加は相殺される。

また、逆にトランジスタQ₁，Q₂の電流増幅率
h_FEが基準値よりも小さくばらついたとすれば、
そのコレクタ電流I_C1，I_C2は基準値よりも小さく
なるはずである。

しかし、このときには、抵抗器（ピンチ抵抗）
R₂₃の値が基準値よりも小さくなるので、コレク
タ電流I_C22が基準値よりも大きくなつて電圧V_C11
が基準値よりも大きくなり、従つて、トランジス
タQ₁，Q₂のコレクタ電流I_C1，I_C2は増加して電流
増幅率h_FEの低下によるコレクタ電流I_C1，I_C2の減
少は相殺される。

なお、トランジスタQ₇，Q₈の電流増幅率h_FEの
ばらつきに対しても同様である。また、コレクタ
電流I_C1，I_C2のばらつきを相殺するときの相殺量
は、抵抗器R₂₂により調整できる。

こうして、この発明によれば、トランジスタ
Q₁，Q₂の電流増幅率h_FEがばらついてもそのコレ
クタ電流I_C1，I_C2を基準値に補正できるので、例
えばメーターＭの振れ特性を一定にできる。

しかも、この場合、特にこの発明によれば、数
個の素子を追加するだけでよく、IC化の妨げと
ならない。また、コストアツプも考えなくてよ
い。

発明の効果 トランジスタの電源増幅率がばらついても一定
の指示特性を得ることができる。しかも、構成が
簡単であり、IC化に有利である。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第３図はこの発明を説明するための
図、第４図はこの発明の一例の接続図である。 １〜３は中間周波アンプの各段である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１及び第２のトランジスタのコレクタを第
   １及び第２の抵抗器を通じて電源の一端に接続
   し、上記第１及び第２のトランジスタのエミツタ
   を共通の抵抗器を通じて上記電源の他端に接続
   し、上記第１及び第２のトランジスタのベース間
   に入力信号を供給し、上記第１または第２のトラ
   ンジスタのコレクタ出力を、所定のスレツシヨー
   ルドレベルを有する回路を通じて指示手段に供給
   し、上記入力信号のレベルが上記第１及び第２の
   トランジスタのダイナミツクレンジを越えると
   き、上記入力信号のレベルを上記指示手段により
   指示すると共に、第３のトランジスタのエミツタ
   にピンチ抵抗を接続し、この第３のトランジスタ
   のコレクタ電流を電圧に変換し、この電圧を上記
   第１及び第２のトランジスタのベースにバイアス
   電圧として供給するようにしたレベル指示回路。