JPH0464213B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0464213B2 JPH0464213B2 JP60153010A JP15301085A JPH0464213B2 JP H0464213 B2 JPH0464213 B2 JP H0464213B2 JP 60153010 A JP60153010 A JP 60153010A JP 15301085 A JP15301085 A JP 15301085A JP H0464213 B2 JPH0464213 B2 JP H0464213B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- stage
- differential
- differential amplifier
- double
- amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、受信機の中間周波増幅器の構成に関
し、特に、受信機の受信電界検出の方式に関す
る、 従来の技術 本発明の先行技術としては、例えば、マイクロ
エレクトロニクス アンド リライアビリテイ、
第16号、第345頁〜第366頁、パーガモンプレス社
1977年発行（Microelectronics and Reliability，
vol.16，pp，345〜366.Pergamon Press，1977）
が存在する。本発明の従来例として開示されてい
る第３図の回路構成は上記文献に示されている
CA3089なるIC中の一部を抽出したものである。
その他上記文献中における本明細書の第３図と関
係する部分はFig1、Fig2、Fig10、Fig11、Fig12
及びその説明文である。
し、特に、受信機の受信電界検出の方式に関す
る、 従来の技術 本発明の先行技術としては、例えば、マイクロ
エレクトロニクス アンド リライアビリテイ、
第16号、第345頁〜第366頁、パーガモンプレス社
1977年発行（Microelectronics and Reliability，
vol.16，pp，345〜366.Pergamon Press，1977）
が存在する。本発明の従来例として開示されてい
る第３図の回路構成は上記文献に示されている
CA3089なるIC中の一部を抽出したものである。
その他上記文献中における本明細書の第３図と関
係する部分はFig1、Fig2、Fig10、Fig11、Fig12
及びその説明文である。
従来、電界検出機能を有する中間周波増幅器の
構成は、第３図に示すように、多段の増幅器（ト
ランジスタＱ１′〜Ｑ１０′から成る第１段；Ｑ１
１′〜Ｑ１９′から成る第２段；Ｑ２０′〜Ｑ２
７′から成る第３段）の各段の出力をコンデンサ
（Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１０）を介して整流し、夫々の
段の整流電流波形を加算して電界レベル情報を出
していた。
構成は、第３図に示すように、多段の増幅器（ト
ランジスタＱ１′〜Ｑ１０′から成る第１段；Ｑ１
１′〜Ｑ１９′から成る第２段；Ｑ２０′〜Ｑ２
７′から成る第３段）の各段の出力をコンデンサ
（Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１０）を介して整流し、夫々の
段の整流電流波形を加算して電界レベル情報を出
していた。
発明が解決しようとする問題点
上述した従来の電界検出機能を有する中間周波
増幅器は交流信号の整流はダイオード（Ｑ２８′，
Ｑ２９′，Ｑ３０′；Ｑ３２′，Ｑ３３′，Ｑ３
４′；Ｑ３５′，Ｑ３６′，Ｑ３７′）を使つて行つ
ているので特に温度特性が悪くなり温度特性を補
償する為には回路が複雑になるという欠点があ
る。
増幅器は交流信号の整流はダイオード（Ｑ２８′，
Ｑ２９′，Ｑ３０′；Ｑ３２′，Ｑ３３′，Ｑ３
４′；Ｑ３５′，Ｑ３６′，Ｑ３７′）を使つて行つ
ているので特に温度特性が悪くなり温度特性を補
償する為には回路が複雑になるという欠点があ
る。
また、整流器は上述のようにダイオードを用い
る半波整流方式であることにより各々にコンデン
サ（Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１０）が必要であり、中間周
波数を下げると大きなコンデンサが必要となる。
従つて、上述のコンデンサをICに内蔵する場合
にはチツプサイズが大きくなる。また、コンデン
サを外付けにしてチツプサイズを小さくするため
には各段毎に外付けコンデンサが必要となるため
に、外付けコンデンサ用の端子が増えてIC化に
は不利であつた。更にまた、整流器が上述のよう
にダイオードを用いたものであり、トランジスタ
Ｑ１′〜Ｑ１０′から成る第１段目の差動増幅器が
飽和するまでの信号入力までしか検出出来ず、ダ
イナミツクレンジを大きくするために多段化して
差動増幅器の総利得を上げていつても上述の飽和
レベルで最大入力レベルが決定され十分なダイナ
ミツクレンジが得られなかつた。一方、入力信号
検出電圧のログ特性に対する偏差を小さくするた
めには一般的に上述した差動増幅器１段当りの利
得を下げてかつ多段化する必要があり、コンデン
サも整流器の段数だけ必要となる欠点があつた。
る半波整流方式であることにより各々にコンデン
サ（Ｃ８，Ｃ９，Ｃ１０）が必要であり、中間周
波数を下げると大きなコンデンサが必要となる。
従つて、上述のコンデンサをICに内蔵する場合
にはチツプサイズが大きくなる。また、コンデン
サを外付けにしてチツプサイズを小さくするため
には各段毎に外付けコンデンサが必要となるため
に、外付けコンデンサ用の端子が増えてIC化に
は不利であつた。更にまた、整流器が上述のよう
にダイオードを用いたものであり、トランジスタ
Ｑ１′〜Ｑ１０′から成る第１段目の差動増幅器が
飽和するまでの信号入力までしか検出出来ず、ダ
イナミツクレンジを大きくするために多段化して
差動増幅器の総利得を上げていつても上述の飽和
レベルで最大入力レベルが決定され十分なダイナ
ミツクレンジが得られなかつた。一方、入力信号
検出電圧のログ特性に対する偏差を小さくするた
めには一般的に上述した差動増幅器１段当りの利
得を下げてかつ多段化する必要があり、コンデン
サも整流器の段数だけ必要となる欠点があつた。
本発明は従来の上記事情に鑑みてなされたもの
であり、従つて本発明の目的は、従来の技術に内
在する上記諸欠点を解消することにある。
であり、従つて本発明の目的は、従来の技術に内
在する上記諸欠点を解消することにある。
問題点を解決するための手段
上記目的を達成する為に、本発明に係る電界強
度検出機能付中間周波増幅回路は、差動増幅器と
２重平衡型差動増幅器から構成される両波整流器
を多段縦続接続して得られる中間周波増幅回路で
あつて各段の２重平衡型差動増幅器を構成する差
動増幅器が相互に並列接続された２つの差動増幅
器から成り、それぞれ異なる利得を有している。
度検出機能付中間周波増幅回路は、差動増幅器と
２重平衡型差動増幅器から構成される両波整流器
を多段縦続接続して得られる中間周波増幅回路で
あつて各段の２重平衡型差動増幅器を構成する差
動増幅器が相互に並列接続された２つの差動増幅
器から成り、それぞれ異なる利得を有している。
実施例
次に本発明をその好ましい一実施例について図
面を参照して具体的に説明する。
面を参照して具体的に説明する。
第１図は本発明の一実施例として４段構成の場
合を例に示した回路構成図である。
合を例に示した回路構成図である。
トランジスタＱ１〜Ｑ１０は第１段目の両波整
流器を構成し、トランジスタＱ１１〜Ｑ２０は第
２段目の両波整流器を構成し、トランジスタＱ２
１〜Ｑ３Ｂは第３段目の両波整流器を構成し、ト
ランジスタＱ３１〜Ｑ４０は第４段目の両波整流
器を構成する。
流器を構成し、トランジスタＱ１１〜Ｑ２０は第
２段目の両波整流器を構成し、トランジスタＱ２
１〜Ｑ３Ｂは第３段目の両波整流器を構成し、ト
ランジスタＱ３１〜Ｑ４０は第４段目の両波整流
器を構成する。
加算回路ADDは上述の第１段目の両波整流器
から第４段目の両波整流器までの正相出力電流を
加算し、この加算電流を抵抗Ｒ１７とコンデンサ
Ｃ１により平滑化し、入力信号レベルを直流電圧
Vsで出力する。
から第４段目の両波整流器までの正相出力電流を
加算し、この加算電流を抵抗Ｒ１７とコンデンサ
Ｃ１により平滑化し、入力信号レベルを直流電圧
Vsで出力する。
今、IF入力信号VINが次第に大きくなると、順
次後段の２重平衡型差動増幅器から飽和してく
る。ここで、R3＝R4＝R7＝R8＝R11＝R12＝
R15＝R16＝REとおけば、それぞれの２重平衡型
差動増幅器を構成する並列接続された２つの差動
増幅器の小信号利得は次のように示される。
次後段の２重平衡型差動増幅器から飽和してく
る。ここで、R3＝R4＝R7＝R8＝R11＝R12＝
R15＝R16＝REとおけば、それぞれの２重平衡型
差動増幅器を構成する並列接続された２つの差動
増幅器の小信号利得は次のように示される。
但し、
VT＝kT／ｑ ……(1)
ここで
ｋ：ボルツマン定数
Ｔ：絶対温度
ｑ：単位電子電荷
第１段目の２重平衡型差動増幅器については、
カレントソースＩ２′を持つ差動増幅器の利得g11
は g11＝I2′／2VT ……(2) カレントソースI3を持つ差動増幅器の利得g12
は g12＝I3／（2VT＋REI3） ……(3) である。
カレントソースＩ２′を持つ差動増幅器の利得g11
は g11＝I2′／2VT ……(2) カレントソースI3を持つ差動増幅器の利得g12
は g12＝I3／（2VT＋REI3） ……(3) である。
第２段目の２重平衡型差動増幅器については、
カレントソースI2を持つ差動増幅器の利得g21は g21＝I2／2VT ……(4) カレントソースI3を持つ差動増幅器の利得g22
は g22＝I3／（2VT＋REI3） ……(5) である。
カレントソースI2を持つ差動増幅器の利得g21は g21＝I2／2VT ……(4) カレントソースI3を持つ差動増幅器の利得g22
は g22＝I3／（2VT＋REI3） ……(5) である。
第３段目の２重平衡型差動増幅器については、
カレントソースI2を持つ差動増幅器の利得g31は g31＝I2／2VT ……(6) カレントソースI3を持つ差動増幅器の利得g32
は g32＝I3／（2VT＋REI3） ……(7) である。
カレントソースI2を持つ差動増幅器の利得g31は g31＝I2／2VT ……(6) カレントソースI3を持つ差動増幅器の利得g32
は g32＝I3／（2VT＋REI3） ……(7) である。
第４段目の２重平衡型差動増幅器については、
カレントソースI2を持つ差動増幅器の利得g41は g41＝I2／2VT ……(8) カレントソースI3′を持つ差動増幅器の利得g42
は g42＝I3′／（2VT＋REI3′） ……(9) と表わせる。
カレントソースI2を持つ差動増幅器の利得g41は g41＝I2／2VT ……(8) カレントソースI3′を持つ差動増幅器の利得g42
は g42＝I3′／（2VT＋REI3′） ……(9) と表わせる。
ここで、I2＝I2′＝I3＝I3′とすると、
g11＝g21＝g31＝g41 ……(10)
g12＝g22＝g32＝g42 ……(11)
となる。今、第１段から第４段までの差動増幅器
の利得をすべてg0とする。
の利得をすべてg0とする。
(10)，(11)式で
g11＝√0・g12 ……(12)
となる様にエミツタ抵抗REを設定することがで
きる。この場合、第１図の平均出力シンク電流Is
の特性は第２図のIsで示す様な曲線となり、VIN
（dB）と整流出力電流特性の関係はほぼ線形とな
ることがわかる。但し、 G0（dB）＝20log g0 ……(13) 以下、このことについて詳しく説明する。
きる。この場合、第１図の平均出力シンク電流Is
の特性は第２図のIsで示す様な曲線となり、VIN
（dB）と整流出力電流特性の関係はほぼ線形とな
ることがわかる。但し、 G0（dB）＝20log g0 ……(13) 以下、このことについて詳しく説明する。
第２図の１の曲線は第１図の回路図でトランジ
スタＱ７，Ｑ８；Ｑ１７，Ｑ１８；Ｑ２７，Ｑ２
８；Ｑ３７，Ｑ３８から構成される４つの差動増
幅器取り除いた場合の特性であり、(11)式で示され
る利得の差動増幅器だけで構成する場合である。
スタＱ７，Ｑ８；Ｑ１７，Ｑ１８；Ｑ２７，Ｑ２
８；Ｑ３７，Ｑ３８から構成される４つの差動増
幅器取り除いた場合の特性であり、(11)式で示され
る利得の差動増幅器だけで構成する場合である。
第２図の２曲線は第１図の回路図でトランジス
タＱ９，Ｑ１０，Ｑ１９，Ｑ２０，Ｑ２９，Ｑ３
０，Ｑ３９，Ｑ４０から構成される４つの差動増
幅器を取り除いた場合の特性であり、(10)式で示さ
れる利得の差動増幅器だけで構成する場合であ
る。
タＱ９，Ｑ１０，Ｑ１９，Ｑ２０，Ｑ２９，Ｑ３
０，Ｑ３９，Ｑ４０から構成される４つの差動増
幅器を取り除いた場合の特性であり、(10)式で示さ
れる利得の差動増幅器だけで構成する場合であ
る。
ここで、(12)式からわかる様に、曲線２は曲線１
の場合に比べてG0／2dBだけ整流器の感度が低く
なるようにエミツタ抵抗REの大きさを選んでい
る。
の場合に比べてG0／2dBだけ整流器の感度が低く
なるようにエミツタ抵抗REの大きさを選んでい
る。
尚、第２図のVIN（dB）はIs特性等を以下にお
いてはログ特性曲線と呼ぶことにする。
いてはログ特性曲線と呼ぶことにする。
第２図の曲線１，２は４つずつ凹凸に波打つ曲
線でログ特性が近似されている。このように、一
般にログ特性曲線を線形増幅器で折れ線近似した
場合には第２図の曲線１，２に示すように必ずロ
グ特性からのずれが生じる。このログ特性からの
偏差を小さくするためには折れ線近似の段数を増
やしてやるより方法がないことが良く知られてい
る。
線でログ特性が近似されている。このように、一
般にログ特性曲線を線形増幅器で折れ線近似した
場合には第２図の曲線１，２に示すように必ずロ
グ特性からのずれが生じる。このログ特性からの
偏差を小さくするためには折れ線近似の段数を増
やしてやるより方法がないことが良く知られてい
る。
しかるに、第１図の回路図に於いては、各段の
２重平衝型作動増幅器を構成する差動トランジス
タ対、即ち、トランジスタＱ７，Ｑ８とトランジ
スタＱ９，Ｑ１０；トランジスタＱ１７，Ｑ１８
とトランジスタＱ１９，Ｑ２０；トランジスタＱ
２７，Ｑ２８とトランジスタＱ２９，Ｑ３０；ト
ランジスタＱ３７，Ｑ３８とトランジスタＱ３
９，Ｑ４０はそれぞれ位相が同一であるから、第
１図の回路図に示す電界強度検出機能の出力シン
ク電流Isの特性は第２図に示す曲線１と曲線２と
を足し合わせた特性となる。ここで曲線１の凸部
と曲線２の凸部とは互いに1/2G0（dB）だけずれ
た入力レベルで生じるように、エミツタ抵抗RE
を選んでいるために、お互いに波打つ凸凹を打ち
消し合つて直線性が改善されることがわかる。
２重平衝型作動増幅器を構成する差動トランジス
タ対、即ち、トランジスタＱ７，Ｑ８とトランジ
スタＱ９，Ｑ１０；トランジスタＱ１７，Ｑ１８
とトランジスタＱ１９，Ｑ２０；トランジスタＱ
２７，Ｑ２８とトランジスタＱ２９，Ｑ３０；ト
ランジスタＱ３７，Ｑ３８とトランジスタＱ３
９，Ｑ４０はそれぞれ位相が同一であるから、第
１図の回路図に示す電界強度検出機能の出力シン
ク電流Isの特性は第２図に示す曲線１と曲線２と
を足し合わせた特性となる。ここで曲線１の凸部
と曲線２の凸部とは互いに1/2G0（dB）だけずれ
た入力レベルで生じるように、エミツタ抵抗RE
を選んでいるために、お互いに波打つ凸凹を打ち
消し合つて直線性が改善されることがわかる。
発明の効果
以上説明したように、本発明によれば、差動増
幅器と２重平衡型差動増幅器を多段縦続接続して
得られる中間周波増幅回路において、各段の両波
整流器を構成する２重平衡型差動増幅器を利得を
それぞれ違えた２つの２重平衡型差動増幅器を相
互に並列接続することにより、入力電圧に対する
直流出力のログ特性の線形性を改善できる効果が
得られる。
幅器と２重平衡型差動増幅器を多段縦続接続して
得られる中間周波増幅回路において、各段の両波
整流器を構成する２重平衡型差動増幅器を利得を
それぞれ違えた２つの２重平衡型差動増幅器を相
互に並列接続することにより、入力電圧に対する
直流出力のログ特性の線形性を改善できる効果が
得られる。
本回路構成においては、２重平衡型差動増幅器
の正相出力電流波形が同相となるので、コンデン
サを用いて直流化しなくても加算が可能である。
の正相出力電流波形が同相となるので、コンデン
サを用いて直流化しなくても加算が可能である。
本発明によれば、また、2n段の差動増幅器と
2n段の整流器から構成される電界検出機能を持
つ中間周波増幅器と同等の直線性を持つログ特性
が得られる。更にまた、差動対構成により温度特
性も良好となる。
2n段の整流器から構成される電界検出機能を持
つ中間周波増幅器と同等の直線性を持つログ特性
が得られる。更にまた、差動対構成により温度特
性も良好となる。
以上、本発明によれば、低い中間周波数から動
作し、電解検出電圧の温度特性に優れ、直線性が
大幅に改善された飽和入力信号レベルの高い広い
ダイナミツクレンジを有する電界検出機能を持つ
中間周波増幅回路を比較的小さな回路規模で実現
出来ると共に、コンデンサを省略出来、利点が大
きい。
作し、電解検出電圧の温度特性に優れ、直線性が
大幅に改善された飽和入力信号レベルの高い広い
ダイナミツクレンジを有する電界検出機能を持つ
中間周波増幅回路を比較的小さな回路規模で実現
出来ると共に、コンデンサを省略出来、利点が大
きい。
第１図は本発明の一実施例を４段で構成した場
合の回路構成図である。第２図は第１図の回路図
における直流電圧出力のシンク電流Isの特性を示
すものであり、第２図の１の曲線は第１図の回路
図でトランジスタＱ７，Ｑ８；Ｑ１７，Ｑ１８；
Ｑ２７，Ｑ２８；Ｑ３７，Ｑ３８を取り除いた時
の特性であり、２の曲線はトランジスタＱ９，Ｑ
１０；Ｑ１９，Ｑ２０；Ｑ２９，Ｑ３０；Ｑ３
９，Ｑ４０と抵抗R3，R4；Ｒ７，R8；R11，
R12；R15，R16を取り除いた時の特性である。
第３図は、３段の差動増幅回路から構成される従
来の回路例を示すものである。第４図は第３図に
於けるＳ−METER OUTの出力電圧をIF入力の
信号レベルVIN（dB）に対して示したものである。 Q1〜Q40……トランジスタ、R1〜R17……抵
抗、C1……コンデンサ、I1，I2，I2′，I3，I3′…
…定電流源、VIN……IF入力信号、V0……IF出力
信号、Is……出力シンク電流、ADD……加算回
路。
合の回路構成図である。第２図は第１図の回路図
における直流電圧出力のシンク電流Isの特性を示
すものであり、第２図の１の曲線は第１図の回路
図でトランジスタＱ７，Ｑ８；Ｑ１７，Ｑ１８；
Ｑ２７，Ｑ２８；Ｑ３７，Ｑ３８を取り除いた時
の特性であり、２の曲線はトランジスタＱ９，Ｑ
１０；Ｑ１９，Ｑ２０；Ｑ２９，Ｑ３０；Ｑ３
９，Ｑ４０と抵抗R3，R4；Ｒ７，R8；R11，
R12；R15，R16を取り除いた時の特性である。
第３図は、３段の差動増幅回路から構成される従
来の回路例を示すものである。第４図は第３図に
於けるＳ−METER OUTの出力電圧をIF入力の
信号レベルVIN（dB）に対して示したものである。 Q1〜Q40……トランジスタ、R1〜R17……抵
抗、C1……コンデンサ、I1，I2，I2′，I3，I3′…
…定電流源、VIN……IF入力信号、V0……IF出力
信号、Is……出力シンク電流、ADD……加算回
路。
Claims (1)
- １ 差動増幅器がｎ段あり、それぞれの差動増幅
器の出力が順次次段の入力となる様に接続された
中間周波増幅器を構成し、前記差動増幅器の各段
における出力信号を第１の入力とし且つ前記差動
増幅器の各段における入力信号を第２の入力とす
る２重平衡型差動増幅器が前記差動増幅器に対応
してｎ個あり、前記ｎ個の２重平衡型差動増幅器
のそれぞれの正相出力電流を加算する回路を持つ
構成から成る中間周波増幅器において、前記２重
平衡型差動増幅器の第２の入力が印加される差動
増幅器は、エミツタ抵抗を介して各エミツタが共
通に接続されてなる差動対とエミツタ抵抗を介さ
ずに各エミツタが共通に接続されてなる差動対が
相互に並列接続されて成ることを特徴とする電界
強度検出機能付中間周波増幅回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60153010A JPS6214528A (ja) | 1985-07-11 | 1985-07-11 | 電界強度検出機能付中間周波増幅回路 |
| US06/800,831 US4680553A (en) | 1985-01-18 | 1985-11-22 | Intermediate frequency amplifier with signal strength detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60153010A JPS6214528A (ja) | 1985-07-11 | 1985-07-11 | 電界強度検出機能付中間周波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6214528A JPS6214528A (ja) | 1987-01-23 |
| JPH0464213B2 true JPH0464213B2 (ja) | 1992-10-14 |
Family
ID=15552980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60153010A Granted JPS6214528A (ja) | 1985-01-18 | 1985-07-11 | 電界強度検出機能付中間周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6214528A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02199526A (ja) * | 1988-10-14 | 1990-08-07 | David G Capper | 制御インターフェース装置 |
| US10086262B1 (en) | 2008-11-12 | 2018-10-02 | David G. Capper | Video motion capture for wireless gaming |
-
1985
- 1985-07-11 JP JP60153010A patent/JPS6214528A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6214528A (ja) | 1987-01-23 |
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