JPH0473339B2 - - Google Patents
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- JPH0473339B2 JPH0473339B2 JP2988382A JP2988382A JPH0473339B2 JP H0473339 B2 JPH0473339 B2 JP H0473339B2 JP 2988382 A JP2988382 A JP 2988382A JP 2988382 A JP2988382 A JP 2988382A JP H0473339 B2 JPH0473339 B2 JP H0473339B2
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- values
- modulation
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- Prior art date
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
- G11B20/1426—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code conversion to or from block codes or representations thereof
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、磁気記録再生装置、回転デイスク
等を媒体として２値符号を伝送する場合に適用さ
れるデイジタル変調方法に関する。
等を媒体として２値符号を伝送する場合に適用さ
れるデイジタル変調方法に関する。
この発明は、２つの反転（トランジシヨン）間
の最小間隔TminがＴ（Ｔは入力データの１ビツ
ト当りの時間である）で、その最大間隔Tmaxが
2.5Tで、変調波の反転間隔の単位Twが0.5Tで、
且つ直流成分のスペクトルを持たないデイジタル
変調方法である。
の最小間隔TminがＴ（Ｔは入力データの１ビツ
ト当りの時間である）で、その最大間隔Tmaxが
2.5Tで、変調波の反転間隔の単位Twが0.5Tで、
且つ直流成分のスペクトルを持たないデイジタル
変調方法である。
従来から、（Tmin＝Ｔ，Tw＝0.5T）のデイジ
タル変調方法として、（Tmax＝2T）のMFM方
式や（Tmax＝2.5T）のM2FM方式が知られて
いるが、これらは、直流成分のスペクトルを持つ
ものであつた。
タル変調方法として、（Tmax＝2T）のMFM方
式や（Tmax＝2.5T）のM2FM方式が知られて
いるが、これらは、直流成分のスペクトルを持つ
ものであつた。
この発明に依れば、直流成分のスペクトルを持
たないことによつて、回転ヘツド型の記録再生装
置のように、ロータリートランスが介在し、直流
及び低域成分の伝送が困難な場合でも、波形のひ
ずみが生じるのを防止できる。また、この発明
は、最小反転間隔と最大反転間隔との比
（Tmax／Tmin）が（Tmin＝Ｔ、Tw＝0.5T）の直流 成分を持たない変調方式として、Tmax＝3Tの
Miller−２が知られているが、それらと比べて、
変調波形の周波数スペクトラムが狭い範囲に集中
することになる。したがつて、記録アンプ又は再
生アンプの帯域が狭くても良く、回路設計が容易
になり、雑音も減少させることができ、再生波形
の誤り率をより小さくできる。これと共に、セル
フクロツク抽出用のPLL回路の設計を容易とす
ることができる。
たないことによつて、回転ヘツド型の記録再生装
置のように、ロータリートランスが介在し、直流
及び低域成分の伝送が困難な場合でも、波形のひ
ずみが生じるのを防止できる。また、この発明
は、最小反転間隔と最大反転間隔との比
（Tmax／Tmin）が（Tmin＝Ｔ、Tw＝0.5T）の直流 成分を持たない変調方式として、Tmax＝3Tの
Miller−２が知られているが、それらと比べて、
変調波形の周波数スペクトラムが狭い範囲に集中
することになる。したがつて、記録アンプ又は再
生アンプの帯域が狭くても良く、回路設計が容易
になり、雑音も減少させることができ、再生波形
の誤り率をより小さくできる。これと共に、セル
フクロツク抽出用のPLL回路の設計を容易とす
ることができる。
以下、この発明の一実施例について説明する。
この例では第１の値（０）及び第２の値(1)から入
力データを０の前とその後とを交互に境界とし
て、入力データをブロツクに区切る。そして、、
第１の値（０）のビツトの２ビツト又は０のビツ
トで挾まれた第２の値(1)のビツトの連続するブロ
ツクからなる第１のグループは、第１図に示す変
調規則によつて変調し、０を含まない１のビツト
だけのブロツクからなる第２のグループは、第２
図に示す変調規則によつて変調する。
この例では第１の値（０）及び第２の値(1)から入
力データを０の前とその後とを交互に境界とし
て、入力データをブロツクに区切る。そして、、
第１の値（０）のビツトの２ビツト又は０のビツ
トで挾まれた第２の値(1)のビツトの連続するブロ
ツクからなる第１のグループは、第１図に示す変
調規則によつて変調し、０を含まない１のビツト
だけのブロツクからなる第２のグループは、第２
図に示す変調規則によつて変調する。
０は、その前或いは後が必ずブロツクの境界と
なり、前に境界を持つ０と後に境界を持つ０は交
互に現れる。したがつて最後に現れた０がその前
に境界を持つ０であれば、次に続く１は、第１図
に示す規則により変調され、後を境界とする０で
あつたなら第２図に示す規則に従つて変調され
る。
なり、前に境界を持つ０と後に境界を持つ０は交
互に現れる。したがつて最後に現れた０がその前
に境界を持つ０であれば、次に続く１は、第１図
に示す規則により変調され、後を境界とする０で
あつたなら第２図に示す規則に従つて変調され
る。
第１図において、Ｎは、入力データの２つの０
の間に挾まれた１の個数を示している。
の間に挾まれた１の個数を示している。
（Ｎ＝０）のときは、入力データの00を２倍の
レートの0011に変換する。０が連続する入力デー
タの場合には、ビツトセルの区切りで０と１とが
反転し、Ｔの反転間隔となる。
レートの0011に変換する。０が連続する入力デー
タの場合には、ビツトセルの区切りで０と１とが
反転し、Ｔの反転間隔となる。
（Ｎ＝１）のときは、入力データの１のビツト
セルの中央で反転させる。
セルの中央で反転させる。
（Ｎ＝２）のときは、00111100または1100011
に変換する。
に変換する。
（Ｎ＝３）のときは、0001100111または
1110011000に変換する。
1110011000に変換する。
（Ｎ≧４）で（Ｎ＝2n）の場合には、最初の
０を低レベルとし、それ以後、入力データの１の
２ビツト毎に高レベルと低レベルとを交互に繰り
返す。
０を低レベルとし、それ以後、入力データの１の
２ビツト毎に高レベルと低レベルとを交互に繰り
返す。
（Ｎ≧５）で（Ｎ＝2n＋１）の場合には、最
初の０を低レベルとして、それ以降、入力データ
の１の２ビツト毎に高レベルと低レベルとを交互
に繰り返す。但し、入力データの１の最後の５ビ
ツトは、2.5Tを２回連続させ、残りの期間は、
2Tとする。
初の０を低レベルとして、それ以降、入力データ
の１の２ビツト毎に高レベルと低レベルとを交互
に繰り返す。但し、入力データの１の最後の５ビ
ツトは、2.5Tを２回連続させ、残りの期間は、
2Tとする。
なお、第１図に示すブロツクの前又は後が０又
は１によつて破線図示のように、２通りの波形が
存在しうる。
は１によつて破線図示のように、２通りの波形が
存在しうる。
また、第２のグループは、元の入力データのビ
ツトセルの中央の位置で反転を生じさせる。した
がつて１が何個連続しても、反転間隔がＴとな
る。
ツトセルの中央の位置で反転を生じさせる。した
がつて１が何個連続しても、反転間隔がＴとな
る。
上述の第１図及び第２図に示す変調規則に依れ
ば、１ブロツク内の低レベルの期間の総和と高レ
ベルの期間の総和とが等しいものとなり、複数ブ
ロツクからなる一連のデータに関しても同様の関
係が成立し、直流成分のスペクトラムを持たない
ようにできる。
ば、１ブロツク内の低レベルの期間の総和と高レ
ベルの期間の総和とが等しいものとなり、複数ブ
ロツクからなる一連のデータに関しても同様の関
係が成立し、直流成分のスペクトラムを持たない
ようにできる。
第３図は、この発明の一実施例における変調回
路の構成を示し、１で示すシフトレジスタの直列
入力として入力端子２から入力データが供給され
る。入力データは、（Ｙ→Ｚ→Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ）
の順序のものであつて、各ビツトの反転した値も
シフトレジスタ１から取り出され、組合せ回路４
に供給される。また、入力データがJKフリツ
プフロツプ３のＪ及びＫに入力とされ、このフリ
ツプフロツプ３の出力Ｑ，が組合せ回路４に供
給される。このフリツプフロツプ３の出力Ｑは、
Ｚまでの最後に現れた０がその前にブロツクの境
界を与える場合に０、その後に境界を与える場合
に１になる。そして組合せ回路４から入力データ
のＡの１ビツトがP1及びP2の２ビツトに変換さ
れる。
路の構成を示し、１で示すシフトレジスタの直列
入力として入力端子２から入力データが供給され
る。入力データは、（Ｙ→Ｚ→Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｄ）
の順序のものであつて、各ビツトの反転した値も
シフトレジスタ１から取り出され、組合せ回路４
に供給される。また、入力データがJKフリツ
プフロツプ３のＪ及びＫに入力とされ、このフリ
ツプフロツプ３の出力Ｑ，が組合せ回路４に供
給される。このフリツプフロツプ３の出力Ｑは、
Ｚまでの最後に現れた０がその前にブロツクの境
界を与える場合に０、その後に境界を与える場合
に１になる。そして組合せ回路４から入力データ
のＡの１ビツトがP1及びP2の２ビツトに変換さ
れる。
この組合せ回路４の出力がＤ形フリツプフロツ
プ５，６及びセレクタ７に供給される。セレクタ
７には、JKフリツプフロツプ８ａが接続され、
JKフリツプフロツプ８ａの出力端子８に変調デ
ータが得られる。このフリツプフロツプ５，６の
出力には、入力データのビツトＺと対応する以前
の変調出力ａ，ｂが現れ、これが組合せ回路４に
供給される。また、セレクタ７は、同時に発生す
る２ビツトP1及びP2を入力データの２倍の伝送
レートでもつて順次出力するもので、出力端子８
に変調データが得られる。この変調データは、
（ａ→ｂ→P1→P2）の順序となる。セレクタ７の
出力に発生する出力データは、変調波形が低レベ
ルから高レベルまたはその逆に変化する時に、１
となり、レベルの変化がない時には、０となる。
この信号がJKフリツプフロツプ８ａを介される
ことにより、セレクタ７の出力が１の時に、レベ
ルが反転し、これが０の時にレベル反転しない変
調データが得られる。
プ５，６及びセレクタ７に供給される。セレクタ
７には、JKフリツプフロツプ８ａが接続され、
JKフリツプフロツプ８ａの出力端子８に変調デ
ータが得られる。このフリツプフロツプ５，６の
出力には、入力データのビツトＺと対応する以前
の変調出力ａ，ｂが現れ、これが組合せ回路４に
供給される。また、セレクタ７は、同時に発生す
る２ビツトP1及びP2を入力データの２倍の伝送
レートでもつて順次出力するもので、出力端子８
に変調データが得られる。この変調データは、
（ａ→ｂ→P1→P2）の順序となる。セレクタ７の
出力に発生する出力データは、変調波形が低レベ
ルから高レベルまたはその逆に変化する時に、１
となり、レベルの変化がない時には、０となる。
この信号がJKフリツプフロツプ８ａを介される
ことにより、セレクタ７の出力が１の時に、レベ
ルが反転し、これが０の時にレベル反転しない変
調データが得られる。
組合せ回路４は、前後のビツトＺ、Ｙ、Ｂ、
Ｃ、Ｄを参照して次の論理式でもつて入力データ
のビツトＡと対応する出力ビツトP1及びP2を発
生する。
Ｃ、Ｄを参照して次の論理式でもつて入力データ
のビツトＡと対応する出力ビツトP1及びP2を発
生する。
P1＝・｛＋・Ｂ・（＋）・（＋Ｄ）｝
P2＝Ａ・〔Ｑ＋・（＋Ｃ・）
＋Ｚ・・｛Ｂ・Ｃ・＋ｂ・（＋・）｝〕
これらの論理式は、特許請求の範囲第１項に記
載の変調規則と対応しており、その導出につい
て、以下に説明する。
載の変調規則と対応しており、その導出につい
て、以下に説明する。
入力データＡが０の時は、その入力ビツトＡ
は、第１のグループの変調規則に従つて変調され
る。
は、第１のグループの変調規則に従つて変調され
る。
P1＝・
P2＝０ …(1)
入力データＡが１の時は、Ｑの値によつて、第
１のグループの変調規則に従うか、第２のグルー
プの変調規則に従うかが異なる。
１のグループの変調規則に従うか、第２のグルー
プの変調規則に従うかが異なる。
Ｑ＝０の時は、それ以前の最後に現れた入力デ
ータ０がそのビツトの前に境界を持つから、Ａ
は、第１のグループのビツトである。
ータ０がそのビツトの前に境界を持つから、Ａ
は、第１のグループのビツトである。
P1＝・Ａ｛・Ｂ・（＋Ｄ）
＋・Ｚ・Ｂ（＋Ｄ）｝
P2＝・Ａ・｛・＋・Ｂ・Ｃ・
＋・Ｚ・Ｂ・＋・ｂ・Ｚ・
＋・Ｚ・Ｂ・Ｃ・｝ …(2)
Ｑ＝１の時は、逆にＡは、第２のグループのビ
ツトである。
ツトである。
P1＝０
P2＝Ｑ・Ａ …(3)
以上の(1)、(2)及び(3)式をP1、P2毎に加え、共
通項を括つて、簡単化することで、上述の論理式
が求まる。但し、上述の論理式は、唯一のもので
ない。
通項を括つて、簡単化することで、上述の論理式
が求まる。但し、上述の論理式は、唯一のもので
ない。
上述の変調回路によれば、（01111100……）の
入力データに対して第５図に示すような変調出力
として２通りのものを発生する。第５図におい
て、上段に示すものは、最初に現れた０がその前
に境界（・で示す）を持つものと定め（Ｑ＝０）、
次に５個続く１を第１図に示す規則にしたがつて
変調した波形である。また、第５図において、下
段に示すものは、最初に現れた０がその後を境界
を持つものと定め（Ｑ＝１）、次に続く１を第２
図に示す規則にしたがつて変調した波形である。
入力データに対して第５図に示すような変調出力
として２通りのものを発生する。第５図におい
て、上段に示すものは、最初に現れた０がその前
に境界（・で示す）を持つものと定め（Ｑ＝０）、
次に５個続く１を第１図に示す規則にしたがつて
変調した波形である。また、第５図において、下
段に示すものは、最初に現れた０がその後を境界
を持つものと定め（Ｑ＝１）、次に続く１を第２
図に示す規則にしたがつて変調した波形である。
第４図は、復調回路の構成を示し、入力端子１
０からの変調データとフリツプフロツプ１０ａを
介された直前のビツトとがエクスクルーシブOR
ゲート１０ｂに供給される。エクスクルーシブ
ORゲート１０ｂによつて、変調データのレベル
が変化した時に１となるような変調信号が発生す
る。９で示すシフトレジスタに対し、エクスクル
ーシブORゲート１０ｂから変調信号が（ａ→ｂ
→ｃ→ｄ→ｅ）の順序で供給され、、、ｃ、
ｄ、が組合せ回路１１に供給される。変調信号
のｂ及びｃと対応するビツトＡが組合せ回路１１
から出力される。また、変調信号が2.5Tの期間
０で、次の2.5Tの期間１となるときに０となる
検出信号がNANDゲート１２から発生する。
０からの変調データとフリツプフロツプ１０ａを
介された直前のビツトとがエクスクルーシブOR
ゲート１０ｂに供給される。エクスクルーシブ
ORゲート１０ｂによつて、変調データのレベル
が変化した時に１となるような変調信号が発生す
る。９で示すシフトレジスタに対し、エクスクル
ーシブORゲート１０ｂから変調信号が（ａ→ｂ
→ｃ→ｄ→ｅ）の順序で供給され、、、ｃ、
ｄ、が組合せ回路１１に供給される。変調信号
のｂ及びｃと対応するビツトＡが組合せ回路１１
から出力される。また、変調信号が2.5Tの期間
０で、次の2.5Tの期間１となるときに０となる
検出信号がNANDゲート１２から発生する。
すなわち、NANDゲート１２には、変調デー
タのビツトａ，、、、と共に、ａより前
の、、、が供給される。変調データ中の
2.5Tが連続するパターンの場合では、レベル変
化がある時に１とされているので、ビツト（ｗ、
ｘ、ｙ、ｚ、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ）が
（000010000）となり、NANDゲート１３の出力
が低レベルとなる。このNANDゲート１３の出
力により、変調信号の２ビツトの区切りが復調デ
ータの１ビツト毎の区切りと一致しているかどう
かの検出がなされる。このNANDゲート１２の
出力がJKフリツプフロツプ１３のＫ入力とされ
る。このＪ入力は、常に１で、端子１４からのク
ロツク入力が供給され、通常は、フリツプフロツ
プ１３から1/2に分周されたクロツクパルスが現
れ、これがＤ形フリツプフロツプ１５にクロツク
入力として供給される。そして、NANDゲート
１２の出力が０となると、フリツプフロツプ１３
の出力が１とされ、位相合せがなされる。このフ
リツプフロツプ１５のデータ入力として組合せ回
路１１の出力が供給され、出力端子１６に復調デ
ータが取り出される。
タのビツトａ，、、、と共に、ａより前
の、、、が供給される。変調データ中の
2.5Tが連続するパターンの場合では、レベル変
化がある時に１とされているので、ビツト（ｗ、
ｘ、ｙ、ｚ、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ）が
（000010000）となり、NANDゲート１３の出力
が低レベルとなる。このNANDゲート１３の出
力により、変調信号の２ビツトの区切りが復調デ
ータの１ビツト毎の区切りと一致しているかどう
かの検出がなされる。このNANDゲート１２の
出力がJKフリツプフロツプ１３のＫ入力とされ
る。このＪ入力は、常に１で、端子１４からのク
ロツク入力が供給され、通常は、フリツプフロツ
プ１３から1/2に分周されたクロツクパルスが現
れ、これがＤ形フリツプフロツプ１５にクロツク
入力として供給される。そして、NANDゲート
１２の出力が０となると、フリツプフロツプ１３
の出力が１とされ、位相合せがなされる。このフ
リツプフロツプ１５のデータ入力として組合せ回
路１１の出力が供給され、出力端子１６に復調デ
ータが取り出される。
なお、変調信号の位相合せは、変調信号中に同
期信号（通常は現れることがないビツトパターン
のもの）を挿入しておき、この同期信号を検出す
ることで行なうようにしても良い。
期信号（通常は現れることがないビツトパターン
のもの）を挿入しておき、この同期信号を検出す
ることで行なうようにしても良い。
組合せ回路１１は、変調信号のビツトｂ及びｃ
と対応するデータの１ビツトを復調するもので、
次の論理式にしたがつて復調出力を発生する。
と対応するデータの１ビツトを復調するもので、
次の論理式にしたがつて復調出力を発生する。
Ａ＝・＋ｃ＋・
上述の復調のための論理式は、特許請求の範囲
第１項に記載の変調規則に従つて変調されたデイ
ジタルデータを復調するためのものであり、これ
は、１に復調されるべきデータが下記のものであ
ることに基づいている。
第１項に記載の変調規則に従つて変調されたデイ
ジタルデータを復調するためのものであり、これ
は、１に復調されるべきデータが下記のものであ
ることに基づいている。
第１のものは、復調データ１ビツトの期間の中
央で反転しているものであり、（Ａ＝ｃ）で復調
できる。
央で反転しているものであり、（Ａ＝ｃ）で復調
できる。
第２のものは、中央の反転がない時で、その前
の１ビツトの期間とともに、２ビツトの期間で反
転がないものであり、（Ａ＝・・）で復調
できる。
の１ビツトの期間とともに、２ビツトの期間で反
転がないものであり、（Ａ＝・・）で復調
できる。
第３のものは、中央の反転がない時で、その後
の１ビツトの期間とともに、２ビツトの期間で反
転がないものであり、（＝・・）で復調
できる。
の１ビツトの期間とともに、２ビツトの期間で反
転がないものであり、（＝・・）で復調
できる。
なお、変調回路の組合せ回路４、復調回路の組
合せ回路１１は、ROMによつて実現することが
できる。
合せ回路１１は、ROMによつて実現することが
できる。
上述の一実施例の説明から理解されるように、
この発明に依れば、変調信号が直流成分のスペク
トルを持たず、反転間隔の最大値と最小値の差が
小さいデイジタル変調を行なうことができる。し
たがつて、直流成分及び低域成分を伝送できない
場合でも、波形のひずみの発生を防止でき、ま
た、変調波形の周波数スペクトラムが狭い範囲に
集中し、更に、セルフクロツクが容易となる。
この発明に依れば、変調信号が直流成分のスペク
トルを持たず、反転間隔の最大値と最小値の差が
小さいデイジタル変調を行なうことができる。し
たがつて、直流成分及び低域成分を伝送できない
場合でも、波形のひずみの発生を防止でき、ま
た、変調波形の周波数スペクトラムが狭い範囲に
集中し、更に、セルフクロツクが容易となる。
第６図は、この発明の他の実施例の変調規則を
示し、０のビツトで挾まれた１のビツトの連続す
るブロツクからなる第１のグループに対して適用
されるものである。０を含まない１のビツトだけ
のブロツクからなる第２のグループは、前述の一
実施例と同様に、第２図に示す変調規則にしたが
つて変調される。
示し、０のビツトで挾まれた１のビツトの連続す
るブロツクからなる第１のグループに対して適用
されるものである。０を含まない１のビツトだけ
のブロツクからなる第２のグループは、前述の一
実施例と同様に、第２図に示す変調規則にしたが
つて変調される。
第１図に示される変調規則を比べて、（Ｎ＝３）
の場合と、（Ｎ≧５）で（Ｎ＝2n＋１）の場合と
で異なつている。つまり、ブロツク外のブロツク
に隣接したデータが前後ともに０であつて、（Ｎ
＝３）の場合では、（Ｔ→2.5T→1.5T）と変調さ
れ、（Ｎ≧５）で（Ｎ＝2n＋１）の場合では、最
後が（2.5T→1.5T）とされ、他が2T毎に区切ら
れる。
の場合と、（Ｎ≧５）で（Ｎ＝2n＋１）の場合と
で異なつている。つまり、ブロツク外のブロツク
に隣接したデータが前後ともに０であつて、（Ｎ
＝３）の場合では、（Ｔ→2.5T→1.5T）と変調さ
れ、（Ｎ≧５）で（Ｎ＝2n＋１）の場合では、最
後が（2.5T→1.5T）とされ、他が2T毎に区切ら
れる。
第７図に示すように、入力データの連続する３
ビツトＺ、Ａ、Ｂと、Ｚと対応する変調信号ａ、
ｂとから、次の論理式によつて、入力データＡと
対応する変調信号P1、P2が生成される。
ビツトＺ、Ａ、Ｂと、Ｚと対応する変調信号ａ、
ｂとから、次の論理式によつて、入力データＡと
対応する変調信号P1、P2が生成される。
P1＝・｛＋・Ｂ・（＋）｝
P2＝Ａ・｛Ｑ＋・（＋）｝
これらの論理式は、特許請求の範囲第２項に記
載の変調規則と対応しており、その導出につい
て、以下に説明する。
載の変調規則と対応しており、その導出につい
て、以下に説明する。
入力データＡが０の時は、前述の実施例と同様
に、 P1＝・ P2＝０ …(4) 入力データＡが１でＱ＝０の時は、 P1＝・Ａ｛・Ｂ＋・Ｚ・Ｂ｝ P2＝・Ａ｛・＋・Ｚ・｝ …(5) Ｑ＝１の時は、逆にＡは、第２のグループのビ
ツトである。前述の実施例と同様に、 P1＝０ P2＝Ｑ・Ａ …(6) 以上の(5)、(6)及び(7)式をP1、P2毎に加え、共
通項を括つて、簡単化することで、上述の論理式
が求まる。
に、 P1＝・ P2＝０ …(4) 入力データＡが１でＱ＝０の時は、 P1＝・Ａ｛・Ｂ＋・Ｚ・Ｂ｝ P2＝・Ａ｛・＋・Ｚ・｝ …(5) Ｑ＝１の時は、逆にＡは、第２のグループのビ
ツトである。前述の実施例と同様に、 P1＝０ P2＝Ｑ・Ａ …(6) 以上の(5)、(6)及び(7)式をP1、P2毎に加え、共
通項を括つて、簡単化することで、上述の論理式
が求まる。
したがつて、第５図と同様の入力データを変調
すると、第８図に示すように、最初に現れた０の
前又はその後の何れをブロツクの境界にするかで
２通りの変調信号が得られる。また、復調の規則
は、前述のものと同様である。
すると、第８図に示すように、最初に現れた０の
前又はその後の何れをブロツクの境界にするかで
２通りの変調信号が得られる。また、復調の規則
は、前述のものと同様である。
この第６図に示す変調規則によるときには、変
調の際に、必要な入力データのビツト数が少なく
てすみ、変調回路の構成をより簡単とすることが
できる。
調の際に、必要な入力データのビツト数が少なく
てすみ、変調回路の構成をより簡単とすることが
できる。
第９図は、この発明の他の実施例における変調
規則を示す。０のビツトで挾まれた１のビツトの
連続するブロツクからなる第１のグループに対し
ては、第６図に示す変調規則が適用され、０を含
まない１のビツトだけのブロツクからなる第２の
グループに対して第９図に示す変調規則が適用さ
れる。つまり、連続する１のビツトの個数Ｍが
（Ｍ≧５）の場合には、Ｔの反転間隔だけでなく、
2T及び2.5Tの長さの反転間隔が生じるように変
調するものである。このようにして、Ｔの反転間
隔のみからなるときに比べて変調信号の周波数ス
ペクトルをより低いものとして、記録アンプ、再
生アンプの設計を容易とできる。
規則を示す。０のビツトで挾まれた１のビツトの
連続するブロツクからなる第１のグループに対し
ては、第６図に示す変調規則が適用され、０を含
まない１のビツトだけのブロツクからなる第２の
グループに対して第９図に示す変調規則が適用さ
れる。つまり、連続する１のビツトの個数Ｍが
（Ｍ≧５）の場合には、Ｔの反転間隔だけでなく、
2T及び2.5Tの長さの反転間隔が生じるように変
調するものである。このようにして、Ｔの反転間
隔のみからなるときに比べて変調信号の周波数ス
ペクトルをより低いものとして、記録アンプ、再
生アンプの設計を容易とできる。
この変調規則は、第１０図に示すように、入力
データ（Ｚ、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）と変調信号（ａ、
ｂ、ｃ）とを用いて下記の論理式で表わすものと
なる。
データ（Ｚ、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）と変調信号（ａ、
ｂ、ｃ）とを用いて下記の論理式で表わすものと
なる。
P1＝・（＋Ｂ・〔・（＋）
＋a.b.｛・（＋）＋Ｃ・Ｄ・｝〕）
P2＝Ａ・〔・（＋）
＋Ｑ・｛＋（＋）・（ｃ＋・Ｆ）｝〕
上式において、Ｆは、ビツトＡが連続した１の
4n番目の１又は（4n＋３）番目の１であるとき
に１となるものである。
4n番目の１又は（4n＋３）番目の１であるとき
に１となるものである。
かかる変調規則を用いて、前述と同様の入力デ
ータを変調すると、最初の０の前又は後の何れを
境界とするかで第１１図に示すように、２通りの
変調信号が形成される。
ータを変調すると、最初の０の前又は後の何れを
境界とするかで第１１図に示すように、２通りの
変調信号が形成される。
更に、第１のグループに対しては、上述と同様
に第６図に示す変調規則を適用し、第２のグルー
プに対して第１２図に示す変調規則を適用するよ
うにしても良い。
に第６図に示す変調規則を適用し、第２のグルー
プに対して第１２図に示す変調規則を適用するよ
うにしても良い。
この第１２図に示されるものは、１の連続する
偶数Ｍが４個以上の場合に、第９図と異なり、境
界の始めの位置から立ち上がるように変調するも
のである。このようにすることで、変調信号中に
反転間隔Ｔのパターンが現れる割合をより少なく
できる。
偶数Ｍが４個以上の場合に、第９図と異なり、境
界の始めの位置から立ち上がるように変調するも
のである。このようにすることで、変調信号中に
反転間隔Ｔのパターンが現れる割合をより少なく
できる。
第１３図に示すように、入力データの連続する
ビツト（Ｚ、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）のＡのビツトに対
応して変調信号のP1及びP2が下記の論理式によ
つて形成される。
ビツト（Ｚ、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）のＡのビツトに対
応して変調信号のP1及びP2が下記の論理式によ
つて形成される。
P1＝・〔＋Ｂ・｛（＋Ｃ・Ｄ）・（＋）
＋Ｑ・ａ・・（＋）｝〕
P2＝Ａ・〔・（＋）＋Ｑ・｛・（
＋）・（＋・Ｆ）＋Ｚ・・ｂ｝〕
上式において、Ｆは、ビツトＡが連続した１の
（4n＋２）番目の１又は（4n＋３）番目の１であ
るときに１となるものである。
（4n＋２）番目の１又は（4n＋３）番目の１であ
るときに１となるものである。
この第１２図に示す変調規則によつて第５図と
同様の入力データを変調すると、第１４図に示す
ように、最初に現れた０の前又はその後の何れを
ブロツクの境界にするかで２通りの波形の変調信
号が得られる。
同様の入力データを変調すると、第１４図に示す
ように、最初に現れた０の前又はその後の何れを
ブロツクの境界にするかで２通りの波形の変調信
号が得られる。
なお、以上の説明では、０を第１の値とし、１
を第２の値としたが、この関係を逆としても良
い。
を第２の値としたが、この関係を逆としても良
い。
第１図及び第２図はこの発明の一実施例におけ
る変調規則の説明に用いる波形図、第３図及び第
４図はこの発明の一実施例における変調回路及び
復調回路の夫々の構成を示すブロツク図、第５図
はこの発明の一実施例における変調信号の一例を
示す波形図、第６図及び第７図はこの発明の他の
実施例の変調規則を示す波形図及び略線図、第８
図はこの発明の他の実施例における変調信号の一
例を示す波形図である。 １，９……シフトレジスタ、４，１１……組合
せ回路。
る変調規則の説明に用いる波形図、第３図及び第
４図はこの発明の一実施例における変調回路及び
復調回路の夫々の構成を示すブロツク図、第５図
はこの発明の一実施例における変調信号の一例を
示す波形図、第６図及び第７図はこの発明の他の
実施例の変調規則を示す波形図及び略線図、第８
図はこの発明の他の実施例における変調信号の一
例を示す波形図である。 １，９……シフトレジスタ、４，１１……組合
せ回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１の値（０）及び第２の値(1)の組み合わせ
からなる入力データを、第１の値（０）が２個連
接するときあるいは第１の値（０）に挟まれて第
２の値(1)が連接して存在する第１のグループと、
第２の値(1)のみからなる第２のグループに区分し
た際に上記第１のグループに属するビツトパター
ンにおいては、 (a) 第１の値（０）が２個連接する場合には、該
連接するビツトセルの境界で反転し、 (b) 第１の値（０）に１個の第２の値(1)が挟まれ
るときには該第２の値(1)のビツトセルの中央で
反転し、 (c) 第１の値（０）に３個の第２の値(1)が連接す
るときには該第２の値(1)の各ビツトセルの中央
で反転し、 (d) 第１の値（０）に偶数個（２、４、…）の第
２の値(1)が挟まれているときには連接する２個
の第２の値(1)を単位とするビツトセルの境界で
反転し、 (e) 第１の値（０）に奇数個（５、７、…）の第
２の値(1)が挟まれているときには連接する２個
の第２の値(1)を単位とするビツトセルの少なく
とも一端で反転すると共に１個の第２の値(1)に
対してはそのビツトセルの中央で反転し、 上記第２のグループに属するビツトパターンに
おいては各ビツトセルの中央で反転する 変調規則で入力データを変調することを特徴と
するデイジタル変調方法。 ２ 第１の値（０）及び第２の値(1)の組み合わせ
からなる入力データを、第１の値（０）が２個連
接するときあるいは第１の値（０）に挟まれて第
２の値(1)が連接して存在する第１のグループと、
第２の値(1)のみからなる第２のグループに区分し
た際に上記第１のグループに属するビツトパター
ンにおいては、 (a) 第１の値（０）が２個連接する場合には、該
連接するビツトセルの境界で反転し、 (b) 第１の値（０）に１個の第２の値(1)が挟まれ
るときには該第２の値(1)のビツトセルの中央で
反転し、 (c) 第１の値（０）に３個の第２の値(1)が連接し
ているときには該連接した３個の第２の値(1)を
単位とするビツトセルの両端で反転し、 (d) 第１の値（０）に偶数個（２、４、…）の第
２の値(1)が挟まれているときには連接する２個
の第２の値(1)を単位とするビツトセルの境界で
反転し、 (e) 第１の値（０）に奇数個（５、７、…）の第
２の値(1)が挟まれているときには連接する２個
の第２の値(1)を単位とするビツトセルの少なく
とも一端で反転すると共に１個の第２の値(1)に
対してはそのビツトセルの中央で反転し、 上記第２のグループに属するビツトパターンに
おいては各ビツトセルの中央で反転する 変調規則で入力データを変調することを特徴と
するデイジタル変調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2988382A JPS58147266A (ja) | 1982-02-26 | 1982-02-26 | デイジタル変調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2988382A JPS58147266A (ja) | 1982-02-26 | 1982-02-26 | デイジタル変調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58147266A JPS58147266A (ja) | 1983-09-02 |
| JPH0473339B2 true JPH0473339B2 (ja) | 1992-11-20 |
Family
ID=12288368
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2988382A Granted JPS58147266A (ja) | 1982-02-26 | 1982-02-26 | デイジタル変調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58147266A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0683271B2 (ja) * | 1983-10-27 | 1994-10-19 | ソニー株式会社 | 情報変換方式 |
-
1982
- 1982-02-26 JP JP2988382A patent/JPS58147266A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58147266A (ja) | 1983-09-02 |
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