JPH0531323B2 - - Google Patents
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- JPH0531323B2 JPH0531323B2 JP61241410A JP24141086A JPH0531323B2 JP H0531323 B2 JPH0531323 B2 JP H0531323B2 JP 61241410 A JP61241410 A JP 61241410A JP 24141086 A JP24141086 A JP 24141086A JP H0531323 B2 JPH0531323 B2 JP H0531323B2
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- Japan
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- igbt
- gate
- voltage
- terminal
- emitter
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/08128—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in composite switches
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、スイツチング用半導体素子の一種
であるIGBT（Insulated Gate Bipolar mode
Transistor）の過電流保護回路に関する。
であるIGBT（Insulated Gate Bipolar mode
Transistor）の過電流保護回路に関する。
IGBT素子はバイポーラトランジスタの有する
高耐圧、大容量化が容易であると云う長所と、パ
ワーMOSFETの有する高速なスイツチングが可
能でドライブも容易であると云う長所とをあわせ
もつ新しいデバイスとして最近注目されているも
ので、IGBT、COMFET、GEMFETまたは
BiFETなどの商品名でそれぞれ製品化されてい
る。
高耐圧、大容量化が容易であると云う長所と、パ
ワーMOSFETの有する高速なスイツチングが可
能でドライブも容易であると云う長所とをあわせ
もつ新しいデバイスとして最近注目されているも
ので、IGBT、COMFET、GEMFETまたは
BiFETなどの商品名でそれぞれ製品化されてい
る。
第２図にその等価回路を示す。すなわち、
IGBTは同図の如くＮチヤンネルMOSFET２１、
NPNトランジスタ２２、PNPトランジスタ２３
およびトランジスタ２２のベース・エミツタ間短
絡用抵抗２４からなり、トランジスタ２２，２３
からなるサイリスタ回路を内蔵している点が特徴
である。
IGBTは同図の如くＮチヤンネルMOSFET２１、
NPNトランジスタ２２、PNPトランジスタ２３
およびトランジスタ２２のベース・エミツタ間短
絡用抵抗２４からなり、トランジスタ２２，２３
からなるサイリスタ回路を内蔵している点が特徴
である。
なお、第２Ａ図にIGBTのシンボルを示す。
かゝるIGBTの難点は、そのコレクタ電流が所
定値以上になるラツチアツプと云う現象（寄生サ
イリスタがターンオンしてしまう現象）を生じ、
電流をしや断できなくなることにあると云われて
いる。つまり、第２図の如くサイリスタ回路を内
蔵しているため、コレクタ電流が所定値を越える
とこのサイリスタ回路がターンオンし、IGBTが
ターンオフできなくなることである。このラツチ
アツプ現象はIGBTの素子破壊に直結するので、
これを生じないようにすることが必要となる。特
に、IGBTの過電流保護を行なう場合は、過電流
をこのラツチアツプを生じる電流（ラツチアツプ
電流とも云う。）以下に抑えなければならないこ
とから、ラツチアツプ現象は極めて重要な指標と
なることがわかる。
定値以上になるラツチアツプと云う現象（寄生サ
イリスタがターンオンしてしまう現象）を生じ、
電流をしや断できなくなることにあると云われて
いる。つまり、第２図の如くサイリスタ回路を内
蔵しているため、コレクタ電流が所定値を越える
とこのサイリスタ回路がターンオンし、IGBTが
ターンオフできなくなることである。このラツチ
アツプ現象はIGBTの素子破壊に直結するので、
これを生じないようにすることが必要となる。特
に、IGBTの過電流保護を行なう場合は、過電流
をこのラツチアツプを生じる電流（ラツチアツプ
電流とも云う。）以下に抑えなければならないこ
とから、ラツチアツプ現象は極めて重要な指標と
なることがわかる。
第３図はIGBTの出力特性を示す特性図であ
る。同図からも明らかなように、IGBTはコレク
タ電流Icが所定値を越えると、そのコレクタ・エ
ミツタ間電圧VCEが急激に大きくなる特性を有し
ている。このため、IGBTの過電流の到達値はそ
の出力特性で制限された値となる。したがつて、
IGBTをスイツチング素子とする例えばインバー
タ装置で短絡事故が発生すると、IGBTのコレク
タ・エミツタ間に直流電源電圧が印加されること
になるが、このときの電流がラツチアツプ電流を
越えなければ、IGBTをターンオフさせることに
よつて過電流保護が可能となる。
る。同図からも明らかなように、IGBTはコレク
タ電流Icが所定値を越えると、そのコレクタ・エ
ミツタ間電圧VCEが急激に大きくなる特性を有し
ている。このため、IGBTの過電流の到達値はそ
の出力特性で制限された値となる。したがつて、
IGBTをスイツチング素子とする例えばインバー
タ装置で短絡事故が発生すると、IGBTのコレク
タ・エミツタ間に直流電源電圧が印加されること
になるが、このときの電流がラツチアツプ電流を
越えなければ、IGBTをターンオフさせることに
よつて過電流保護が可能となる。
さて、第３図はゲート電圧VGEをパラメータと
して３本の特性曲線が示されているが、これから
も明らかなように、ゲート電圧が高い程大きなコ
レクタ電流を流せることがわかる。一方、現在の
IGBTではこのラツチアツプ電流は極めて大きい
と云う程のレベルではなく、このためゲート電圧
を或る程度以下に抑えないと、高電圧印加時のコ
レクタ電流がラツチアツプ電流を越えてしまう程
度のレベルにある。そこで、過電流保護を行なう
場合は、ゲート電圧を所定値以下に制限して適用
せざるを得ないことになる。ところが、ゲート電
圧を下げることは、常用するコレクタ電流域での
オン電圧を高めることになり、適用上好ましくな
い。このため、ゲート電圧は過電流保護が可能な
範囲で、できるだけ高く設定して用いるようにし
ているのが現状である。
して３本の特性曲線が示されているが、これから
も明らかなように、ゲート電圧が高い程大きなコ
レクタ電流を流せることがわかる。一方、現在の
IGBTではこのラツチアツプ電流は極めて大きい
と云う程のレベルではなく、このためゲート電圧
を或る程度以下に抑えないと、高電圧印加時のコ
レクタ電流がラツチアツプ電流を越えてしまう程
度のレベルにある。そこで、過電流保護を行なう
場合は、ゲート電圧を所定値以下に制限して適用
せざるを得ないことになる。ところが、ゲート電
圧を下げることは、常用するコレクタ電流域での
オン電圧を高めることになり、適用上好ましくな
い。このため、ゲート電圧は過電流保護が可能な
範囲で、できるだけ高く設定して用いるようにし
ているのが現状である。
しかしながら、実際の装置で過電流状態が発生
すると、このときのゲート電圧がゲートドライブ
回路より供給している電圧を上回わることがあ
り、その結果、想定した値よりも大きな電流が流
れることが判明している。
すると、このときのゲート電圧がゲートドライブ
回路より供給している電圧を上回わることがあ
り、その結果、想定した値よりも大きな電流が流
れることが判明している。
第４図はこのことを説明するための、短絡事故
時の等価回路を示す回路図であり、第５図はその
動作を説明するための各部波形図である。なお、
第４図において、１はIGBT、３は抵抗、１１は
スイツチ、１２は直流電源である。
時の等価回路を示す回路図であり、第５図はその
動作を説明するための各部波形図である。なお、
第４図において、１はIGBT、３は抵抗、１１は
スイツチ、１２は直流電源である。
こゝで、短絡直前のIGBT１のコレクタ・エミ
ツタ間電圧は略0Vである。この状態で、スイツチ
１１を第５図ロの如く閉成すると短絡回路が形成
され、これによりIGBT１のコレクタ・エミツタ
間には第５図ハの如きステツプ状の電圧VCEが印
加される。IGBTは、実際には第６図の如く各端
子間にコンデンサが存在するので、そのコレク
タ・ゲート間の容量をCCG、ゲート・エミツタ間
のそれをCGE、コレクタ・エミツタ間に印加され
る電圧をEdとすると、主回路の直流電源１２の
電圧によりIGBTのゲート電圧が次式による分だ
け、すなわち第５図イにΔVGEで示す分だけ上昇
することになる。
ツタ間電圧は略0Vである。この状態で、スイツチ
１１を第５図ロの如く閉成すると短絡回路が形成
され、これによりIGBT１のコレクタ・エミツタ
間には第５図ハの如きステツプ状の電圧VCEが印
加される。IGBTは、実際には第６図の如く各端
子間にコンデンサが存在するので、そのコレク
タ・ゲート間の容量をCCG、ゲート・エミツタ間
のそれをCGE、コレクタ・エミツタ間に印加され
る電圧をEdとすると、主回路の直流電源１２の
電圧によりIGBTのゲート電圧が次式による分だ
け、すなわち第５図イにΔVGEで示す分だけ上昇
することになる。
ΔVGE＝Ed・CCG／CGE
こゝで、例えばCCG／CGE＝0.01、Ed＝300Vとす
ると、 ΔVGE＝3V の電圧上昇が生じ、その結果、ゲート電圧がドラ
イブ回路の電圧を大きく上回わり、大きなコレク
タ電流が流れることになる。このような場合にも
ラツチアツプしないようにするには、この電圧上
昇分を考慮してドライブ回路の電圧を低くしてお
けばよいが、このようにすると、前述の如く常用
のコレクタ電流領域でのオン電圧までが高くなつ
てしまう。
ると、 ΔVGE＝3V の電圧上昇が生じ、その結果、ゲート電圧がドラ
イブ回路の電圧を大きく上回わり、大きなコレク
タ電流が流れることになる。このような場合にも
ラツチアツプしないようにするには、この電圧上
昇分を考慮してドライブ回路の電圧を低くしてお
けばよいが、このようにすると、前述の如く常用
のコレクタ電流領域でのオン電圧までが高くなつ
てしまう。
一方、これまでの説明ではドライブ回路側の出
力インピーダンスが高い、すなわち第４図の抵抗
３が大きい場合を想定している。これは、例えば
第４図の抵抗３を０Ωとすると、ゲート電圧はド
ライブ回路の電圧を上回わることはないが、
IGBTではターンオフ時にもラツチアツプすると
云う現象があり、これを避けるために50〜100Ω
の如く比較的大きな抵抗を介してドライブしなけ
ればならないと云う理由に依るものである。した
がつて、この程度の抵抗があれば、ドライブ回路
側はともかく、ゲート電圧の上昇だけを考えれば
良いことになる。
力インピーダンスが高い、すなわち第４図の抵抗
３が大きい場合を想定している。これは、例えば
第４図の抵抗３を０Ωとすると、ゲート電圧はド
ライブ回路の電圧を上回わることはないが、
IGBTではターンオフ時にもラツチアツプすると
云う現象があり、これを避けるために50〜100Ω
の如く比較的大きな抵抗を介してドライブしなけ
ればならないと云う理由に依るものである。した
がつて、この程度の抵抗があれば、ドライブ回路
側はともかく、ゲート電圧の上昇だけを考えれば
良いことになる。
なお、短絡後に時間の経過とゝもに、コレクタ
電流が第５図ニの如く減少するのは、上述のコン
デンサによる蓄積電荷が抵抗を介して放電され、
ゲート電圧がドライブ回路の電圧に向かつて減少
して行くためである。
電流が第５図ニの如く減少するのは、上述のコン
デンサによる蓄積電荷が抵抗を介して放電され、
ゲート電圧がドライブ回路の電圧に向かつて減少
して行くためである。
したがつて、この発明は過電流の到達値がドラ
イブ回路の出力電圧値が決まる値を越えないよう
にして、ドライブ回路の出力電圧を高目に設定で
きるようにし、過電流保護を可能としながら、常
用のコレクタ電流域では低いオン電圧が得られる
ようにすることを目的とする。
イブ回路の出力電圧値が決まる値を越えないよう
にして、ドライブ回路の出力電圧を高目に設定で
きるようにし、過電流保護を可能としながら、常
用のコレクタ電流域では低いオン電圧が得られる
ようにすることを目的とする。
IGBT素子のゲート端子とゲート駆動用電源の
正側端子との間にダイオードを接続する。
正側端子との間にダイオードを接続する。
上記ダイオードにより、IGBTのゲート・エミ
ツタ間電圧の最大値がゲート駆動用電源回路の電
圧値を越えないようにクランプ（制限）し、過電
流の尖頭地（ピーク値）を抑制してラツチアツプ
の防止を図る。
ツタ間電圧の最大値がゲート駆動用電源回路の電
圧値を越えないようにクランプ（制限）し、過電
流の尖頭地（ピーク値）を抑制してラツチアツプ
の防止を図る。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図であ
る。同図において、１はIGBT、２はゲート駆動
用電源、３，４，５は抵抗、６，７，８はトラン
ジスタ、９はフオトカプラ、１０はダイオードで
ある。
る。同図において、１はIGBT、２はゲート駆動
用電源、３，４，５は抵抗、６，７，８はトラン
ジスタ、９はフオトカプラ、１０はダイオードで
ある。
こゝでは、IGBT１をオン、オフ駆動するため
の駆動信号は、フオトカプラ９により絶縁して与
えられる。いま、フオトカプラ９の一次側に電流
を流すと、フオトカプラ９はオンとなり、トラン
ジスタ６がオフとなる。これにより、トランジス
タ７がオンして、IGBT１のゲート・エミツタ間
には電源２の電圧がトランジスタ７および抵抗３
を介して加わる。一方、フオトカプラ９の一次側
の電流をしや断すると、フオトカプラはオフし、
トランジスタ６がオンする。従つて、トランジス
タ７はオフとなり、トランジスタ８がオンして
IGBT１のゲート・エミツタ間容量CGEに蓄積さ
れた電荷を抵抗３を介して放出する。
の駆動信号は、フオトカプラ９により絶縁して与
えられる。いま、フオトカプラ９の一次側に電流
を流すと、フオトカプラ９はオンとなり、トラン
ジスタ６がオフとなる。これにより、トランジス
タ７がオンして、IGBT１のゲート・エミツタ間
には電源２の電圧がトランジスタ７および抵抗３
を介して加わる。一方、フオトカプラ９の一次側
の電流をしや断すると、フオトカプラはオフし、
トランジスタ６がオンする。従つて、トランジス
タ７はオフとなり、トランジスタ８がオンして
IGBT１のゲート・エミツタ間容量CGEに蓄積さ
れた電荷を抵抗３を介して放出する。
こゝで短絡事故時を考えると、IGBTのコレク
タ・エミツタ間にステツプ状に印加された電圧に
よつて、コレクタ・ゲート間の容量CCGを介して
同図の実線のルートで電流が流れ、これに伴ない
ゲート・エミツタ間電圧VGEが上昇する。この電
圧VGEが電源電圧を越えるとダイオード１０が導
通し、同図の一点鎖線のルートで電流がバイパス
される結果、ゲート電圧VGEはほぼ電源電圧に等
しい値にクランプ（制限）される。
タ・エミツタ間にステツプ状に印加された電圧に
よつて、コレクタ・ゲート間の容量CCGを介して
同図の実線のルートで電流が流れ、これに伴ない
ゲート・エミツタ間電圧VGEが上昇する。この電
圧VGEが電源電圧を越えるとダイオード１０が導
通し、同図の一点鎖線のルートで電流がバイパス
される結果、ゲート電圧VGEはほぼ電源電圧に等
しい値にクランプ（制限）される。
この発明によれば、IGBTのゲート端子とゲー
ト駆動用電源の正側端子との間にダイオードを接
続するようにしたので、IGBTのゲート・エミツ
タ間電圧の最大値を上記電源電圧にクランプする
ことが可能となり、ゲート・エミツタ間の過電圧
による破壊を防止できると共に短絡事故時の過電
流の尖頭値（ピーク値）を抑制できる利点がもた
らされる。
ト駆動用電源の正側端子との間にダイオードを接
続するようにしたので、IGBTのゲート・エミツ
タ間電圧の最大値を上記電源電圧にクランプする
ことが可能となり、ゲート・エミツタ間の過電圧
による破壊を防止できると共に短絡事故時の過電
流の尖頭値（ピーク値）を抑制できる利点がもた
らされる。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２
図はIGBTを示す等価回路図、第２Ａ図はIGBT
のシンボルを示す回路記号図、第３図はIGBTの
出力特性を示す特性図、第４図は短絡事故時を説
明するための等価回路図、第５図はその動作を説
明するための説明図、第６図はIGBTの端子間容
量を含む等価回路図である。 符号説明、１……IGBT、２……ゲート駆動用
電源、３，４，５，２４……抵抗、６，７，８，
２２，２３……トランジスタ、９……フオトカプ
ラ、１０……ダイオード、１１……スイツチ、１
２……直流電源（主回路電源）、２１……Ｎチヤ
ンネルMOSFET。
図はIGBTを示す等価回路図、第２Ａ図はIGBT
のシンボルを示す回路記号図、第３図はIGBTの
出力特性を示す特性図、第４図は短絡事故時を説
明するための等価回路図、第５図はその動作を説
明するための説明図、第６図はIGBTの端子間容
量を含む等価回路図である。 符号説明、１……IGBT、２……ゲート駆動用
電源、３，４，５，２４……抵抗、６，７，８，
２２，２３……トランジスタ、９……フオトカプ
ラ、１０……ダイオード、１１……スイツチ、１
２……直流電源（主回路電源）、２１……Ｎチヤ
ンネルMOSFET。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ゲート端子とコレクタ端子とエミツタ端子を
持つIGBTが、オン駆動されたとき、ゲート駆動
用電源からの正極性電圧がそのゲート端子とエミ
ツタ端子との間に印加され、オフ駆動されたとき
は、そのゲート端子とエミツタ端子との間の容量
に、それまでに蓄積された電荷を抵抗を介して放
電するようにした前記IGBTのオン、オフ駆動回
路において、 前記IGBTのゲート端子と前記ゲート駆動用電
源の正側端子との間に接続され、前記IGBTに過
電流が流れてそのゲート・エミツタ間電圧が上昇
し前記ゲート駆動用電源からの電圧値を超えると
導通して、前記ゲート・エミツタ間電圧を前記ゲ
ート駆動用電源からの電圧値に制限するダイオー
ドを備えたことを特徴とするIGBTの過電流保護
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61241410A JPS6395728A (ja) | 1986-10-13 | 1986-10-13 | Ｉｇｂｔの過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61241410A JPS6395728A (ja) | 1986-10-13 | 1986-10-13 | Ｉｇｂｔの過電流保護回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6395728A JPS6395728A (ja) | 1988-04-26 |
| JPH0531323B2 true JPH0531323B2 (ja) | 1993-05-12 |
Family
ID=17073874
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61241410A Granted JPS6395728A (ja) | 1986-10-13 | 1986-10-13 | Ｉｇｂｔの過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6395728A (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6009281A (en) * | 1987-07-10 | 1999-12-28 | Minolta Co., Ltd. | Flash device |
| JPS6417033A (en) * | 1987-07-10 | 1989-01-20 | Minolta Camera Kk | Automatic dimming system flash device |
| JPH02262822A (ja) * | 1989-03-08 | 1990-10-25 | Hitachi Ltd | 静電誘導形自己消孤素子の過電流保護回路 |
| JPH0431830U (ja) * | 1990-07-05 | 1992-03-16 | ||
| JP2674355B2 (ja) * | 1991-05-15 | 1997-11-12 | 三菱電機株式会社 | パワー素子の過電流保護装置 |
| JP3373704B2 (ja) * | 1995-08-25 | 2003-02-04 | 三菱電機株式会社 | 絶縁ゲートトランジスタ駆動回路 |
| JPH1051285A (ja) * | 1996-05-28 | 1998-02-20 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御型トランジスタの駆動回路 |
| US6392364B1 (en) * | 1999-06-21 | 2002-05-21 | Denso Corporation | High voltage discharge lamp apparatus for vehicles |
| US6717785B2 (en) | 2000-03-31 | 2004-04-06 | Denso Corporation | Semiconductor switching element driving circuit |
| JP4218221B2 (ja) * | 2001-04-02 | 2009-02-04 | 富士電機デバイステクノロジー株式会社 | 電力変換器の駆動回路 |
| JP2008211721A (ja) * | 2007-02-28 | 2008-09-11 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 表示装置駆動回路 |
| JP2008306618A (ja) * | 2007-06-11 | 2008-12-18 | Nissan Motor Co Ltd | 電圧駆動型素子を駆動するための駆動回路 |
| JP5542719B2 (ja) * | 2011-03-04 | 2014-07-09 | 三菱電機株式会社 | 電力用半導体素子の駆動保護回路 |
| US8767369B2 (en) | 2011-12-20 | 2014-07-01 | General Electric Company | Method, power unit, and power system having gate voltage limiting circuit |
| JP6549451B2 (ja) * | 2015-09-02 | 2019-07-24 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体集積回路装置および電子装置 |
| CN109075781B (zh) * | 2017-03-30 | 2020-01-21 | 三菱电机株式会社 | 电力用半导体元件的驱动电路以及电动机驱动装置 |
-
1986
- 1986-10-13 JP JP61241410A patent/JPS6395728A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6395728A (ja) | 1988-04-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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