JPH1032476A - 過電流保護回路 - Google Patents
過電流保護回路Info
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- JPH1032476A JPH1032476A JP8175029A JP17502996A JPH1032476A JP H1032476 A JPH1032476 A JP H1032476A JP 8175029 A JP8175029 A JP 8175029A JP 17502996 A JP17502996 A JP 17502996A JP H1032476 A JPH1032476 A JP H1032476A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 メインＩＧＢＴチップにセンスＩＧＢＴを付
加し、センス電流からメインＩＧＢＴのコレクタ電流を
等価検出するに当たり、その過電流時に安全動作領域を
逸脱させず素子破壊を生じさせないようにする。 【解決手段】 センスＩＧＢＴのエミッタＥｓとメイン
ＩＧＢＴのエミッタＥとの間にＭＯＳＦＥＴＴ１を接続
し、これを可変のセンス抵抗として用いることにより、
メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧の大きさに関
係なく、メインＩＧＢＴのコレクタ電流をほぼ一定値に
制限し得るようにする。センスＩＧＢＴを内蔵しない通
常のＩＧＢＴについても、過電流保護を図る実施態様例
もある。
加し、センス電流からメインＩＧＢＴのコレクタ電流を
等価検出するに当たり、その過電流時に安全動作領域を
逸脱させず素子破壊を生じさせないようにする。 【解決手段】 センスＩＧＢＴのエミッタＥｓとメイン
ＩＧＢＴのエミッタＥとの間にＭＯＳＦＥＴＴ１を接続
し、これを可変のセンス抵抗として用いることにより、
メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧の大きさに関
係なく、メインＩＧＢＴのコレクタ電流をほぼ一定値に
制限し得るようにする。センスＩＧＢＴを内蔵しない通
常のＩＧＢＴについても、過電流保護を図る実施態様例
もある。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、半導体スイッチ
ング素子の保護回路、特に絶縁ゲート形バイポーラトラ
ンジスタ（以下、単にＩＧＢＴとも略記する）などの電
圧駆動形素子が、過電流破壊するのを防ぐための過電流
保護回路に関する。
ング素子の保護回路、特に絶縁ゲート形バイポーラトラ
ンジスタ（以下、単にＩＧＢＴとも略記する）などの電
圧駆動形素子が、過電流破壊するのを防ぐための過電流
保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８はこの種の従来例を示す回路図であ
る。この回路は、ＩＧＢＴ１のゲート端子Ｇには、ゲー
ト抵抗Ｒｇを介してゲート駆動回路２の出力端子１を、
またＩＧＢＴ１のエミッタ端子Ｅはゲート駆動回路２の
出力端子２を、ＩＧＢＴ１のエミッタ端子ＥとＥｓ（セ
ンス端子ともいう）間にはセンス抵抗Ｒｓを、ＩＧＢＴ
１のゲートＧとエミッタＥ間にはダイオードＤ２とＭＯ
ＳＦＥＴＴ２との直列回路を、さらにＭＯＳＦＥＴＴ２
のゲート端子とＩＧＢＴ１のセンス端子Ｅｓとがそれぞ
れ接続されて構成される。
る。この回路は、ＩＧＢＴ１のゲート端子Ｇには、ゲー
ト抵抗Ｒｇを介してゲート駆動回路２の出力端子１を、
またＩＧＢＴ１のエミッタ端子Ｅはゲート駆動回路２の
出力端子２を、ＩＧＢＴ１のエミッタ端子ＥとＥｓ（セ
ンス端子ともいう）間にはセンス抵抗Ｒｓを、ＩＧＢＴ
１のゲートＧとエミッタＥ間にはダイオードＤ２とＭＯ
ＳＦＥＴＴ２との直列回路を、さらにＭＯＳＦＥＴＴ２
のゲート端子とＩＧＢＴ１のセンス端子Ｅｓとがそれぞ
れ接続されて構成される。
【０００３】図８のＩＧＢＴ１は図９（イ）の如く、メ
インＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ１２との並列回路と
して表現することができる。なお、Ｒｓはセンス抵抗を
示している。この回路では、メインＩＧＢＴ１１のコレ
クタ電流が増加すると、センス抵抗Ｒｓに流れる電流も
増加し、センス電圧Ｖｓが増加する。このＶｓがＭＯＳ
ＦＥＴＴ２のゲートしきい値電圧Ｖｔｈを越えると、Ｍ
ＯＳＦＥＴＴ２がオン状態となり、ＩＧＢＴ１のゲート
・エミッタ間電圧ＶGE0 を低下させる。ＩＧＢＴは一般
に、そのゲート電圧が低下するとコレクタ電流の飽和電
流値が低下するという特性があるため、ＶGE0 の低下に
伴いＶｓ＝Ｖｔｈの関係が成立するコレクタ電流値に制
限される。その結果、ＩＧＢＴ１１の電流が過大とな
り、安全動作領域（いわゆる、ＡＳＯ）を逸脱して素子
破壊することが防止される。
インＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ１２との並列回路と
して表現することができる。なお、Ｒｓはセンス抵抗を
示している。この回路では、メインＩＧＢＴ１１のコレ
クタ電流が増加すると、センス抵抗Ｒｓに流れる電流も
増加し、センス電圧Ｖｓが増加する。このＶｓがＭＯＳ
ＦＥＴＴ２のゲートしきい値電圧Ｖｔｈを越えると、Ｍ
ＯＳＦＥＴＴ２がオン状態となり、ＩＧＢＴ１のゲート
・エミッタ間電圧ＶGE0 を低下させる。ＩＧＢＴは一般
に、そのゲート電圧が低下するとコレクタ電流の飽和電
流値が低下するという特性があるため、ＶGE0 の低下に
伴いＶｓ＝Ｖｔｈの関係が成立するコレクタ電流値に制
限される。その結果、ＩＧＢＴ１１の電流が過大とな
り、安全動作領域（いわゆる、ＡＳＯ）を逸脱して素子
破壊することが防止される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、図９
（イ）に示すセンス回路では、メインＩＧＢＴ１１のコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCEを、センスＩＧＢＴ１２の
コレクタ・エミッタ間電圧ＶCES と、センス抵抗Ｒｓの
センス電圧Ｖｓとして分担する。すなわち、 ＶCE＝ＶCES ＋Ｖｓ である。そして、ＶCE，ＶCES が大きくＶｓ電圧が無視
できる領域では、メインＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ
１２との電流比はＩＧＢＴ特性で決定され、同じ特性の
ＩＧＢＴとすることで、チップの面積比に比例する値と
なる。しかしながら、ＶCE，ＶCES が小さい場合はＶｓ
電圧が無視できなくなり、センスＩＧＢＴ１２に流れる
電流が減少し、チップの面積比に比例する電流よりも小
さな電流となる。その結果、センス電圧特性は図９
（ロ）に示すように、メインＩＧＢＴ１１のコレクタ電
流Ｉｃを一定にしても、ＶCEが小さな値ではセンス電圧
Ｖｓも小さな値となる。
（イ）に示すセンス回路では、メインＩＧＢＴ１１のコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCEを、センスＩＧＢＴ１２の
コレクタ・エミッタ間電圧ＶCES と、センス抵抗Ｒｓの
センス電圧Ｖｓとして分担する。すなわち、 ＶCE＝ＶCES ＋Ｖｓ である。そして、ＶCE，ＶCES が大きくＶｓ電圧が無視
できる領域では、メインＩＧＢＴ１１とセンスＩＧＢＴ
１２との電流比はＩＧＢＴ特性で決定され、同じ特性の
ＩＧＢＴとすることで、チップの面積比に比例する値と
なる。しかしながら、ＶCE，ＶCES が小さい場合はＶｓ
電圧が無視できなくなり、センスＩＧＢＴ１２に流れる
電流が減少し、チップの面積比に比例する電流よりも小
さな電流となる。その結果、センス電圧特性は図９
（ロ）に示すように、メインＩＧＢＴ１１のコレクタ電
流Ｉｃを一定にしても、ＶCEが小さな値ではセンス電圧
Ｖｓも小さな値となる。
【０００５】電流制限が掛かるのは、ＭＯＳＦＥＴＴ２
のゲートしきい値電圧Ｖｔｈとセンス電圧Ｖｓが等しく
なったときであるから、ＶCEが小さな電圧のときにはメ
インＩＧＢＴ１１の制限電流が大きく、ＶCEが大きなと
きには制限電流値は小さくなるといった特性を持つ。し
たがって、従来の回路では、ＶCEが小さなときには電流
制限値が大きく、ＩＧＢＴの安全動作領域を逸脱し、素
子破壊に至るおそれがある。さらに、電流制限動作が働
きＶCEが小さな状態から大きな状態になると、電流制限
値は減少するが、この電流減少率ｄｉ／ｄｔとＩＧＢＴ
とスナバ間の配線インダクタンスとの積で決まる大きな
電圧が、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に印加される
ことになる。一般に、ＩＧＢＴの安全動作領域は、電圧
が大きくなると許容電流値は小さくなるため電流制限動
作が働き、ＶCEが小さな状態から大きな状態になると
き、ＩＧＢＴの安全動作領域を逸脱し素子破壊が生じる
という問題がある。
のゲートしきい値電圧Ｖｔｈとセンス電圧Ｖｓが等しく
なったときであるから、ＶCEが小さな電圧のときにはメ
インＩＧＢＴ１１の制限電流が大きく、ＶCEが大きなと
きには制限電流値は小さくなるといった特性を持つ。し
たがって、従来の回路では、ＶCEが小さなときには電流
制限値が大きく、ＩＧＢＴの安全動作領域を逸脱し、素
子破壊に至るおそれがある。さらに、電流制限動作が働
きＶCEが小さな状態から大きな状態になると、電流制限
値は減少するが、この電流減少率ｄｉ／ｄｔとＩＧＢＴ
とスナバ間の配線インダクタンスとの積で決まる大きな
電圧が、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に印加される
ことになる。一般に、ＩＧＢＴの安全動作領域は、電圧
が大きくなると許容電流値は小さくなるため電流制限動
作が働き、ＶCEが小さな状態から大きな状態になると
き、ＩＧＢＴの安全動作領域を逸脱し素子破壊が生じる
という問題がある。
【０００６】以上では、センスＩＧＢＴをもつものにつ
いて説明したが、通常のＩＧＢＴについても過電流保護
が必要である。図１０にこの種の従来例を示す。すなわ
ち、ＩＧＢＴ１のゲートには、ゲート抵抗Ｒ１０を介し
てコンプリメンタリ（相補対称）接続のトランジスタＴ
８，Ｔ９の出力端子が接続され、このコンプリメンタリ
接続のトランジスタＴ８，Ｔ９の入力端子にはゲート駆
動用直流電源２０、抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ１０と
の直列回路、抵抗Ｒ１２とフォトカプラＰ１の出力用素
子（フォトトランジスタなど）との直列回路が互いに並
列に接続されている。また、トランジスタＴ８，Ｔ９の
ベースには抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ１０との接続点
が、トランジスタＴ１０のベースには抵抗Ｒ１２とフォ
トカプラＰ１の出力用素子との接続点が、フォトカプラ
Ｐ１の入力用素子（発光ダイオードなど）には制御回路
１０が、さらには、ゲート駆動用直流電源２０の負極端
子にはＩＧＢＴ１のエミッタが、それぞれ接続されてい
る。このような回路において、制御回路１０によってフ
ォトカプラＰ１をオフすると、トランジスタＴ１０のベ
ースに抵抗Ｒ１２を介して流れていた電流がフォトカプ
ラＰ１に流れ、トランジスタＴ１０がオフする。トラン
ジスタＴ１０がオフすると、トランジスタＴ８のベース
に抵抗Ｒ１１を介してベース電流が流れ、トランジスタ
Ｔ８がオンする。トランジスタＴ８がオンすると、ＩＧ
ＢＴ１のゲートにはゲート抵抗Ｒ１０を介して電流が流
れ、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が上昇しＩＧＢＴ１がオン
する。
いて説明したが、通常のＩＧＢＴについても過電流保護
が必要である。図１０にこの種の従来例を示す。すなわ
ち、ＩＧＢＴ１のゲートには、ゲート抵抗Ｒ１０を介し
てコンプリメンタリ（相補対称）接続のトランジスタＴ
８，Ｔ９の出力端子が接続され、このコンプリメンタリ
接続のトランジスタＴ８，Ｔ９の入力端子にはゲート駆
動用直流電源２０、抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ１０と
の直列回路、抵抗Ｒ１２とフォトカプラＰ１の出力用素
子（フォトトランジスタなど）との直列回路が互いに並
列に接続されている。また、トランジスタＴ８，Ｔ９の
ベースには抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ１０との接続点
が、トランジスタＴ１０のベースには抵抗Ｒ１２とフォ
トカプラＰ１の出力用素子との接続点が、フォトカプラ
Ｐ１の入力用素子（発光ダイオードなど）には制御回路
１０が、さらには、ゲート駆動用直流電源２０の負極端
子にはＩＧＢＴ１のエミッタが、それぞれ接続されてい
る。このような回路において、制御回路１０によってフ
ォトカプラＰ１をオフすると、トランジスタＴ１０のベ
ースに抵抗Ｒ１２を介して流れていた電流がフォトカプ
ラＰ１に流れ、トランジスタＴ１０がオフする。トラン
ジスタＴ１０がオフすると、トランジスタＴ８のベース
に抵抗Ｒ１１を介してベース電流が流れ、トランジスタ
Ｔ８がオンする。トランジスタＴ８がオンすると、ＩＧ
ＢＴ１のゲートにはゲート抵抗Ｒ１０を介して電流が流
れ、ＩＧＢＴ１のゲート電圧が上昇しＩＧＢＴ１がオン
する。
【０００７】次に、ＩＧＢＴ１がオン状態で、短絡事故
などにより過電流が流れた場合について説明する。一般
に、ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ・エミッタ電圧
との関係は、或る一定以上の電流を流そうとするとコレ
クタ・エミッタ電圧が上昇する。したがって、短絡事故
などによる過電流も或る一定以上の電流に達するとコレ
クタ・エミッタ電圧が急激に上昇し、一定の制限電流で
飽和する特性がある。この制限電流値はゲート電圧に依
存し、ゲート電圧が大きい程大きな制限電流となる。ま
た、ＩＧＢＴには図示のような寄生容量ＣCGが存在する
ため、コレクタ・エミッタ間電圧が急激に上昇すると、
この寄生容量ＣCGを介してゲート・エミッタ容量ＣGEが
充電されてゲート電圧が上昇し、これにより、コレクタ
電流の制限値がさらに上昇する。ＩＧＢＴの短絡耐量
（短絡状態で素子が破壊するまでの時間）は、制限電流
が大きくなると小さくなるという性質があるため、過電
流保護を行なう場合は過電流状態をより高速に検知し、
短時間にＩＧＢＴをオフする必要がある。そのため、従
来は図示のように、ＩＧＢＴ１と直列に直流電流検出器
３０を挿入し、ＩＧＢＴのコレクタ電流が或る設定値以
上になったら制御回路１０からオフ信号を出力し、ＩＧ
ＢＴを短絡破壊から保護するようにしている。しかし、
上記のような直流電流検出器は高価であり、コストアッ
プになる。また、電流容量が大きな装置ではこの直流電
流検出器も大型化し、装置が大型化するという問題があ
る。
などにより過電流が流れた場合について説明する。一般
に、ＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ・エミッタ電圧
との関係は、或る一定以上の電流を流そうとするとコレ
クタ・エミッタ電圧が上昇する。したがって、短絡事故
などによる過電流も或る一定以上の電流に達するとコレ
クタ・エミッタ電圧が急激に上昇し、一定の制限電流で
飽和する特性がある。この制限電流値はゲート電圧に依
存し、ゲート電圧が大きい程大きな制限電流となる。ま
た、ＩＧＢＴには図示のような寄生容量ＣCGが存在する
ため、コレクタ・エミッタ間電圧が急激に上昇すると、
この寄生容量ＣCGを介してゲート・エミッタ容量ＣGEが
充電されてゲート電圧が上昇し、これにより、コレクタ
電流の制限値がさらに上昇する。ＩＧＢＴの短絡耐量
（短絡状態で素子が破壊するまでの時間）は、制限電流
が大きくなると小さくなるという性質があるため、過電
流保護を行なう場合は過電流状態をより高速に検知し、
短時間にＩＧＢＴをオフする必要がある。そのため、従
来は図示のように、ＩＧＢＴ１と直列に直流電流検出器
３０を挿入し、ＩＧＢＴのコレクタ電流が或る設定値以
上になったら制御回路１０からオフ信号を出力し、ＩＧ
ＢＴを短絡破壊から保護するようにしている。しかし、
上記のような直流電流検出器は高価であり、コストアッ
プになる。また、電流容量が大きな装置ではこの直流電
流検出器も大型化し、装置が大型化するという問題があ
る。
【０００８】したがって、この発明の課題はセンスＩＧ
ＢＴ内蔵のＩＧＢＴでは、その過電流保護や電流制限動
作を、そのコレクタ・エミッタ間電圧に関係なく一定と
なるようにして確実なＩＧＢＴ保護を図ること、また、
通常のＩＧＢＴでは装置を大型化，コストアップするこ
となくＩＧＢＴ保護を図ることにある。
ＢＴ内蔵のＩＧＢＴでは、その過電流保護や電流制限動
作を、そのコレクタ・エミッタ間電圧に関係なく一定と
なるようにして確実なＩＧＢＴ保護を図ること、また、
通常のＩＧＢＴでは装置を大型化，コストアップするこ
となくＩＧＢＴ保護を図ることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
べく、請求項１の発明では、センスＩＧＢＴのエミッタ
とメインＩＧＢＴのエミッタ間にＭＯＳＦＥＴを接続す
る、すなわち、抵抗の代わりにＭＯＳＦＥＴを使用し、
このＭＯＳＦＥＴのゲートに抵抗を介してメインＩＧＢ
Ｔのゲート端子を接続するとともに、ダイオードを介し
てメインＩＧＢＴのコレクタ端子に接続することで、メ
インＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧がゲート電圧よ
り大きくなると、前記ダイオードはオフしＭＯＳＦＥＴ
のゲート電圧はメインＩＧＢＴのゲート電圧と同じ値と
なり、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は小さな値となる。ま
た、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧がゲート
電圧より小さくなると、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧はダ
イオードを介し放電されて低下し、ＭＯＳＦＥＴのオン
抵抗は大きな値となる。つまり、コレクタ・エミッタ間
電圧が大きな時には小さなセンス抵抗、コレクタ・エミ
ッタ間電圧が小さな時には大きなセンス抵抗となる可変
抵抗が構成される。したがって、メインＩＧＢＴのコレ
クタ・エミッタ電圧が小さなときセンス電流は小さくな
るが、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が大きくなるため、その
ドレイン・ソース間電圧は大きく検出され、メインＩＧ
ＢＴのコレクタ・エミッタ電圧が大きなときと同じセン
ス電圧とすることができる。その結果、センス電圧をメ
インＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧に依存しない特
性にできるわけである。
べく、請求項１の発明では、センスＩＧＢＴのエミッタ
とメインＩＧＢＴのエミッタ間にＭＯＳＦＥＴを接続す
る、すなわち、抵抗の代わりにＭＯＳＦＥＴを使用し、
このＭＯＳＦＥＴのゲートに抵抗を介してメインＩＧＢ
Ｔのゲート端子を接続するとともに、ダイオードを介し
てメインＩＧＢＴのコレクタ端子に接続することで、メ
インＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧がゲート電圧よ
り大きくなると、前記ダイオードはオフしＭＯＳＦＥＴ
のゲート電圧はメインＩＧＢＴのゲート電圧と同じ値と
なり、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は小さな値となる。ま
た、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧がゲート
電圧より小さくなると、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧はダ
イオードを介し放電されて低下し、ＭＯＳＦＥＴのオン
抵抗は大きな値となる。つまり、コレクタ・エミッタ間
電圧が大きな時には小さなセンス抵抗、コレクタ・エミ
ッタ間電圧が小さな時には大きなセンス抵抗となる可変
抵抗が構成される。したがって、メインＩＧＢＴのコレ
クタ・エミッタ電圧が小さなときセンス電流は小さくな
るが、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が大きくなるため、その
ドレイン・ソース間電圧は大きく検出され、メインＩＧ
ＢＴのコレクタ・エミッタ電圧が大きなときと同じセン
ス電圧とすることができる。その結果、センス電圧をメ
インＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧に依存しない特
性にできるわけである。
【００１０】また、請求項２の発明のように、上記ＭＯ
ＳＦＥＴの代わりにＭＯＳＦＥＴと抵抗ＲＳ１との直列
回路に抵抗ＲＳ２を並列に接続することで、ＭＯＳＦＥ
Ｔのオン，オフ動作による可変センス抵抗を構成する。
つまり、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧が小
さいときは、ＭＯＳＦＥＴがオフしてセンス抵抗はＲＳ
２となり、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧が
大きいときは、ＭＯＳＦＥＴがオンしてセンス抵抗はＲ
Ｓ１・ＲＳ２／（ＲＳ１＋ＲＳ２）となる。したがっ
て、抵抗ＲＳ１，ＲＳ２の値を調整することにより、セ
ンス電圧をメインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧に
依存しない特性にすることができる。
ＳＦＥＴの代わりにＭＯＳＦＥＴと抵抗ＲＳ１との直列
回路に抵抗ＲＳ２を並列に接続することで、ＭＯＳＦＥ
Ｔのオン，オフ動作による可変センス抵抗を構成する。
つまり、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧が小
さいときは、ＭＯＳＦＥＴがオフしてセンス抵抗はＲＳ
２となり、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧が
大きいときは、ＭＯＳＦＥＴがオンしてセンス抵抗はＲ
Ｓ１・ＲＳ２／（ＲＳ１＋ＲＳ２）となる。したがっ
て、抵抗ＲＳ１，ＲＳ２の値を調整することにより、セ
ンス電圧をメインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧に
依存しない特性にすることができる。
【００１１】さらに、請求項３の発明では、メインＩＧ
ＢＴチップ中にセンスＩＧＢＴを形成し、このセンスＩ
ＧＢＴのエミッタと前記メインＩＧＢＴのエミッタ間に
センス抵抗を接続し、そのセンス電圧が或る一定の設定
値以上になったときメインＩＧＢＴのゲート電圧を低下
させ、そのコレクタ電流を制限して保護を図る過電流保
護回路において、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ
電圧に応じて電圧設定値を変化させる電圧設定回路と、
この電圧設定値を前記センス電圧と比較する比較回路
と、その結果に応じてメインＩＧＢＴのゲート電圧を低
下させる第３のスイッチ回路とを設け、メインＩＧＢＴ
のコレクタ・エミッタ電圧が小さいときはセンス電流も
小さくなるが、比較すべき電圧設定値も小さくなること
から、メインＩＧＢＴのコレクタ電流制限値を、メイン
ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧が大きいときとほぼ
同じ値にできるようにしている。なお、前記電圧設定回
路の電源として、前記メインＩＧＢＴのゲート電圧の代
わりに、別の直流電源からの電圧を利用できるようにし
ている（請求項４の発明）。
ＢＴチップ中にセンスＩＧＢＴを形成し、このセンスＩ
ＧＢＴのエミッタと前記メインＩＧＢＴのエミッタ間に
センス抵抗を接続し、そのセンス電圧が或る一定の設定
値以上になったときメインＩＧＢＴのゲート電圧を低下
させ、そのコレクタ電流を制限して保護を図る過電流保
護回路において、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ
電圧に応じて電圧設定値を変化させる電圧設定回路と、
この電圧設定値を前記センス電圧と比較する比較回路
と、その結果に応じてメインＩＧＢＴのゲート電圧を低
下させる第３のスイッチ回路とを設け、メインＩＧＢＴ
のコレクタ・エミッタ電圧が小さいときはセンス電流も
小さくなるが、比較すべき電圧設定値も小さくなること
から、メインＩＧＢＴのコレクタ電流制限値を、メイン
ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧が大きいときとほぼ
同じ値にできるようにしている。なお、前記電圧設定回
路の電源として、前記メインＩＧＢＴのゲート電圧の代
わりに、別の直流電源からの電圧を利用できるようにし
ている（請求項４の発明）。
【００１２】また、請求項５の発明では、ＩＧＢＴが過
電流破壊するのを防止する過電流保護回路において、前
記ＩＧＢＴのゲートとゲート駆動用直流電源の正極端子
間に、そのゲート・エミッタ間電圧が前記直流電源電圧
よりも上昇するとオン状態になるよう、トランジスタの
エミッタとベースをフォトカプラの入力用素子を介して
接続し、そのトランジスタのコレクタを抵抗を介して前
記ＩＧＢＴのエミッタと接続するようにしている。
電流破壊するのを防止する過電流保護回路において、前
記ＩＧＢＴのゲートとゲート駆動用直流電源の正極端子
間に、そのゲート・エミッタ間電圧が前記直流電源電圧
よりも上昇するとオン状態になるよう、トランジスタの
エミッタとベースをフォトカプラの入力用素子を介して
接続し、そのトランジスタのコレクタを抵抗を介して前
記ＩＧＢＴのエミッタと接続するようにしている。
【００１３】加えて、請求項６の発明では、ＩＧＢＴが
過電流破壊するのを防止する過電流保護回路において、
前記ＩＧＢＴのオン用のゲート抵抗間に、このＩＧＢＴ
のゲートからゲート駆動用直流電源に向かう電流が流れ
たときに、その出力電圧が高レベルとなる比較器を接続
するとともに、この比較器の出力にはフォトカプラの入
力用素子を介してトランジスタのベースを接続し、前記
ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間には前記トランジスタの
コレクタ・エミッタを抵抗を介して接続するようにして
いる。請求項５または６の発明では、前記抵抗の代わり
に、前記ゲート駆動用直流電源より低電圧の電圧源を接
続することができる（請求項７の発明）。
過電流破壊するのを防止する過電流保護回路において、
前記ＩＧＢＴのオン用のゲート抵抗間に、このＩＧＢＴ
のゲートからゲート駆動用直流電源に向かう電流が流れ
たときに、その出力電圧が高レベルとなる比較器を接続
するとともに、この比較器の出力にはフォトカプラの入
力用素子を介してトランジスタのベースを接続し、前記
ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間には前記トランジスタの
コレクタ・エミッタを抵抗を介して接続するようにして
いる。請求項５または６の発明では、前記抵抗の代わり
に、前記ゲート駆動用直流電源より低電圧の電圧源を接
続することができる（請求項７の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。なお、図８と同じものには同じ
符号を付してその説明を省略する。図１からも明らかな
ように、この回路は図８に示すものに対し、抵抗Ｒｓの
代わりにＭＯＳＦＥＴＴ１を設け、そのゲートとＩＧＢ
Ｔ１のゲートＧとの間には抵抗Ｒ１を、また、ＭＯＳＦ
ＥＴＴ１のゲートとＩＧＢＴ１のコレクタＣとの間には
ダイオードＤ１をそれぞれ接続して構成した点が特徴で
ある。この回路において、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流が
増加すると、ＭＯＳＦＥＴＴ２に流れる電流も増加し、
センス電圧Ｖｓが増大する。そして、この電圧ＶｓがＴ
２のゲートしきい値電圧Ｖｔｈを越えるとＴ２がオン状
態となり、ＩＧＢＴ１のゲート・エミッタ間電圧ＶGE0
を低下させる。ＩＧＢＴは、ゲート電圧を低下させると
コレクタ電流の飽和電流値が低下するという特性がある
ため、ＶGE0 の低下に伴ってＶｓ＝Ｖｔｈの関係が成り
立つコレクタ電流に制限される。
態を示す回路図である。なお、図８と同じものには同じ
符号を付してその説明を省略する。図１からも明らかな
ように、この回路は図８に示すものに対し、抵抗Ｒｓの
代わりにＭＯＳＦＥＴＴ１を設け、そのゲートとＩＧＢ
Ｔ１のゲートＧとの間には抵抗Ｒ１を、また、ＭＯＳＦ
ＥＴＴ１のゲートとＩＧＢＴ１のコレクタＣとの間には
ダイオードＤ１をそれぞれ接続して構成した点が特徴で
ある。この回路において、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流が
増加すると、ＭＯＳＦＥＴＴ２に流れる電流も増加し、
センス電圧Ｖｓが増大する。そして、この電圧ＶｓがＴ
２のゲートしきい値電圧Ｖｔｈを越えるとＴ２がオン状
態となり、ＩＧＢＴ１のゲート・エミッタ間電圧ＶGE0
を低下させる。ＩＧＢＴは、ゲート電圧を低下させると
コレクタ電流の飽和電流値が低下するという特性がある
ため、ＶGE0 の低下に伴ってＶｓ＝Ｖｔｈの関係が成り
立つコレクタ電流に制限される。
【００１５】また、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電
圧ＶCEが、ゲート電圧ＶGE0 よりも大きくなるとダイオ
ードＤ１はオフし、Ｔ１のゲートは、ＩＧＢＴのゲート
電圧ＶGE0 と同じ値となり、Ｔ１のオン抵抗は小さな値
となる。一方、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
CEがゲート電圧ＶGE0 よりも小さくなると、Ｔ１のゲー
ト電圧はダイオードＤ１を介して放電されて低下し、Ｔ
１のオン抵抗は大きな値となる。つまり、ＩＧＢＴのコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCEが大きなときは小さな抵抗
値、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが小さなときは大き
な抵抗値を持つ可変のセンス抵抗が構成されることにな
る。なお、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが
小さなときはセンス電流は小さくなるが、Ｔ２のオン抵
抗が大きいため、そのドレイン・ソース間電圧は大きく
検出され、コレクタ・エミッタ間電圧が大きなときとほ
ぼ同じセンス電圧とすることができる。その結果、セン
ス電圧としてＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧に対
して依存性のない特性にすることができ、ＩＧＢＴのコ
レクタ電流制限動作をコレクタ・エミッタ間電圧に依存
しない特性にすることが可能となる。
圧ＶCEが、ゲート電圧ＶGE0 よりも大きくなるとダイオ
ードＤ１はオフし、Ｔ１のゲートは、ＩＧＢＴのゲート
電圧ＶGE0 と同じ値となり、Ｔ１のオン抵抗は小さな値
となる。一方、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
CEがゲート電圧ＶGE0 よりも小さくなると、Ｔ１のゲー
ト電圧はダイオードＤ１を介して放電されて低下し、Ｔ
１のオン抵抗は大きな値となる。つまり、ＩＧＢＴのコ
レクタ・エミッタ間電圧ＶCEが大きなときは小さな抵抗
値、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが小さなときは大き
な抵抗値を持つ可変のセンス抵抗が構成されることにな
る。なお、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが
小さなときはセンス電流は小さくなるが、Ｔ２のオン抵
抗が大きいため、そのドレイン・ソース間電圧は大きく
検出され、コレクタ・エミッタ間電圧が大きなときとほ
ぼ同じセンス電圧とすることができる。その結果、セン
ス電圧としてＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧に対
して依存性のない特性にすることができ、ＩＧＢＴのコ
レクタ電流制限動作をコレクタ・エミッタ間電圧に依存
しない特性にすることが可能となる。
【００１６】図２はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図で、図１の変形例である。なお、図１と同じもの
には同じ符号を付してその説明を省略する。図２からも
明らかなように、この回路は図１に示すＴ１の代わり
に、Ｔ３と抵抗ＲＳ１の直列回路とこれに並列に抵抗Ｒ
Ｓ２を接続し、Ｔ３のオン，オフ動作で可変センス抵抗
を構成した点が特徴である。つまり、コレクタ・エミッ
タ間電圧が小さいときは、Ｔ３がオフなのでセンス抵抗
の抵抗値はＲＳ２となり、コレクタ・エミッタ間電圧が
大きいときは、Ｔ３がオンしてセンス抵抗の抵抗値は、
ＲＳ１・ＲＳ２／（ＲＳ１＋ＲＳ２）となり、抵抗値Ｒ
Ｓ１，ＲＳ２を調整することで、センス電圧をＩＧＢＴ
のコレクタ・エミッタ間電圧に依存しない特性にするこ
とができ、ＩＧＢＴのコレクタ電流制限動作をコレクタ
・エミッタ間電圧に依存しない特性にすることが可能と
なる。
回路図で、図１の変形例である。なお、図１と同じもの
には同じ符号を付してその説明を省略する。図２からも
明らかなように、この回路は図１に示すＴ１の代わり
に、Ｔ３と抵抗ＲＳ１の直列回路とこれに並列に抵抗Ｒ
Ｓ２を接続し、Ｔ３のオン，オフ動作で可変センス抵抗
を構成した点が特徴である。つまり、コレクタ・エミッ
タ間電圧が小さいときは、Ｔ３がオフなのでセンス抵抗
の抵抗値はＲＳ２となり、コレクタ・エミッタ間電圧が
大きいときは、Ｔ３がオンしてセンス抵抗の抵抗値は、
ＲＳ１・ＲＳ２／（ＲＳ１＋ＲＳ２）となり、抵抗値Ｒ
Ｓ１，ＲＳ２を調整することで、センス電圧をＩＧＢＴ
のコレクタ・エミッタ間電圧に依存しない特性にするこ
とができ、ＩＧＢＴのコレクタ電流制限動作をコレクタ
・エミッタ間電圧に依存しない特性にすることが可能と
なる。
【００１７】図３はこの発明の第３の実施の形態を示す
回路図である。なお、図８と同じものには同じ符号を付
してその説明を省略する。図３からも明らかなように、
この回路は図８に示すものに対し、ダイオードＤ１、定
電圧ダイオードＺＤ１、トランジスタＴ４，Ｔ５および
抵抗Ｒ１〜Ｒ６からなる電圧設定回路、コンパレータ
（比較回路）として動作するトランジスタＴ６、および
ＭＯＳＦＥＴＴ２に代わるトランジスタＴ７と抵抗Ｒ７
とを設けた点が特徴である。この回路では、ＩＧＢＴの
コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが、定電圧ダイオードＺ
Ｄ１の電圧Ｖ１よりも小さいときは、コンデンサＣ１の
電荷はダイオードＤ１およびＩＧＢＴを介して放電され
てトランジスタＴ４がオフし、トランジスタＴ５もベー
ス電流が流れないためオフとなる。その結果、トランジ
スタＴ６のベース電圧Ｖ２は、 Ｖ２＝ＶGE×（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６） … となる。
回路図である。なお、図８と同じものには同じ符号を付
してその説明を省略する。図３からも明らかなように、
この回路は図８に示すものに対し、ダイオードＤ１、定
電圧ダイオードＺＤ１、トランジスタＴ４，Ｔ５および
抵抗Ｒ１〜Ｒ６からなる電圧設定回路、コンパレータ
（比較回路）として動作するトランジスタＴ６、および
ＭＯＳＦＥＴＴ２に代わるトランジスタＴ７と抵抗Ｒ７
とを設けた点が特徴である。この回路では、ＩＧＢＴの
コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが、定電圧ダイオードＺ
Ｄ１の電圧Ｖ１よりも小さいときは、コンデンサＣ１の
電荷はダイオードＤ１およびＩＧＢＴを介して放電され
てトランジスタＴ４がオフし、トランジスタＴ５もベー
ス電流が流れないためオフとなる。その結果、トランジ
スタＴ６のベース電圧Ｖ２は、 Ｖ２＝ＶGE×（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６） … となる。
【００１８】上記電圧Ｖ２よりもセンス電圧Ｖｓの方が
大きくなるとトランジスタＴ６がオンし、このセンス電
圧ＶｓにもとづきトランジスタＴ６，抵抗Ｒ７を介して
トランジスタＴ７にベース電流が供給され、トランジス
タＴ７がオンする。すると、ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ
GE0 は低減され、Ｖｓ＝Ｖ２が成り立つコレクタ電流に
制限される。なお、このとき、Ｒ５＞Ｒ６とし、トラン
ジスタＴ６がオンしていない状態でのＲ６の端子電圧Ｖ
２×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）ではトランジスタＴ７はオン
せず、トランジスタＴ６がオンしてもＶｓ電圧が殆ど変
化しないよう、Ｒ６，Ｒ７を選定する。
大きくなるとトランジスタＴ６がオンし、このセンス電
圧ＶｓにもとづきトランジスタＴ６，抵抗Ｒ７を介して
トランジスタＴ７にベース電流が供給され、トランジス
タＴ７がオンする。すると、ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ
GE0 は低減され、Ｖｓ＝Ｖ２が成り立つコレクタ電流に
制限される。なお、このとき、Ｒ５＞Ｒ６とし、トラン
ジスタＴ６がオンしていない状態でのＲ６の端子電圧Ｖ
２×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）ではトランジスタＴ７はオン
せず、トランジスタＴ６がオンしてもＶｓ電圧が殆ど変
化しないよう、Ｒ６，Ｒ７を選定する。
【００１９】一方、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電
圧ＶCEが、定電圧ダイオードＺＤ１の電圧Ｖ１よりも大
きいときはダイオードＤ１がオフし、トランジスタＴ４
に抵抗Ｒ１，定電圧ダイオードＺＤ１を介してベース電
流が流れ、トランジスタＴ４がオンする。すると、トラ
ンジスタＴ５にもベース電流が流れてトランジスタＴ５
もオンし、抵抗Ｒ３が短絡される。その結果、トランジ
スタＴ６のベース電圧Ｖ２は、 Ｖ２＝ＶGE×（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６） … となる。そして、この電圧Ｖ２よりもセンス電圧Ｖｓの
方が大きくなるとトランジスタＴ６がオンし、このセン
ス電圧ＶｓにもとづきトランジスタＴ６，抵抗Ｒ７を介
してトランジスタＴ７にベース電流が供給され、トラン
ジスタＴ７がオンする。すると、ＩＧＢＴのゲート電圧
ＶGE0 は低減され、Ｖｓ＝Ｖ２が成り立つコレクタ電流
に制限される。
圧ＶCEが、定電圧ダイオードＺＤ１の電圧Ｖ１よりも大
きいときはダイオードＤ１がオフし、トランジスタＴ４
に抵抗Ｒ１，定電圧ダイオードＺＤ１を介してベース電
流が流れ、トランジスタＴ４がオンする。すると、トラ
ンジスタＴ５にもベース電流が流れてトランジスタＴ５
もオンし、抵抗Ｒ３が短絡される。その結果、トランジ
スタＴ６のベース電圧Ｖ２は、 Ｖ２＝ＶGE×（Ｒ５＋Ｒ６）／（Ｒ４＋Ｒ５＋Ｒ６） … となる。そして、この電圧Ｖ２よりもセンス電圧Ｖｓの
方が大きくなるとトランジスタＴ６がオンし、このセン
ス電圧ＶｓにもとづきトランジスタＴ６，抵抗Ｒ７を介
してトランジスタＴ７にベース電流が供給され、トラン
ジスタＴ７がオンする。すると、ＩＧＢＴのゲート電圧
ＶGE0 は低減され、Ｖｓ＝Ｖ２が成り立つコレクタ電流
に制限される。
【００２０】以上のように、図３の回路ではＩＧＢＴの
コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが定電圧ダイオードＺＤ
１の電圧Ｖ１よりも小さいときは、上記式で示すセン
ス電圧Ｖ２により、また、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
CEが定電圧ダイオードＺＤ１の電圧Ｖ１よりも大きいと
きは、上記式で示すセンス電圧Ｖ２により電流制限が
掛かる。式で示すセンス電圧Ｖ２と式で示すセンス
電圧Ｖ２とでは後者の方が大きくなり（＞）、セン
ス電圧をＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧特性と合わ
せることにより、ＩＧＢＴのコレクタ電流制限動作をコ
レクタ・エミッタ間電圧に依存しない特性にすることが
可能となる。
コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが定電圧ダイオードＺＤ
１の電圧Ｖ１よりも小さいときは、上記式で示すセン
ス電圧Ｖ２により、また、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
CEが定電圧ダイオードＺＤ１の電圧Ｖ１よりも大きいと
きは、上記式で示すセンス電圧Ｖ２により電流制限が
掛かる。式で示すセンス電圧Ｖ２と式で示すセンス
電圧Ｖ２とでは後者の方が大きくなり（＞）、セン
ス電圧をＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧特性と合わ
せることにより、ＩＧＢＴのコレクタ電流制限動作をコ
レクタ・エミッタ間電圧に依存しない特性にすることが
可能となる。
【００２１】図４はこの発明の第４の実施の形態を示す
回路図で、図３の変形例である。なお、図３と同じもの
には同じ符号を付してその説明を省略する。図４からも
明らかなように、この回路は図３に示すものに対し、電
圧設定回路の電源としてゲート駆動回路２の端子３の出
力（Ｖ0 ）を用い、トランジスタＴ６の代わりにコンパ
レータＣＯＭ１を用い、抵抗６を省略するようにした点
が特徴である。その動作も図３とほぼ同じで、ＩＧＢＴ
のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが定電圧ダイオードＺ
Ｄ１の電圧Ｖ１よりも小さいときは、電流制限が掛かる
センス電圧Ｖ２は、次の式となる。 Ｖ２＝Ｖ0 ×Ｒ５／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５） … また、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが定電
圧ダイオードＺＤ１の電圧Ｖ１よりも大きいときは、電
流制限が掛かるセンス電圧Ｖ２は、次の式となる。 Ｖ２＝Ｖ0 ×Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５） …
回路図で、図３の変形例である。なお、図３と同じもの
には同じ符号を付してその説明を省略する。図４からも
明らかなように、この回路は図３に示すものに対し、電
圧設定回路の電源としてゲート駆動回路２の端子３の出
力（Ｖ0 ）を用い、トランジスタＴ６の代わりにコンパ
レータＣＯＭ１を用い、抵抗６を省略するようにした点
が特徴である。その動作も図３とほぼ同じで、ＩＧＢＴ
のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが定電圧ダイオードＺ
Ｄ１の電圧Ｖ１よりも小さいときは、電流制限が掛かる
センス電圧Ｖ２は、次の式となる。 Ｖ２＝Ｖ0 ×Ｒ５／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５） … また、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが定電
圧ダイオードＺＤ１の電圧Ｖ１よりも大きいときは、電
流制限が掛かるセンス電圧Ｖ２は、次の式となる。 Ｖ２＝Ｖ0 ×Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５） …
【００２２】以上のように、図４の回路ではＩＧＢＴの
コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが定電圧ダイオードＺＤ
１の電圧Ｖ１よりも小さいときは、上記式で示すセン
ス電圧Ｖ２により、また、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
CEが定電圧ダイオードＺＤ１の電圧Ｖ１よりも大きいと
きは、上記式で示すセンス電圧Ｖ２により電流制限が
掛かる。式で示すセンス電圧Ｖ２と式で示すセンス
電圧Ｖ２とでは後者の方が大きくなり（＞）、セン
ス電圧をＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧特性と合わ
せることにより、ＩＧＢＴのコレクタ電流制限動作をコ
レクタ・エミッタ間電圧に依存しない特性にすることが
可能となる。なお、以上では電流制限動作について説明
したが、センス電圧を用いて過電流停止する場合にも、
ゲート電圧を低減するＴ２，トランジスタＴ７の代わり
にゲート停止信号として動作させる回路を用いて同様に
実現することができる。
コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEが定電圧ダイオードＺＤ
１の電圧Ｖ１よりも小さいときは、上記式で示すセン
ス電圧Ｖ２により、また、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
CEが定電圧ダイオードＺＤ１の電圧Ｖ１よりも大きいと
きは、上記式で示すセンス電圧Ｖ２により電流制限が
掛かる。式で示すセンス電圧Ｖ２と式で示すセンス
電圧Ｖ２とでは後者の方が大きくなり（＞）、セン
ス電圧をＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧特性と合わ
せることにより、ＩＧＢＴのコレクタ電流制限動作をコ
レクタ・エミッタ間電圧に依存しない特性にすることが
可能となる。なお、以上では電流制限動作について説明
したが、センス電圧を用いて過電流停止する場合にも、
ゲート電圧を低減するＴ２，トランジスタＴ７の代わり
にゲート停止信号として動作させる回路を用いて同様に
実現することができる。
【００２３】次に、センスＩＧＢＴを内蔵しない通常の
ＩＧＢＴの過電流保護回路例について、以下に説明す
る。図５はこのような場合の第１の実施の形態を示す回
路図である。なお、図１０と同一の部分には同一の符号
を付してその説明を省略する。図１０との相違点は、Ｉ
ＧＢＴ１のゲートとゲート駆動用直流電源２０の正極端
子間に、トランジスタＴ１１のエミッタとベースをフォ
トカプラＰ２の入力用素子（発光ダイオードなど）と抵
抗Ｒ１３との直列回路を介して接続するとともに、トラ
ンジスタＴ１１のコレクタを抵抗Ｒ１４を介してＩＧＢ
Ｔ１のエミッタに接続し、図１０に示すような直流電流
検出器３０を省略した点にある。
ＩＧＢＴの過電流保護回路例について、以下に説明す
る。図５はこのような場合の第１の実施の形態を示す回
路図である。なお、図１０と同一の部分には同一の符号
を付してその説明を省略する。図１０との相違点は、Ｉ
ＧＢＴ１のゲートとゲート駆動用直流電源２０の正極端
子間に、トランジスタＴ１１のエミッタとベースをフォ
トカプラＰ２の入力用素子（発光ダイオードなど）と抵
抗Ｒ１３との直列回路を介して接続するとともに、トラ
ンジスタＴ１１のコレクタを抵抗Ｒ１４を介してＩＧＢ
Ｔ１のエミッタに接続し、図１０に示すような直流電流
検出器３０を省略した点にある。
【００２４】このような回路において、制御回路１０に
よりフォトカプラＰ１をオン，オフすることで、図１０
の従来例と同様にＩＧＢＴ１をオン，オフさせることが
できる。なお、このときのＩＧＢＴ１のゲート電圧はゲ
ート駆動用直流電源２０の電圧以下であるため、トラン
ジスタＴ１１のエミッタ・ベースにはベース電流は流れ
ず、トランジスタＴ１１はオフのままである。ところ
で、ＩＧＢＴ１がオン状態のときに短絡事故などにより
過電流が流れると、ＩＧＢＴ１のコレクタ・エミッタ電
圧が急激に上昇し、寄生容量ＣCGを介してゲート・エミ
ッタ容量ＣGEが充電され、ゲート電圧が上昇する。そし
て、このゲート電圧がゲート駆動用直流電源２０の電圧
より大きくなると、トランジスタＴ１１のエミッタ→同
ベース→フォトカプラＰ２の入力用素子→抵抗Ｒ１３を
介して電流が流れ、トランジスタＴ１１がオンする。ま
た、この電流が流れることで過電流信号がフォトカプラ
Ｐ２の入力用素子から出力用素子（フォトトランジスタ
など）を経て制御回路１０に伝達され、この過電流信号
によりＩＧＢＴ１をオフさせることができる。さらに、
トランジスタＴ１１がオンすることで、ＩＧＢＴ１のゲ
ートに蓄えられた電荷がトランジスタＴ１１→抵抗Ｒ１
４を介して放電されるためゲート電圧が低下し、制限電
流が低下することになるためＩＧＢＴ１の短絡耐量も上
げることができる。したがって、従来回路よりもゆっく
りオフしても、ＩＧＢＴを破壊させることなく過電流保
護を図ることが可能となる。
よりフォトカプラＰ１をオン，オフすることで、図１０
の従来例と同様にＩＧＢＴ１をオン，オフさせることが
できる。なお、このときのＩＧＢＴ１のゲート電圧はゲ
ート駆動用直流電源２０の電圧以下であるため、トラン
ジスタＴ１１のエミッタ・ベースにはベース電流は流れ
ず、トランジスタＴ１１はオフのままである。ところ
で、ＩＧＢＴ１がオン状態のときに短絡事故などにより
過電流が流れると、ＩＧＢＴ１のコレクタ・エミッタ電
圧が急激に上昇し、寄生容量ＣCGを介してゲート・エミ
ッタ容量ＣGEが充電され、ゲート電圧が上昇する。そし
て、このゲート電圧がゲート駆動用直流電源２０の電圧
より大きくなると、トランジスタＴ１１のエミッタ→同
ベース→フォトカプラＰ２の入力用素子→抵抗Ｒ１３を
介して電流が流れ、トランジスタＴ１１がオンする。ま
た、この電流が流れることで過電流信号がフォトカプラ
Ｐ２の入力用素子から出力用素子（フォトトランジスタ
など）を経て制御回路１０に伝達され、この過電流信号
によりＩＧＢＴ１をオフさせることができる。さらに、
トランジスタＴ１１がオンすることで、ＩＧＢＴ１のゲ
ートに蓄えられた電荷がトランジスタＴ１１→抵抗Ｒ１
４を介して放電されるためゲート電圧が低下し、制限電
流が低下することになるためＩＧＢＴ１の短絡耐量も上
げることができる。したがって、従来回路よりもゆっく
りオフしても、ＩＧＢＴを破壊させることなく過電流保
護を図ることが可能となる。
【００２５】図６は通常のＩＧＢＴに対する第２の実施
の形態を示す回路図である。これは図５の変形例を示す
もので、図５に示すものから抵抗Ｒ１４を省略する代わ
りに、定電圧ダイオードＺＤ２とコンデンサＣ２との直
列回路をゲート駆動用直流電源２０と並列に接続すると
ともに、この定電圧ダイオードＺＤ２とコンデンサＣ２
との接続点にトランジスタＴ１１のコレクタを接続して
構成される。その動作も図５と殆ど同じであるが、過電
流状態でトランジスタＴ１１がオンすると、ゲート電圧
が瞬時にコンデンサＣ２の電圧にクランプされ、制限電
流の低減が速いため、短絡耐量がより大きくなるという
利点が得られる。
の形態を示す回路図である。これは図５の変形例を示す
もので、図５に示すものから抵抗Ｒ１４を省略する代わ
りに、定電圧ダイオードＺＤ２とコンデンサＣ２との直
列回路をゲート駆動用直流電源２０と並列に接続すると
ともに、この定電圧ダイオードＺＤ２とコンデンサＣ２
との接続点にトランジスタＴ１１のコレクタを接続して
構成される。その動作も図５と殆ど同じであるが、過電
流状態でトランジスタＴ１１がオンすると、ゲート電圧
が瞬時にコンデンサＣ２の電圧にクランプされ、制限電
流の低減が速いため、短絡耐量がより大きくなるという
利点が得られる。
【００２６】図７は通常のＩＧＢＴに対する第３の実施
の形態を示す回路図である。図５との相違点は、抵抗Ｒ
１０，Ｒ１３，Ｒ１４およびトランジスタＴ１１を省略
し、トランジスタＴ８と直列に抵抗Ｒ１５を、トランジ
スタＴ９と直列に抵抗Ｒ１６を、トランジスタＴ８と並
列にダイオードＤ３を、抵抗Ｒ１５の両端にはコンパレ
ータＣＯＭ２の入力端をそれぞれ接続するとともに、コ
ンパレータＣＯＭ２の出力はフォトカプラＰ２の入力用
素子と抵抗Ｒ１８を介してトランジスタＴ１２のベース
と接続し、ＩＧＢＴ１のゲート・エミッタ間にトランジ
スタＴ１２と抵抗Ｒ１７との直列回路を接続して構成さ
れる。このような回路において、制御回路１０によりフ
ォトカプラＰ１をオン，オフすることで、従来と同様に
ＩＧＢＴ１をオン，オフさせることができる。図５では
抵抗Ｒ１０を介してゲートを充放電していたが、ここで
は充電は抵抗Ｒ１５を介して、また、放電は抵抗Ｒ１６
を介して行ない、オン用の抵抗とオフ用の抵抗とに分け
た点が特徴である。
の形態を示す回路図である。図５との相違点は、抵抗Ｒ
１０，Ｒ１３，Ｒ１４およびトランジスタＴ１１を省略
し、トランジスタＴ８と直列に抵抗Ｒ１５を、トランジ
スタＴ９と直列に抵抗Ｒ１６を、トランジスタＴ８と並
列にダイオードＤ３を、抵抗Ｒ１５の両端にはコンパレ
ータＣＯＭ２の入力端をそれぞれ接続するとともに、コ
ンパレータＣＯＭ２の出力はフォトカプラＰ２の入力用
素子と抵抗Ｒ１８を介してトランジスタＴ１２のベース
と接続し、ＩＧＢＴ１のゲート・エミッタ間にトランジ
スタＴ１２と抵抗Ｒ１７との直列回路を接続して構成さ
れる。このような回路において、制御回路１０によりフ
ォトカプラＰ１をオン，オフすることで、従来と同様に
ＩＧＢＴ１をオン，オフさせることができる。図５では
抵抗Ｒ１０を介してゲートを充放電していたが、ここで
は充電は抵抗Ｒ１５を介して、また、放電は抵抗Ｒ１６
を介して行ない、オン用の抵抗とオフ用の抵抗とに分け
た点が特徴である。
【００２７】ここで、ＩＧＢＴ１がオン状態で短絡事故
等により過電流が流れると、コレクタ・エミッタ電圧が
急激に上昇し、寄生容量ＣCGを介してゲート・エミッタ
容量ＣGEが充電され、ゲート電圧が上昇する。そして、
このゲート電圧がゲート駆動用直流電源２０の電圧より
大きくなると、ダイオードＤ３→抵抗Ｒ１５を介して電
流が流れる。また、この電流が流れることで、抵抗Ｒ１
５の電位はゲート側が高くなり、コンパレータＣＯＭ２
の出力電圧を高レベルとする。コンパレータＣＯＭ２の
出力電圧が高レベルになると、フォトカプラＰ２→抵抗
Ｒ１８→トランジスタＴ１２のベースに電流が流れ、ト
ランジスタＴ１２がオンする。また、この電流が流れる
ことにより、過電流状態であることがフォトカプラＰ２
を介して制御回路１０に伝達され、この過電流信号によ
りＩＧＢＴ１をオフさせることができる。さらに、トラ
ンジスタＴ１２がオンすることで、ＩＧＢＴ１のゲート
に蓄えられた電荷が、抵抗Ｒ１７→トランジスタＴ１２
を介して放電されるためゲート電圧が低下し、制限電流
も低下するためＩＧＢＴ１の短絡耐量も上げることがで
きる。したがって、この回路の場合も、従来回路よりゆ
っくりオフしてもＩＧＢＴを破壊させることなく過電流
保護を図ることが可能となる。なお、トランジスタＴ１
２のエミッタとＩＧＢＴ１のエミッタ間にコンデンサ
（電圧源）を接続することにより、図６の場合と同じ
く、ゲート電圧を瞬時にコンデンサ電圧にクランプして
制限電流の低減を速くすることができ、短絡耐量をより
大きくすることが可能となる。
等により過電流が流れると、コレクタ・エミッタ電圧が
急激に上昇し、寄生容量ＣCGを介してゲート・エミッタ
容量ＣGEが充電され、ゲート電圧が上昇する。そして、
このゲート電圧がゲート駆動用直流電源２０の電圧より
大きくなると、ダイオードＤ３→抵抗Ｒ１５を介して電
流が流れる。また、この電流が流れることで、抵抗Ｒ１
５の電位はゲート側が高くなり、コンパレータＣＯＭ２
の出力電圧を高レベルとする。コンパレータＣＯＭ２の
出力電圧が高レベルになると、フォトカプラＰ２→抵抗
Ｒ１８→トランジスタＴ１２のベースに電流が流れ、ト
ランジスタＴ１２がオンする。また、この電流が流れる
ことにより、過電流状態であることがフォトカプラＰ２
を介して制御回路１０に伝達され、この過電流信号によ
りＩＧＢＴ１をオフさせることができる。さらに、トラ
ンジスタＴ１２がオンすることで、ＩＧＢＴ１のゲート
に蓄えられた電荷が、抵抗Ｒ１７→トランジスタＴ１２
を介して放電されるためゲート電圧が低下し、制限電流
も低下するためＩＧＢＴ１の短絡耐量も上げることがで
きる。したがって、この回路の場合も、従来回路よりゆ
っくりオフしてもＩＧＢＴを破壊させることなく過電流
保護を図ることが可能となる。なお、トランジスタＴ１
２のエミッタとＩＧＢＴ１のエミッタ間にコンデンサ
（電圧源）を接続することにより、図６の場合と同じ
く、ゲート電圧を瞬時にコンデンサ電圧にクランプして
制限電流の低減を速くすることができ、短絡耐量をより
大きくすることが可能となる。
【００２８】
１）メインＩＧＢＴチップ内にセンスＩＧＢＴを形成し
た従来回路では、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ
間電圧ＶCEによって制限電流が変わるため、Ｖ CEが小さ
いときには電流制限値が大きく、ＩＧＢＴの安全動作領
域を逸脱して素子破壊に至るおそれがあるという問題が
あったが、この発明によれば、センス電圧特性のコレク
タ・エミッタ電圧依存をなくすことができるため、下記
のような効果を期待することができる。 （イ）ＶCEが小さいときも電流制限値が大きくならない
ため、常にＩＧＢＴの安全動作領域内で動作させること
ができ、変換装置の信頼性が向上する。 （ロ）電流制限が掛かりＶCEが小さな状態から大きな状
態になっても制限電流は変わらないため電流減少が発生
せず、従来回路のように、ＩＧＢＴとスナバ間の配線イ
ンダクタンスで大きな電圧が印加するという現象がなく
なる。一般に、ＩＧＢＴの安全動作領域は、電圧が大き
くなると許容電流値は小さくなるが、大きな電圧が印加
されないため、ＩＧＢＴの動作を安全動作領域に確実に
入れることができる。したがって、変換装置の信頼性が
向上する。
た従来回路では、メインＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ
間電圧ＶCEによって制限電流が変わるため、Ｖ CEが小さ
いときには電流制限値が大きく、ＩＧＢＴの安全動作領
域を逸脱して素子破壊に至るおそれがあるという問題が
あったが、この発明によれば、センス電圧特性のコレク
タ・エミッタ電圧依存をなくすことができるため、下記
のような効果を期待することができる。 （イ）ＶCEが小さいときも電流制限値が大きくならない
ため、常にＩＧＢＴの安全動作領域内で動作させること
ができ、変換装置の信頼性が向上する。 （ロ）電流制限が掛かりＶCEが小さな状態から大きな状
態になっても制限電流は変わらないため電流減少が発生
せず、従来回路のように、ＩＧＢＴとスナバ間の配線イ
ンダクタンスで大きな電圧が印加するという現象がなく
なる。一般に、ＩＧＢＴの安全動作領域は、電圧が大き
くなると許容電流値は小さくなるが、大きな電圧が印加
されないため、ＩＧＢＴの動作を安全動作領域に確実に
入れることができる。したがって、変換装置の信頼性が
向上する。
【００２９】２）センスＩＧＢＴを持たない通常のＩＧ
ＢＴを過電流保護する場合、従来は高価かつ大形の直流
電流検出器を必要としたが、この発明によれば下記のよ
うな効果を期待することができる。 （イ）ＩＧＢＴのゲート電流を流せる程度の小形のトラ
ンジスタ，抵抗，フォトカプラ等で構成できるため、装
置の小形，低価格化が達成できる。 （ロ）過電流時には自動的にゲート電圧を低減し、制限
電流を小さく抑えることで短絡耐量が大きくなるため、
素子の破壊が生じにくくなり、装置の信頼性が向上す
る。
ＢＴを過電流保護する場合、従来は高価かつ大形の直流
電流検出器を必要としたが、この発明によれば下記のよ
うな効果を期待することができる。 （イ）ＩＧＢＴのゲート電流を流せる程度の小形のトラ
ンジスタ，抵抗，フォトカプラ等で構成できるため、装
置の小形，低価格化が達成できる。 （ロ）過電流時には自動的にゲート電圧を低減し、制限
電流を小さく抑えることで短絡耐量が大きくなるため、
素子の破壊が生じにくくなり、装置の信頼性が向上す
る。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図４】この発明の第４の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図５】通常のＩＧＢＴによる過電流保護の第１の実施
の形態を示す回路図である。
の形態を示す回路図である。
【図６】図５の第１の変形例を示す回路図である。
【図７】図５の第２の変形例を示す回路図である。
【図８】従来例を示す回路図である。
【図９】図５のセンス回路とセンス電圧特性の説明図で
ある。
ある。
【図１０】通常のＩＧＢＴにおける過電流保護の従来例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
１…ＩＧＢＴ、２…ゲート駆動回路、１０…制御回路、
１１…メインＩＧＢＴ、１２…センスＩＧＢＴ、２０…
直流電源、３０…直流電流検出器、Ｔ１〜Ｔ３…ＭＯＳ
ＦＥＴ、Ｔ４〜Ｔ１２…トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ３…ダ
イオード、Ｒ１〜Ｒ１８，Ｒｇ，Ｒｓ，Ｒｓ１，Ｒｓ２
…抵抗、Ｃ１，２…コンデンサ、ＺＤ１，２…定電圧ダ
イオード、ＣＯＭ１，２…コンパレータ、Ｐ１，２…フ
ォトカプラ。
１１…メインＩＧＢＴ、１２…センスＩＧＢＴ、２０…
直流電源、３０…直流電流検出器、Ｔ１〜Ｔ３…ＭＯＳ
ＦＥＴ、Ｔ４〜Ｔ１２…トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ３…ダ
イオード、Ｒ１〜Ｒ１８，Ｒｇ，Ｒｓ，Ｒｓ１，Ｒｓ２
…抵抗、Ｃ１，２…コンデンサ、ＺＤ１，２…定電圧ダ
イオード、ＣＯＭ１，２…コンパレータ、Ｐ１，２…フ
ォトカプラ。
Claims (7)
- 【請求項１】 メインＩＧＢＴチップ中にセンスＩＧＢ
Ｔを形成し、このセンスＩＧＢＴを流れる電流から前記
メインＩＧＢＴの電流を等価検出し、メインＩＧＢＴの
コレクタ電流を制限してその保護を図る過電流保護回路
において、 前記センスＩＧＢＴのエミッタとメインＩＧＢＴのエミ
ッタとの間にＭＯＳＦＥＴを、このＭＯＳＦＥＴのゲー
トには抵抗を介してメインＩＧＢＴのゲートを、また、
前記ＭＯＳＦＥＴのゲートにはダイオードを介して前記
メインＩＧＢＴのコレクタ端子をそれぞれ接続し、前記
ＭＯＳＦＥＴのドレン・ソース間電圧をメインＩＧＢＴ
の等価電流として検出することを特徴とする過電流保護
回路。 - 【請求項２】 前記ＭＯＳＦＥＴの代わりに、ＭＯＳＦ
ＥＴと抵抗の直列回路とこれに抵抗を並列に接続した回
路を接続したことを特徴とする請求項１に記載の過電流
保護回路。 - 【請求項３】 メインＩＧＢＴチップ中にセンスＩＧＢ
Ｔを形成し、このセンスＩＧＢＴのエミッタと前記メイ
ンＩＧＢＴのエミッタ間にセンス抵抗を接続し、そのセ
ンス電圧が或る一定の設定値以上になったときメインＩ
ＧＢＴのゲート電圧を低下させ、そのコレクタ電流を制
限して保護を図る過電流保護回路において、 複数の抵抗を直列接続した直列回路と、動作したとき前
記抵抗の１つを短絡する第１のスイッチ回路と、入力側
は抵抗を介して前記メインＩＧＢＴのゲート端子に接続
されるとともに、ダイオードを介してメインＩＧＢＴの
コレクタ端子に接続され、入力に或る一定値以上の電圧
が印加されたとき前記第１のスイッチ回路を動作させる
第２のスイッチ回路とからなる電圧設定回路と、その電
圧設定値を前記センス電圧と比較する比較回路と、その
結果に応じてメインＩＧＢＴのゲート電圧を低下させる
第３のスイッチ回路とを設けたことを特徴とする過電流
保護回路。 - 【請求項４】 前記電圧設定回路の電源として、前記メ
インＩＧＢＴのゲート電圧の代わりに、別の直流電源か
らの電圧を利用することを特徴とする請求項３に記載の
過電流保護回路。 - 【請求項５】 ＩＧＢＴが過電流破壊するのを防止する
過電流保護回路において、 前記ＩＧＢＴのゲートとゲート駆動用直流電源の正極端
子間に、そのゲート・エミッタ間電圧が前記直流電源電
圧よりも上昇するとオン状態になるよう、トランジスタ
のエミッタとベースをフォトカプラの入力用素子を介し
て接続し、そのトランジスタのコレクタを抵抗を介して
前記ＩＧＢＴのエミッタと接続したことを特徴とする過
電流保護回路。 - 【請求項６】 ＩＧＢＴが過電流破壊するのを防止する
過電流保護回路において、 前記ＩＧＢＴのオン用のゲート抵抗間に、このＩＧＢＴ
のゲートからゲート駆動用直流電源に向かう電流が流れ
たときに、その出力電圧が高レベルとなる比較器を接続
するとともに、この比較器の出力にはフォトカプラの入
力用素子を介してトランジスタのベースを接続し、前記
ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間には前記トランジスタの
コレクタ・エミッタを抵抗を介して接続したことを特徴
とする過電流保護回路。 - 【請求項７】 前記抵抗の代わりに、前記ゲート駆動用
直流電源より低電圧の電圧源を接続したことを特徴とす
る請求項５または６のいずれかに記載の過電流保護回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8175029A JPH1032476A (ja) | 1996-05-14 | 1996-07-04 | 過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11811196 | 1996-05-14 | ||
| JP8-118111 | 1996-05-14 | ||
| JP8175029A JPH1032476A (ja) | 1996-05-14 | 1996-07-04 | 過電流保護回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1032476A true JPH1032476A (ja) | 1998-02-03 |
Family
ID=26456103
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8175029A Pending JPH1032476A (ja) | 1996-05-14 | 1996-07-04 | 過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1032476A (ja) |
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-
1996
- 1996-07-04 JP JP8175029A patent/JPH1032476A/ja active Pending
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