JPH053921B2 - - Google Patents
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- JPH053921B2 JPH053921B2 JP19998584A JP19998584A JPH053921B2 JP H053921 B2 JPH053921 B2 JP H053921B2 JP 19998584 A JP19998584 A JP 19998584A JP 19998584 A JP19998584 A JP 19998584A JP H053921 B2 JPH053921 B2 JP H053921B2
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- JP
- Japan
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- notch filter
- terminal
- circuit
- coupling
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- Prior art date
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- Expired - Lifetime
Links
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/207—Hollow waveguide filters
- H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
- H01P1/2082—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure with multimode resonators
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、例えばテレビジヨン放送装置におい
て映像信号搬送波と音声信号搬送波とを合成する
ために用いられる定インピーダンスダイプレクサ
（以下、CINダイプレクサと略記する。）等の構成
部品として好適なノツチフイルタに関するもので
ある。
て映像信号搬送波と音声信号搬送波とを合成する
ために用いられる定インピーダンスダイプレクサ
（以下、CINダイプレクサと略記する。）等の構成
部品として好適なノツチフイルタに関するもので
ある。
従来の技術
第１５図は、テレビジヨン放送装置におい て
映像信号搬送波と音声信号搬送波とを合成するた
めに、従来用いられているCINダイプレクサの一
例を示す図で、１２1及び１２2はハイブリツド回
路、１６1及び１６2はカラービート周波数、即
ち、fV−3.58（MHz）（fVは映像信号搬送波の周波
数）に共振する共振器、１７1及び１７2は音声信
号搬送波fA（MHz）に共振する共振器で、ハイブ
リツド回路１２1の入力端子１２11に映像信号搬
送波fVと映像信号送信機において発生したfV−
3.58のカラービートが加えられると、アイソレー
シヨン端子１２12に接続された無反射終端器１４
にカラービートfV−3.58が吸収される。ハイブリ
ツド回路１２2の入力端子１２21に音声信号搬送
波fAが加えられると、アイソレーシヨン端子１２
22から映像信号搬送波fVと音声信号搬送波fAが送
出される。そして第１５図に示したCINダイプレ
クサにおける共振器１６1，１６2，１７1及び１
７2としては、例えば第１６図に断面概略を示す
ような半同軸空胴共振器又は第１７図に断面概略
を示すような矩形導波管空胴共振器が用いられて
いるため、４個の空胴共振器を必要とし、共振器
間の接続器の数も比較的多数となり、その結果、
全体の構成が複雑大形で、コスト高となる欠点が
ある。
映像信号搬送波と音声信号搬送波とを合成するた
めに、従来用いられているCINダイプレクサの一
例を示す図で、１２1及び１２2はハイブリツド回
路、１６1及び１６2はカラービート周波数、即
ち、fV−3.58（MHz）（fVは映像信号搬送波の周波
数）に共振する共振器、１７1及び１７2は音声信
号搬送波fA（MHz）に共振する共振器で、ハイブ
リツド回路１２1の入力端子１２11に映像信号搬
送波fVと映像信号送信機において発生したfV−
3.58のカラービートが加えられると、アイソレー
シヨン端子１２12に接続された無反射終端器１４
にカラービートfV−3.58が吸収される。ハイブリ
ツド回路１２2の入力端子１２21に音声信号搬送
波fAが加えられると、アイソレーシヨン端子１２
22から映像信号搬送波fVと音声信号搬送波fAが送
出される。そして第１５図に示したCINダイプレ
クサにおける共振器１６1，１６2，１７1及び１
７2としては、例えば第１６図に断面概略を示す
ような半同軸空胴共振器又は第１７図に断面概略
を示すような矩形導波管空胴共振器が用いられて
いるため、４個の空胴共振器を必要とし、共振器
間の接続器の数も比較的多数となり、その結果、
全体の構成が複雑大形で、コスト高となる欠点が
ある。
本発明者は、CINダイプレクサの構成部品とし
て好適で、第１５図に示したCINダイプレクサの
欠点を除き得るデユアルモード円形導波管空胴共
振器より成るノツチフイルタをさきに提案した
（特願昭53−019121）。第１８図は、その構成を示
す断面図、第１９図は、第１８図のＡ−Ａ断面図
で、両図において、１８は円形導波管空胴共振
器、１９は短絡壁に穿つた結合孔、２０は結合線
路、２１は主線路で、結合線路２０と共にＴ分岐
回路を形成する。２２及び２３は同軸端子で、各
内部導体を主線路２１の端部に接続してある。第
２０図は、上記ノツチフイルタを用いて成るCIN
ダイプレクサを示す図で、２４1及び２４2は第１
８図及び第１９図に示したノツチフイルタで、ノ
ツチフイルタ２４1の同軸端子２２をハイブリツ
ド回路１２1の結合端子１２13に、同軸端子２３
をハイブリツド回路１２2の結合端子１２23にそ
れぞれ接続し、ノツチフイルタ２４2の同軸端子
２２及び２３をハイブリツド回路１２1の結合端
子１２14及びハイブリツド回路１２2の結合端子
１２24にそれぞれ接続してある。
て好適で、第１５図に示したCINダイプレクサの
欠点を除き得るデユアルモード円形導波管空胴共
振器より成るノツチフイルタをさきに提案した
（特願昭53−019121）。第１８図は、その構成を示
す断面図、第１９図は、第１８図のＡ−Ａ断面図
で、両図において、１８は円形導波管空胴共振
器、１９は短絡壁に穿つた結合孔、２０は結合線
路、２１は主線路で、結合線路２０と共にＴ分岐
回路を形成する。２２及び２３は同軸端子で、各
内部導体を主線路２１の端部に接続してある。第
２０図は、上記ノツチフイルタを用いて成るCIN
ダイプレクサを示す図で、２４1及び２４2は第１
８図及び第１９図に示したノツチフイルタで、ノ
ツチフイルタ２４1の同軸端子２２をハイブリツ
ド回路１２1の結合端子１２13に、同軸端子２３
をハイブリツド回路１２2の結合端子１２23にそ
れぞれ接続し、ノツチフイルタ２４2の同軸端子
２２及び２３をハイブリツド回路１２1の結合端
子１２14及びハイブリツド回路１２2の結合端子
１２24にそれぞれ接続してある。
ハイブリツド回路１２1の入力端子１２11にfV波
及びfV−3.58波を加えると、ノツチフイルタ２４1
及び２４2の各結合線路２０及び結合孔１９間の
磁気結合によつて、結合線路２０と、45°の角度
差を有しfV波に対応する電界E〓Vと結合線路２０と
45°の角度差を有すると共に電界E〓Vと直交しfV−
3.58波に対応する電界E〓V-3.58とが空胴共振器内に
共存して共振し、 fV−3.58波はノツチフイルタ２４1及び２４2で
反射されてアイソレーシヨン端子１２12に接続さ
れた無反射終端器１４に吸収され、fV波はハイブ
リツド回路１２2のアイソレーシヨン端子１２22
に現出する。又、ハイブリツド回路１２2の入力
端子１２21に加えられたfA波はノツチフイルタ２
４1及び２４2で反射されてアイソレーシヨン端子
１２22に現出し、fV波と合成される。
及びfV−3.58波を加えると、ノツチフイルタ２４1
及び２４2の各結合線路２０及び結合孔１９間の
磁気結合によつて、結合線路２０と、45°の角度
差を有しfV波に対応する電界E〓Vと結合線路２０と
45°の角度差を有すると共に電界E〓Vと直交しfV−
3.58波に対応する電界E〓V-3.58とが空胴共振器内に
共存して共振し、 fV−3.58波はノツチフイルタ２４1及び２４2で
反射されてアイソレーシヨン端子１２12に接続さ
れた無反射終端器１４に吸収され、fV波はハイブ
リツド回路１２2のアイソレーシヨン端子１２22
に現出する。又、ハイブリツド回路１２2の入力
端子１２21に加えられたfA波はノツチフイルタ２
４1及び２４2で反射されてアイソレーシヨン端子
１２22に現出し、fV波と合成される。
このCINダイプレクサにおいては、空胴共振器
の数が２個で足りるから、それだけ全体の構成を
簡潔小形ならしめ得ると共に、空胴共振器に共存
共振する互に周波数の異なる２波の各々における
負荷Ｑが互に等しいという利点を有するが、空胴
共振器における結合部分の構成が複雑で、結合孔
及び結合線路等のように調整を要する個所が比較
的多いため、ノツチフイルタの製作が比較的困難
で、コスト高となる欠点を免れることが出来な
い。
の数が２個で足りるから、それだけ全体の構成を
簡潔小形ならしめ得ると共に、空胴共振器に共存
共振する互に周波数の異なる２波の各々における
負荷Ｑが互に等しいという利点を有するが、空胴
共振器における結合部分の構成が複雑で、結合孔
及び結合線路等のように調整を要する個所が比較
的多いため、ノツチフイルタの製作が比較的困難
で、コスト高となる欠点を免れることが出来な
い。
本発明が解決しようとする問題点
本発明は、上記従来の欠点、即ち、ダイプレク
サ等を構成する場合、一般に比較的多数のノツチ
フイルタを必要とし、比較的小数で足りるように
構成したノツチフイルタにおいても、構成が複雑
で製作が困難なために、コスト高となる欠点を除
き、構成及び製作調整が簡潔容易で、コストを低
廉ならしめ、ダイプレクサ等の構成部品として好
適なノツチフイルタを実現することを目的とす
る。
サ等を構成する場合、一般に比較的多数のノツチ
フイルタを必要とし、比較的小数で足りるように
構成したノツチフイルタにおいても、構成が複雑
で製作が困難なために、コスト高となる欠点を除
き、構成及び製作調整が簡潔容易で、コストを低
廉ならしめ、ダイプレクサ等の構成部品として好
適なノツチフイルタを実現することを目的とす
る。
問題点を解決するための手段（実施例 １）
第１図は、本発明の一実施例を示す断面図、第
２図は、第１図のＡ−Ａ断面図、第３図は正面図
で、各図において、１は円形導波管空胴共振器の
円筒状側壁で、その軸長、即ち、共振長を管内波
長λｇのほぼ1/2に形成してある。２は短絡壁、
３は結合ループで、何れか一方の短絡壁に設けて
ある。４は同軸端子、５はＨモードの共振周波数
微調整素子で、円筒状側壁１から管内に挿入した
棒状導体より成り、その管内挿入長を微細に変化
せしめ得ると共に、その挿入方向が、結合ループ
３の中心と短絡壁２の中心を結ぶ半径方向と45°
及び135°（又はほぼ45°及びほぼ135°）の角度差を
有するように形成してある。６はＶモードの共振
周波数微調整素子で、その管内挿入方向が素子５
と直角（又はほぼ直角）をなすように形成する他
は素子５と同様の構成である。７はモード結合微
調整素子で、その管内挿入方向が素子５及び６と
それぞれ45°（又はほぼ45°）の角度差をもつよう
に形成する他は、素子５及び６と同様の構成であ
る。尚、円筒状側壁１の軸長のほぼ1/2の個所に
素子５ないし７を設けた場合に、調整効果を最も
大ならしめ得るが、上記個所から軸方向に適宜離
れた個所に設けるようにしてもよい。又、図には
素子５を中心軸に対称の側壁個所に２本設けた場
合を例示したが、何れか一方を省いてもよく、素
子６も同様に何れか一方を省いても差支えない。
更に、素子７も図示のように４本を設ける代り
に、４本の素子の中、管内挿入方向が互に直交
し、素子５及び６と45°又は135°の角度差を有す
る２本の素子を以てモード結合微調整素子を形成
してもよい。
２図は、第１図のＡ−Ａ断面図、第３図は正面図
で、各図において、１は円形導波管空胴共振器の
円筒状側壁で、その軸長、即ち、共振長を管内波
長λｇのほぼ1/2に形成してある。２は短絡壁、
３は結合ループで、何れか一方の短絡壁に設けて
ある。４は同軸端子、５はＨモードの共振周波数
微調整素子で、円筒状側壁１から管内に挿入した
棒状導体より成り、その管内挿入長を微細に変化
せしめ得ると共に、その挿入方向が、結合ループ
３の中心と短絡壁２の中心を結ぶ半径方向と45°
及び135°（又はほぼ45°及びほぼ135°）の角度差を
有するように形成してある。６はＶモードの共振
周波数微調整素子で、その管内挿入方向が素子５
と直角（又はほぼ直角）をなすように形成する他
は素子５と同様の構成である。７はモード結合微
調整素子で、その管内挿入方向が素子５及び６と
それぞれ45°（又はほぼ45°）の角度差をもつよう
に形成する他は、素子５及び６と同様の構成であ
る。尚、円筒状側壁１の軸長のほぼ1/2の個所に
素子５ないし７を設けた場合に、調整効果を最も
大ならしめ得るが、上記個所から軸方向に適宜離
れた個所に設けるようにしてもよい。又、図には
素子５を中心軸に対称の側壁個所に２本設けた場
合を例示したが、何れか一方を省いてもよく、素
子６も同様に何れか一方を省いても差支えない。
更に、素子７も図示のように４本を設ける代り
に、４本の素子の中、管内挿入方向が互に直交
し、素子５及び６と45°又は135°の角度差を有す
る２本の素子を以てモード結合微調整素子を形成
してもよい。
作用及び効果
同軸端子４及び結合ループ３を介して互に周波
数の異なる２波により円形導波管空胴共振器を励
振すると、第２図に電界方向を示すように、電界
E〓H及びE〓Vが互に直交し、磁界もまた互に直交す
るＨモードとＶモードが同時に共振すること第１
８図及び第１９図に示したノツチフイルタと同様
であるが、本発明ノツチフイルタは第１図ないし
第３図から明らかなように、結合部分の構造が第
１８図及び第１９図に示したノツチフイルタにお
ける結合部分に比し遥かに構造が簡潔で製作が容
易であるから、コストを低廉ならしめ得ると共
に、次のような特長を有する。
数の異なる２波により円形導波管空胴共振器を励
振すると、第２図に電界方向を示すように、電界
E〓H及びE〓Vが互に直交し、磁界もまた互に直交す
るＨモードとＶモードが同時に共振すること第１
８図及び第１９図に示したノツチフイルタと同様
であるが、本発明ノツチフイルタは第１図ないし
第３図から明らかなように、結合部分の構造が第
１８図及び第１９図に示したノツチフイルタにお
ける結合部分に比し遥かに構造が簡潔で製作が容
易であるから、コストを低廉ならしめ得ると共
に、次のような特長を有する。
即ち、結合ループ３の中心（同軸端子４の内部
導体の位置）と短絡壁２の中心rpとの距離をｒ、
短絡壁２の中心rpと結合ループ３の中心とを結ぶ
半径方向とループ面とのなす角をθLとすると、θL
を変えることによつてＨモードにおける共振器の
負荷Ｑ（QLH）とＶモードにおける負荷Ｑ（QLV）
との比を任意に変えることが出来る。結合ループ
３の面積をAeとすると、共振器の負荷ＱはAeに
反比例し、（rp＋ｒ／rp）2（ｒ＝０を含む。）に比例
す るから、ｒ＝０において、Ｈモードの磁界と交鎖
する結合ループの等価面積AeHは近似的に(1)式で
表わされ、Ｖモードの磁界と交鎖する結合ループ
の等価面積AeVは近似的に(2)式で表わされ、Ｈモ
ードにおける負荷Ｑ（QLH）はAeHに反比例し、Ｖ
モードにおける負荷Ｑ（QLV）はAeVに反比例する
と共に、(1)式及び(2)式の右辺におけるθLを変化せ
しめることにより、AeH及びAeVが関連して変化
するからθLを変えることによつてQLHとQLVの比を
変え得ることとなる。
導体の位置）と短絡壁２の中心rpとの距離をｒ、
短絡壁２の中心rpと結合ループ３の中心とを結ぶ
半径方向とループ面とのなす角をθLとすると、θL
を変えることによつてＨモードにおける共振器の
負荷Ｑ（QLH）とＶモードにおける負荷Ｑ（QLV）
との比を任意に変えることが出来る。結合ループ
３の面積をAeとすると、共振器の負荷ＱはAeに
反比例し、（rp＋ｒ／rp）2（ｒ＝０を含む。）に比例
す るから、ｒ＝０において、Ｈモードの磁界と交鎖
する結合ループの等価面積AeHは近似的に(1)式で
表わされ、Ｖモードの磁界と交鎖する結合ループ
の等価面積AeVは近似的に(2)式で表わされ、Ｈモ
ードにおける負荷Ｑ（QLH）はAeHに反比例し、Ｖ
モードにおける負荷Ｑ（QLV）はAeVに反比例する
と共に、(1)式及び(2)式の右辺におけるθLを変化せ
しめることにより、AeH及びAeVが関連して変化
するからθLを変えることによつてQLHとQLVの比を
変え得ることとなる。
AeH≒Ae sin（45°±θL） …(1)
AeV≒Ae sin（45°〓θL） …(2)
又、短絡壁２の中心rpから結合ループ３の中心
までの距離ｒが零以外の任意の大きさの場合に
は、Ｈモード及びＶモードにおける各負荷Ｑ
（QLH及びQLV）は、近似的に(3)式及び(4)式で表わ
される結合ループ３の等価面積AeHｒ及びAevr
に反比例する。
までの距離ｒが零以外の任意の大きさの場合に
は、Ｈモード及びＶモードにおける各負荷Ｑ
（QLH及びQLV）は、近似的に(3)式及び(4)式で表わ
される結合ループ３の等価面積AeHｒ及びAevr
に反比例する。
AeHｒ≒Ae（rp／rp＋ｒ）2sin（45°±θL） …(3)
Aevr≒Ae（rp／rp＋ｒ）2sin（45°〓θL） …(4)
一般に、H11モードにおける円形導波管空胴共
振器の無負荷Ｑ（QU）は次式で求められる。
振器の無負荷Ｑ（QU）は次式で求められる。
θU≒3890D√ｆ／0.42＋（fc／ｆ）2 …(5)
但し、
Ｄ：円形導波管空胴共振器の直径（cm）
ｆ：任意の周波数（ＧHz）
fc：遮断周波数（ＧHz）
又、減衰ポールにおける減衰量Loは、負荷Ｑ
（QL）と無負荷Ｑ（QU）の比によつて定まり、次
式で理論値を求めることが出来る。
（QL）と無負荷Ｑ（QU）の比によつて定まり、次
式で理論値を求めることが出来る。
Lo＝20ｏｇ（１＋QU−QL／QL） （dB） …(6)
本発明ノツチフイルタのＨモードの減衰ポール
における減衰量LOH及びＶモードの減衰ポールに
おける減衰量LOVは、(7)式及び(8)式によつて理論
的に求めることが出来る。
における減衰量LOH及びＶモードの減衰ポールに
おける減衰量LOVは、(7)式及び(8)式によつて理論
的に求めることが出来る。
LoH＝20ｏｇ（１＋QU−QLH／QLH） （dB）
…(7)
Lov＝20ｏｇ（１＋QU−QLV／QLV） （dB）
…(8)
又、本発明ノツチフイルタは第４図に等価回路
を示すように、Ｈモード及びＶモードに対してそ
れぞれ独立の共振回路として動作し、Ｈモードに
対するアドミツタンスY〓H及びＶモードに対する
アドミツタンスY〓Vは(9)式及び(10)式で求められる。
を示すように、Ｈモード及びＶモードに対してそ
れぞれ独立の共振回路として動作し、Ｈモードに
対するアドミツタンスY〓H及びＶモードに対する
アドミツタンスY〓Vは(9)式及び(10)式で求められる。
Y〓H＝［foH／BwH（ｆ／foH−foH／ｆ）］-1
＝［QLH（ｆ／foH−foH／ｆ）］-1 …(9)
Y〓V＝［fov／Bwv（ｆ／fov−fov／ｆ）］-1
＝［QLV（ｆ／fov−fov／ｆ）］-1 …(10)
(9)式において、
fOH：Ｈモードにおける共振周波数
BWH：Ｈモードにおける3dB減衰周波数帯域幅
(10)式において、
fOV：Ｖモードにおける共振周波数
BWV：Ｖモードにおける3dB減衰周波数帯域幅
第４図に示した等価回路の基本マトリツクス
［F〓HV］は、 ［F〓HV］＝１ Y〓H ０ １１ Y〓V ０ １＝１ Y〓H＋Y〓V ０ １＝A〓 B〓 C〓 D〓 …(11) (9)式、(10)式及び(11)式から伝送特性LHVは、 LHV＝10log｜A〓＋B〓＋C〓＋D〓｜2／４ ＝10log｜１＋０＋（Y〓H＋Y〓V）＋１｜2／４ ＝10log｜１＋Y〓H＋Y〓V／２｜2 ＝20log｜１＋Y〓H＋Y〓V／２｜2 …(12) 本発明者が試作品について求めた実測値は(12)
式から得られる理論値と極めて良く一致し、その
伝送特性曲線は、第５図（横軸は周波数fMHz、
縦軸は減衰量ATTdB）に示す通りである。
［F〓HV］は、 ［F〓HV］＝１ Y〓H ０ １１ Y〓V ０ １＝１ Y〓H＋Y〓V ０ １＝A〓 B〓 C〓 D〓 …(11) (9)式、(10)式及び(11)式から伝送特性LHVは、 LHV＝10log｜A〓＋B〓＋C〓＋D〓｜2／４ ＝10log｜１＋０＋（Y〓H＋Y〓V）＋１｜2／４ ＝10log｜１＋Y〓H＋Y〓V／２｜2 ＝20log｜１＋Y〓H＋Y〓V／２｜2 …(12) 本発明者が試作品について求めた実測値は(12)
式から得られる理論値と極めて良く一致し、その
伝送特性曲線は、第５図（横軸は周波数fMHz、
縦軸は減衰量ATTdB）に示す通りである。
問題点を解決するための手段（実施例 ２）
第６図は、本発明の他の実施例を示す図で、８
は第１図ないし第３図に示した本発明ノツチフイ
ルタ、９は誘導性の補償回路で、例えばλｇ／４以 下の軸長を有する短絡形同軸スタブより成り、同
軸線路より成る十字形分岐回路１０を介して同軸
端子４に接続してある。
は第１図ないし第３図に示した本発明ノツチフイ
ルタ、９は誘導性の補償回路で、例えばλｇ／４以 下の軸長を有する短絡形同軸スタブより成り、同
軸線路より成る十字形分岐回路１０を介して同軸
端子４に接続してある。
作用及び効果
第７図は、その等価回路図で、Y〓Lは補償回路
９のアドミツタンスである。この等価回路の基本
マトリツクス［F〓HVL］は、 ［F〓NVL］＝１ Y〓H＋Y〓V＋Y〓L ０ １ …(13) 伝送特性は、 LHVL＝20ｏｇ｜１＋Y〓H＋Y〓v＋Y〓L／２｜…(14) となり、伝送特性曲線は第８図（横軸及び縦軸
は、第５図と同じ。）に示す通りで、同図から明
らかなように、誘導性の補償回路を付加すること
により、NTSCテレビジヨン方式のように映像信
号搬送波fVと音声信号搬送波fAの間に fV＜fA
なる関係のある場合に好適なノツチフイルタを形
成することが出来る。即ち、ほぼfV−3.58MHzな
いしほぼfV＋4.18MHz（カラー副搬送波fS＝fV＋
3.58MHzを含む。）の伝送特性及びグループ遅延
時間特性の良好なノツチフイルタを形成せしめ得
る。
９のアドミツタンスである。この等価回路の基本
マトリツクス［F〓HVL］は、 ［F〓NVL］＝１ Y〓H＋Y〓V＋Y〓L ０ １ …(13) 伝送特性は、 LHVL＝20ｏｇ｜１＋Y〓H＋Y〓v＋Y〓L／２｜…(14) となり、伝送特性曲線は第８図（横軸及び縦軸
は、第５図と同じ。）に示す通りで、同図から明
らかなように、誘導性の補償回路を付加すること
により、NTSCテレビジヨン方式のように映像信
号搬送波fVと音声信号搬送波fAの間に fV＜fA
なる関係のある場合に好適なノツチフイルタを形
成することが出来る。即ち、ほぼfV−3.58MHzな
いしほぼfV＋4.18MHz（カラー副搬送波fS＝fV＋
3.58MHzを含む。）の伝送特性及びグループ遅延
時間特性の良好なノツチフイルタを形成せしめ得
る。
問題点を解決するための手段（実施例 ３）
第９図もまた本発明の他の実施を示す図で、１
１は容量性の補償回路で、例えば軸長がλｇ／４以 下の開放形同軸スタブより成る。他の符号は第６
図と同様である。
１は容量性の補償回路で、例えば軸長がλｇ／４以 下の開放形同軸スタブより成る。他の符号は第６
図と同様である。
作用及び効果
第１０図は、その等価回路図で、Y〓Cは容量性
補償回路のアドミツタンスである。この等価回路
の基本マトリツクス［F〓HVC］は、 ［F〓HCV］＝１ Y〓H＋Y〓V＋Y〓C ０ １ …(15) となり、伝送特性は、 LHVC＝20ｏｇ｜１＋Y〓H＋Y〓v＋Y〓c／２｜…(16) となる。
補償回路のアドミツタンスである。この等価回路
の基本マトリツクス［F〓HVC］は、 ［F〓HCV］＝１ Y〓H＋Y〓V＋Y〓C ０ １ …(15) となり、伝送特性は、 LHVC＝20ｏｇ｜１＋Y〓H＋Y〓v＋Y〓c／２｜…(16) となる。
第１１図（横軸及び縦軸は第５図と同じ。）は、
第９図に示した本発明ノツチフイルタの伝送特性
を示す曲線図で、同図から明らかなように容量性
補償回路を付加することによりfV＞fAなる周波数
関係を有するテレビジヨン方式等に好適なノツチ
フイルタを形成することが出来る。
第９図に示した本発明ノツチフイルタの伝送特性
を示す曲線図で、同図から明らかなように容量性
補償回路を付加することによりfV＞fAなる周波数
関係を有するテレビジヨン方式等に好適なノツチ
フイルタを形成することが出来る。
第１２図は、誘導性又は容量性補償回路を付加
した本発明ノツチフイルタの伝送特性と周波数ｆ
における電圧反射係数Γ〓（ｆ）との関係を説明す
る図で、ノツチフイルタ８の入力電力（周波数
ｆ）をPIN（ｆ）、出力電力をPOUT（ｆ）、周波数ｆ
における共振回路及び補償回路のアドミツタンス
をY〓H（ｆ），Y〓V（ｆ），Y〓L（ｆ）、及びY〓C（ｆ
）とす
ると、補償回路が誘導性の場合には、 PIN（ｆ）／POUT（ｆ）＝１／１−｜Γ2（ｆ）｜ ＝｜１＋Y〓H（ｆ）＋Y〓V（ｆ）＋Y〓L（ｆ）／２｜
2 したがつて、 １／｜１＋YH（ｆ）＋YV（ｆ）＋YL（ｆ）／
２｜2＝１−Γ〓2（ｆ）｜ ｜Γ〓2（ｆ）｜＝１−１／｜１＋YH（ｆ）
＋YV（ｆ）＋YL（ｆ）／２｜2 ｜Γ〓2（ｆ）｜＝〔１−１／｜１＋YH（
ｆ）＋YV（ｆ）＋YL（ｆ）／２｜2〕1/2…(17) 周波数ｆにおける反射減衰量LΓ（ｆ）は、 Lr（ｆ）＝１／｜Γ2（ｆ）｜＝１／〔１−
１／｜１＋YH（ｆ）＋YV（ｆ）＋YL（ｆ）／２｜2〕…(
18) 補償回路が容量性の場合は、 Γ〓2（ｆ）｜＝〔１−１／｜１＋YH（ｆ）
＋YV（ｆ）＋YC（ｆ）／２｜2〕1/2…(19) Lγ（ｆ）＝１／〔１−１／｜１＋YH（ｆ）
＋YV（ｆ）＋YC（ｆ）／２｜2〕…(20) 本発明ノツチフイルタをハイブリツド回路又は
サーキユレータ等と組合せることによつてダイプ
レクサを構成し得るが、第１３図は、本発明ノツ
チフイルタをハイブリツド回路と組合せて構成し
たCINダイプレクサを示す図で、８1及び８2は第
１図ないし第３図について説明した本発明ノツチ
フイルタ、１２1及び１２2はハイブリツド回路、
１２11及び１２21は入力端子、１２12及び１２22
はアイソレーシヨン端子、１２13，１２14，１２
23及び１２24は結合端子、１３1及び１３2はＴ分
岐回路で、例えば同軸線路より成り、各分岐端子
をハイブリツド回路１２1及び１２2の結合端子１
２13，１２23及び１２14，１２24並にノツチフイ
ルタ８1及び８2の同軸端子４1及び４2（第１図及
び第３図の４）に接続してある。１４は無反射終
端器である。
した本発明ノツチフイルタの伝送特性と周波数ｆ
における電圧反射係数Γ〓（ｆ）との関係を説明す
る図で、ノツチフイルタ８の入力電力（周波数
ｆ）をPIN（ｆ）、出力電力をPOUT（ｆ）、周波数ｆ
における共振回路及び補償回路のアドミツタンス
をY〓H（ｆ），Y〓V（ｆ），Y〓L（ｆ）、及びY〓C（ｆ
）とす
ると、補償回路が誘導性の場合には、 PIN（ｆ）／POUT（ｆ）＝１／１−｜Γ2（ｆ）｜ ＝｜１＋Y〓H（ｆ）＋Y〓V（ｆ）＋Y〓L（ｆ）／２｜
2 したがつて、 １／｜１＋YH（ｆ）＋YV（ｆ）＋YL（ｆ）／
２｜2＝１−Γ〓2（ｆ）｜ ｜Γ〓2（ｆ）｜＝１−１／｜１＋YH（ｆ）
＋YV（ｆ）＋YL（ｆ）／２｜2 ｜Γ〓2（ｆ）｜＝〔１−１／｜１＋YH（
ｆ）＋YV（ｆ）＋YL（ｆ）／２｜2〕1/2…(17) 周波数ｆにおける反射減衰量LΓ（ｆ）は、 Lr（ｆ）＝１／｜Γ2（ｆ）｜＝１／〔１−
１／｜１＋YH（ｆ）＋YV（ｆ）＋YL（ｆ）／２｜2〕…(
18) 補償回路が容量性の場合は、 Γ〓2（ｆ）｜＝〔１−１／｜１＋YH（ｆ）
＋YV（ｆ）＋YC（ｆ）／２｜2〕1/2…(19) Lγ（ｆ）＝１／〔１−１／｜１＋YH（ｆ）
＋YV（ｆ）＋YC（ｆ）／２｜2〕…(20) 本発明ノツチフイルタをハイブリツド回路又は
サーキユレータ等と組合せることによつてダイプ
レクサを構成し得るが、第１３図は、本発明ノツ
チフイルタをハイブリツド回路と組合せて構成し
たCINダイプレクサを示す図で、８1及び８2は第
１図ないし第３図について説明した本発明ノツチ
フイルタ、１２1及び１２2はハイブリツド回路、
１２11及び１２21は入力端子、１２12及び１２22
はアイソレーシヨン端子、１２13，１２14，１２
23及び１２24は結合端子、１３1及び１３2はＴ分
岐回路で、例えば同軸線路より成り、各分岐端子
をハイブリツド回路１２1及び１２2の結合端子１
２13，１２23及び１２14，１２24並にノツチフイ
ルタ８1及び８2の同軸端子４1及び４2（第１図及
び第３図の４）に接続してある。１４は無反射終
端器である。
ハイブリツド回路１２1の結合係数をＣ、結合
線路の電気角をθ、特性インピーダンスをZO、結
合端子１２13及び１２14に接続される負荷インピ
ーダンスをZLとし、ZL＝ZO＝１とした場合、入力
端子１２11に入力電圧E〓INを加えると、結合端子
１２13，１２14及びアイソレーシヨン端子１２12
の各出力電圧E〓13，E〓14及びE〓12は、 E〓12≒０ …(23) 結合端子１２13及び１２14に電圧反射係数γ〓な
る負荷を接続した場合における端子１２13，１２
14及び１２12の各出力電圧E〓′13，14及びE〓′13，12
は、 入力端子１２11への反射電圧E〓11Γ及び入力端子
１２11における電圧反射係数SINは、 SIN＝｜EIN｜＋｜E11Γ｜／｜EIN｜−｜E11Γ｜…(28
) で表わされる。
線路の電気角をθ、特性インピーダンスをZO、結
合端子１２13及び１２14に接続される負荷インピ
ーダンスをZLとし、ZL＝ZO＝１とした場合、入力
端子１２11に入力電圧E〓INを加えると、結合端子
１２13，１２14及びアイソレーシヨン端子１２12
の各出力電圧E〓13，E〓14及びE〓12は、 E〓12≒０ …(23) 結合端子１２13及び１２14に電圧反射係数γ〓な
る負荷を接続した場合における端子１２13，１２
14及び１２12の各出力電圧E〓′13，14及びE〓′13，12
は、 入力端子１２11への反射電圧E〓11Γ及び入力端子
１２11における電圧反射係数SINは、 SIN＝｜EIN｜＋｜E11Γ｜／｜EIN｜−｜E11Γ｜…(28
) で表わされる。
第１４図は、第７図に示した本発明ノツチフイ
ルタをハイブリツド回路と組合せて構成したダイ
プレクサを示す図で、８′1及び８′2は第７図に示
した本発明ノツチフイルタ、１５1及び１５2は十
字形分岐回路で、他の符号は第１３図と同じであ
る。
ルタをハイブリツド回路と組合せて構成したダイ
プレクサを示す図で、８′1及び８′2は第７図に示
した本発明ノツチフイルタ、１５1及び１５2は十
字形分岐回路で、他の符号は第１３図と同じであ
る。
ハイブリツド回路１２1における入力端子１２
11の周波数ｆなる入力電圧及び電力をE〓11N（ｆ）
及びP11N（ｆ）、ハイブリツド回路１２2における
入力端子１２21の入力電圧及び入力電力をE〓21N
（ｆ）及びP21N（ｆ）、ハイブリツド回路１２2にお
けるアイソレーシヨン端子１２22の出力電圧及び
出力電力をE〓10UT（ｆ），E〓20UT（ｆ）及びP10UT（
ｆ），
P20UT（ｆ）とすると、ハイブリツド回路１２1の
入力端子１２11とハイブリツド回路１２2のアイ
ソレーシヨン端子１２22との間の電圧伝送特性及
び電力伝送特性は、 P11N（ｆ）／P10UT（ｆ）＝20ｏｇE11N（ｆ）／E10
UT（ｆ） （dB） …(30) ハイブリツド回路１２2の入力端子１２21とハ
イブリツド回路１２1のアイソレーシヨン端子１
２12との間の電圧伝送特性及び電力伝送特性は、 P21N（ｆ）／P20UT（ｆ）＝20ｏｇE21N（ｆ）／E〓
20UT（ｆ） （dB） …(32) (29)式及び(31)式において、 θf：周波数ｆにおけるハイブリツド回路の結合
線路の電気角 ハイブリツド回路１２1及び１２2における入力
端子１２11，１２21、アイソレーシヨン端子１２
12，１２22の各反射電圧をE〓γ（ｆ）、各端子の入力
電圧をE〓K（ｆ）とすると、各端子における反射電
圧比は次式で求めることが出来る。
11の周波数ｆなる入力電圧及び電力をE〓11N（ｆ）
及びP11N（ｆ）、ハイブリツド回路１２2における
入力端子１２21の入力電圧及び入力電力をE〓21N
（ｆ）及びP21N（ｆ）、ハイブリツド回路１２2にお
けるアイソレーシヨン端子１２22の出力電圧及び
出力電力をE〓10UT（ｆ），E〓20UT（ｆ）及びP10UT（
ｆ），
P20UT（ｆ）とすると、ハイブリツド回路１２1の
入力端子１２11とハイブリツド回路１２2のアイ
ソレーシヨン端子１２22との間の電圧伝送特性及
び電力伝送特性は、 P11N（ｆ）／P10UT（ｆ）＝20ｏｇE11N（ｆ）／E10
UT（ｆ） （dB） …(30) ハイブリツド回路１２2の入力端子１２21とハ
イブリツド回路１２1のアイソレーシヨン端子１
２12との間の電圧伝送特性及び電力伝送特性は、 P21N（ｆ）／P20UT（ｆ）＝20ｏｇE21N（ｆ）／E〓
20UT（ｆ） （dB） …(32) (29)式及び(31)式において、 θf：周波数ｆにおけるハイブリツド回路の結合
線路の電気角 ハイブリツド回路１２1及び１２2における入力
端子１２11，１２21、アイソレーシヨン端子１２
12，１２22の各反射電圧をE〓γ（ｆ）、各端子の入力
電圧をE〓K（ｆ）とすると、各端子における反射電
圧比は次式で求めることが出来る。
上記各端子の電圧反射係数SKは、
Sk＝１＋｜Eγ（ｆ）｜／｜EK（ｆ）｜／１−｜Eγ（
ｆ）｜／｜EK（ｆ）｜…(34) (33)式及び(34)式において、ｋは各端子１２11，
１２21，１２12及び１２22の添字に対応する１１，
２１，１２及び２２である。
ｆ）｜／｜EK（ｆ）｜…(34) (33)式及び(34)式において、ｋは各端子１２11，
１２21，１２12及び１２22の添字に対応する１１，
２１，１２及び２２である。
第９図に示したノツチフイルタ、即ち、容量性
補償回路１１を付加したノツチフイルタをハイブ
リツド回路と組合せた場合には、第１４図、(29)
式、(31)式及び(33)式の各Y〓L（ｆ）をY〓C（ｆ）に置
換えることにより、前記と同様にしてハイブリツ
ド回路の入力端子とアイソレーシヨン端子間の電
圧及び電力伝送特性、各端子における反射電圧比
及び電圧反射係数等を求めることが出来る。
補償回路１１を付加したノツチフイルタをハイブ
リツド回路と組合せた場合には、第１４図、(29)
式、(31)式及び(33)式の各Y〓L（ｆ）をY〓C（ｆ）に置
換えることにより、前記と同様にしてハイブリツ
ド回路の入力端子とアイソレーシヨン端子間の電
圧及び電力伝送特性、各端子における反射電圧比
及び電圧反射係数等を求めることが出来る。
本発明者は、ダイプレクサの試作品について伝
送特性を求めたが、誘導性補償回路を付加したノ
ツチフイルタを組込んだ場合は第８図の特性曲線
と、容量性補償回路を付加したノツチフイルタを
組込んだ場合は第１１図の特性曲線と、それぞれ
極めて良く一致する結果を得ることが出来た。
送特性を求めたが、誘導性補償回路を付加したノ
ツチフイルタを組込んだ場合は第８図の特性曲線
と、容量性補償回路を付加したノツチフイルタを
組込んだ場合は第１１図の特性曲線と、それぞれ
極めて良く一致する結果を得ることが出来た。
本発明の効果のまとめ
以上の説明から明らかなように、本発明ノツチ
フイルタは構成、製作調整が簡潔容易で、電気的
特性が良好なると共にデユアルモード形であるか
ら、これをハイブリツド回路又はサーキユレータ
等と組合せてダイプレクサを形成するときは、全
体の構成が簡潔小形で、コストが低廉となり、特
に誘導性又は容量性補償回路を付加したノツチフ
イルタを用いた場合には、NTSCテレビジヨン方
式における映像及び音声信号搬送波の合成等に好
適なCINダイプレクサを構成し得るもので、その
効果甚だ大である。
フイルタは構成、製作調整が簡潔容易で、電気的
特性が良好なると共にデユアルモード形であるか
ら、これをハイブリツド回路又はサーキユレータ
等と組合せてダイプレクサを形成するときは、全
体の構成が簡潔小形で、コストが低廉となり、特
に誘導性又は容量性補償回路を付加したノツチフ
イルタを用いた場合には、NTSCテレビジヨン方
式における映像及び音声信号搬送波の合成等に好
適なCINダイプレクサを構成し得るもので、その
効果甚だ大である。
第１図ないし第３図は、本発明の一実施例を示
す図、第４図は、その等価回路図、第５図は、そ
の伝送特性曲線図、第６図及び第９図は、本発明
の他の実施例を示す図、第７図及び第１０図は、
その等価回路図、第８図及び第１１図は、その伝
送特性曲線図、第１２図は、その伝送特性と電圧
反射係数の関係を説明する図、第１３図及び第１
４図は、本発明ノツチフイルタを用いたダイプレ
クサを示す図、第１５図及び第２０図は、従来の
ダイプレクサを示す図、第１６図ないし第１９図
は、従来のノツチフイルタを示す図で、１：円筒
状側壁、２：短絡壁、３：結合ループ、４，４1
及び４2：同軸端子、５及び６：共振周波数微調
整素子、７：モード結合微調整素子、８，８1，
８2，８′1及び８′2：本発明ノツチフイルタ、９
及び１１：補償回路、１０，１３1，１３2，１５
１及び１５2：分岐回路、１２1及び１２2：ハイブ
リツド回路、１２11及び１２21：入力端子、１２
12及び１２22：アイソレーシヨン端子、１２13，
１２14，１２23及び１２24：結合端子、１４：無
反射終端器、１６1，１６2，１７1及び１７2：従
来のノツチフイルタ、１８：円形導波管空胴共振
器、１９：結合孔、２０：結合線路、２１：主線
路、２２及び２３：同軸端子である。
す図、第４図は、その等価回路図、第５図は、そ
の伝送特性曲線図、第６図及び第９図は、本発明
の他の実施例を示す図、第７図及び第１０図は、
その等価回路図、第８図及び第１１図は、その伝
送特性曲線図、第１２図は、その伝送特性と電圧
反射係数の関係を説明する図、第１３図及び第１
４図は、本発明ノツチフイルタを用いたダイプレ
クサを示す図、第１５図及び第２０図は、従来の
ダイプレクサを示す図、第１６図ないし第１９図
は、従来のノツチフイルタを示す図で、１：円筒
状側壁、２：短絡壁、３：結合ループ、４，４1
及び４2：同軸端子、５及び６：共振周波数微調
整素子、７：モード結合微調整素子、８，８1，
８2，８′1及び８′2：本発明ノツチフイルタ、９
及び１１：補償回路、１０，１３1，１３2，１５
１及び１５2：分岐回路、１２1及び１２2：ハイブ
リツド回路、１２11及び１２21：入力端子、１２
12及び１２22：アイソレーシヨン端子、１２13，
１２14，１２23及び１２24：結合端子、１４：無
反射終端器、１６1，１６2，１７1及び１７2：従
来のノツチフイルタ、１８：円形導波管空胴共振
器、１９：結合孔、２０：結合線路、２１：主線
路、２２及び２３：同軸端子である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 何れか一方の短絡壁に１個の結合ループを設
けると共に、円筒状側壁に互に周波数の異なるＨ
モード及びＶモードの各共振周波数を各別に調整
する素子を設け、この素子の管内挿入方向が互に
直角で、前記結合ループのループ面との間にそれ
ぞれ45°又は135°の角度差を有するように形成し
た円形導波管空胴共振器より成ることを特徴とす
るノツチフイルタ。 ２ 結合ループの端子に分岐回路を介して誘導性
の補償回路を付加した特許請求の範囲第１項記載
のノツチフイルタ。 ３ 結合ループの端子に分岐回路を介して容量性
の補償回路を付加した特許請求の範囲第１項記載
のノツチフイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19998584A JPS6178201A (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 | ノツチフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19998584A JPS6178201A (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 | ノツチフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6178201A JPS6178201A (ja) | 1986-04-21 |
| JPH053921B2 true JPH053921B2 (ja) | 1993-01-18 |
Family
ID=16416868
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19998584A Granted JPS6178201A (ja) | 1984-09-25 | 1984-09-25 | ノツチフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6178201A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61159805A (ja) * | 1984-11-29 | 1986-07-19 | Nec Corp | 空胴共振器 |
| JPS6337701A (ja) * | 1986-07-31 | 1988-02-18 | Nippon Dengiyou Kosaku Kk | 複合形帯域阻止ろ波器 |
-
1984
- 1984-09-25 JP JP19998584A patent/JPS6178201A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6178201A (ja) | 1986-04-21 |
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