JPH0566048B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、半導体集積回路において内蔵容量
のばらつきを打ち消すために、内蔵容量に比例し
た電流を生成する基準電流源回路の改良に関す
る。

（従来の技術） 周知のように、半導体集積回路（以下ICとい
う）においては、内蔵容量を使用して例えばフイ
ルタ回路等の各種回路を形成する場合、内蔵容量
のばらつきによる特性の変化を防ぐため、回路動
作に必要な基準電流を内蔵容量に比例して変化さ
せるようにしており、例えば特願昭61−292046号
に示されるような基準電流源回路が考えられてい
る。

第４図は、このような従来の基準電流源回路を
示している。すなわち、外部クロツク発生源
Ecklで発生されるクロツク信号Vcklは、ピンＰ
１を介してIC内部のNPN型のトランジスタＱ１
のベースに供給される。このトランジスタＱ１
は、同極性のトランジスタＱ２及び定電流源Ｉ１
とともに、ゲインが「１」のバツフア増幅器を構
成しており、トランジスタＱ１のベースに供給さ
れたクロツク信号Vckと同じクロツク信号が、ト
ランジスタＱ２のベースに表われるようになされ
ている。

トランジスタＱ２のコレクタ電流は、ダイオー
ドＤ１及びPNP型のトランジスタＱ３よりなる
カレントミラー回路で折り返され、NPN型のト
ランジスタＱ４及びPNP型のトランジスタＱ５
の各ベースにそれぞれ供給される。このトランジ
スタＱ４，Ｑ５は、定電流源Ｉ２及びダイオード
接続されたNPN型のトランジスタＱ６とともに
Ｂ級出力バツフア回路を構成している。

このＢ級出力バツフア回路の出力端であるトラ
ンジスタＱ４，Ｑ５のエミツタ・コレクタ共通接
続点は、抵抗Ｒ１及び内蔵コンデンサＣ１よりな
る充放電回路に接続されるとともに、トランジス
タＱ２のベースに接続される。このため、内蔵コ
ンデンサＣ１は、トランジスタＱ４，Ｑ５を流れ
る電流によつて充放電されることになる。

このとき、トランジスタＱ４，Ｑ５を流れる電
流は、クロツク信号Vckの周波数及び内蔵コンデ
ンサＣ１の容量に比例したものとなり、トランジ
スタＱ４，Ｑ５の各コレクタに内蔵コンデンサＣ
１の容量に比例した基準電流を得ることができ
る。このうち、トランジスタＱ５のコレクタから
得られる基準電流は、トランジスタＱ６とともに
カレントミラー回路を構成するNPN型のトラン
ジスタＱ７のコレクタから取り出され、必要な回
路動作に供される。

また、トランジスタＱ４のコレクタから得られ
る基準電流は、トランジスタＱ８，Ｑ９よりなる
カレントミラー回路で折り返され、トランジスタ
Ｑ６，Ｑ７のベース共通接続点に供給されるの
で、トランジスタＱ７のコレクタからは、通常の
２倍の基準電流ｉ１が得られる。なお、この基準
電流ｉ１は、ピンＰ２を介して外付けされたコン
デンサＣ２の作用によつて、クロツク成分が取り
除かれ平均化されている。

ところで、上記のような従来の基準電流源回路
では、クロツク信号Vckとして数ＭHzの高い周波
数が使用されるため、PNP型のトランジスタＱ
５としては、カツトオフ周波数tの高い高周波特
性の優れたものを使用する必要がある。しかしな
がら、一般に、IC化して使用することができる
PNP型のトランジスタは、ラテラルNPNと呼ば
れ、高周波特性があまりよくないという問題があ
る。

そこで、トランジスタＱ５としてバーチカル
PNPと称せられる高周波特性の優れたものを使
用することが考えられるが、このバーチカル
PNPは、ICの製造工程においてマスクの増加等
余分な工程が増え、製造コストが非常に高くなる
という不都合が生じる。

（発明が解決しようとする課題） 以上のように、従来の基準電流源回路では、高
周波特性の優れたNPNトランジスタを必要とす
るため、実現が困難であるとともに経済的に不利
になるという問題を有している。

そこで、この発明は上記事情を考慮してなされ
たもので、高周波特性の優れたPNPトランジス
タを使用することなく、IC内蔵容量に比例した
基準電流を生成することができる極めて良好な基
準電流源回路を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明に係る基準電流源回路は、各ベース間
に所定振幅のクロツク信号が供給され、各エミツ
タ同志が共通接続された、差動回路を構成する
NPN型の第１及び第２のトランジスタと、この
第１及び第２のトランジスタのうちの一方のコレ
クタ出力に応じてベース電圧が制御され、エミツ
タフオロワを構成するNPN型の第３のトランジ
スタと、この第３のトランジスタのエミツタにコ
レクタが接続され、ベースに定電圧が印加された
NPN型の第４のトランジスタと、この第４のト
ランジスタとエミツタ共通接続されて差動回路を
構成し、ベースに第３のトランジスタのベース電
圧をレベルシフトした信号が供給されるNPN型
の第５のトランジスタと、一端が第３のトランジ
スタのエミツタと第４のトランジスタのコレクタ
との接続点に電気的に接続され、第３のトランジ
スタの導通状態で該第３のトランジスタのエミツ
タ出力電流が供給されて充電動作を行ない、第４
のトランジスタの導通状態で該第４のトランジス
タを介して放電動作を行なう第１のコンデンサ
と、第３のトランジスタのコレクタ電流を外部に
導出するためのカレントミラー回路と、このカレ
ントミラー回路を構成するトランジスタに接続さ
れて第３のトランジスタのコレクタ電流に含まれ
るクロツク成分を側路させる第２のコンデンサと
を備え、カレントミラー回路の出力電流が第１の
コンデンサの容量に比例するように構成したもの
である。

（作用） 上記のような構成によれば、PNPトランジス
タを使用せずに、IC内蔵容量に比例した基準電
流を生成することができる。

（実施例） 以下、この発明の一実施例について図面を参照
して詳細に説明する。第１図において、外部クロ
ツク発生源Eck２で発生されるクロツク信号Vck
２は、NPN型のトランジスタＱ１０，Ｑ１１の
各ベース間に供給される。これらトランジスタＱ
１０，Ｑ１１は、定電流源Ｉ３及び抵抗Ｒ２とと
もに差動回路を構成しており、トランジスタＱ１
１のコレクタからは、上記クロツク信号Vck２に
同期した（Ｉ３・Ｒ２）なる振幅レベルを有する
クロツク信号が得られる。

このクロツク信号は、エミツタフオロワを構成
するNPN型のトランジスタＱ１２のベースに供
給され、そのエミツタから出力される。トランジ
スタＱ１２のエミツタから出力されたクロツク信
号は、ダイオードＤ２でVbe（トランジスタのベ
ース・エミツタ間電圧）だけレベルシフトされ
て、エミツタフオロワを構成するNPN型のトラ
ンジスタＱ１３のベースに供給され、そのエミツ
タから出力される。

ここで、トランジスタＱ１３のエミツタは、
NPN型のトランジスタＱ１４のコレクタに接続
される。このトランジスタＱ１４は、同極性のト
ランジスタＱ１５及び定電流源Ｉ４とともに差動
回路を構成しており、トランジスタＱ１５のベー
スには、ダイオードＤ２から出力されたクロツク
信号が、ダイオードＤ３及び定電流源Ｉ５でさら
にVbeだけレベルシフトされて供給される。

また、トランジスタＱ１４のベースには、電源
Vccと接地端との間に直列に介挿接続された、抵
抗Ｒ３，Ｒ４、ダイオードＤ４〜Ｄ６及び定電流
源Ｉ６よりなる定電圧源で生成される、 Vcc−（R3＋R4）I6−3Vbe なる定電圧が印加されている。

さらに、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミツ
タ・コレクタ共通接続点は、抵抗Ｒ５及び内蔵コ
ンデンサＣ３よりなる充放電回路に接続されると
ともに、NPN型のトランジスタＱ１６のエミツ
タに接続される。このトランジスタＱ１６のベー
スには、上記定電圧源で生成される、 Vcc−R3I6−2Vbe なる定電圧が印加されている。

そして、上記トランジスタＱ１３のコレクタ電
流は、PNP型のトランジスタＱ１７，Ｑ１８よ
りなるカレントミラー回路を介して、トランジス
タＱ１８のコレクタから出力される。また、トラ
ンジスタＱ１７，Ｑ１８のベース共通接続点に接
続されたピンＰ３と、電源Vccとの間に外付けの
コンデンサＣ４が介挿接続され、トランジスタＱ
１８のコレクタ電流に含まれるクロツク成分を側
路させて取り除き平均化している。

上記のような構成において、以下、第２図を参
照してその動作を説明する。第２図ａは、時間ｔ
に対するトランジスタＱ１３のコレクタ電流を示
し、同図ｂは、時間ｔに対する第１図中Ａ〜Ｅ点
の電圧Ｖ(A)〜Ｖ(E)を示している。

すなわち、外部クロツク発生源Eck２からクロ
ツク信号Vck２が発生されると、ダイオードＤ２
の出力端（第１図中Ａ点）には、第２図ｂのＶ(A)
に示すように、上記クロツク信号Vck２を矩形波
に波形整形したクロツク信号が表われる。また、
ダイオードＤ３の出力端（第１図中Ｂ点）には、
第２図ｂのＶ(B)に示すように、上記Ｖ(A)の波形を
Vbeだけレベルシフトしたクロツク信号が表われ
る。

そして、上記Ｖ(A)の波形の立上り時点におい
て、トランジスタＱ１３はエミツタフオロワとし
て動作し、トランジスタＱ１３のエミツタ電位
（第１図中Ｅ点の電位）は、第２図ｂのＶ(E)に示
すように、Ｖ(A)の波形と同様に立上り、内蔵コン
デンサＣ３を充電するための電流が、トランジス
タＱ１３に流れる。

このとき、トランジスタＱ１４，Ｑ１５の差動
回路において、トランジスタＱ１５のベース電圧
｛第２図ｂのＶ(B)｝が、第２図ｂのＶ(D)に示すト
ランジスタＱ１４のベース電位（第１図中Ｄ点の
電位）よりも高いため、トランジスタＱ１４はカ
ツトオフ状態となつている。

次に、上記Ｖ(A)の波形が立下ると、上記Ｖ(B)が
Ｖ(D)よりも低くなるので、トランジスタＱ１５が
カツトオフ状態となり、トランジスタＱ１４がオ
ン状態となるので、内蔵コンデンサＣ３がトラン
ジスタＱ１４を介して放電される。この場合、ト
ランジスタＱ１６は、トランジスタＱ１３のエミ
ツタ電圧が下がりすぎないようにするリミツタ作
用を行なつている。すなわち、トランジスタＱ１
６は第１図中Ｅ点の電位が、 Vcc−3Vbe−R3I6＝VL 以下にならないように制限している。

そして、内蔵コンデンサＣ３は、上記Ｖ(A)の立
上りサイクルでは、上記VLから、 Vcc−3Vbe＝VH まで充電される。

ここで、内蔵コンデンサＣ３の充電電圧を
Vchgとすると、内蔵コンデンサＣ３に蓄積され
た電荷Ｑは、 Ｑ＝C3・Vchg となり、これは、内蔵コンデンサＣ３を充電する
際に、トランジスタＱ１３に流れた電流を積分し
たものと考えることができる。そして、クロツク
信号Vck２の周波数をFck２とすると、単位時間
にトランジスタＱ１３を通過する電荷量は、上記
電荷ＱにFckを乗じたものとなり、結局、トラン
ジスタＱ１３を流れる平均電流Ic１３は、 Ic13＝C3・Vchg・Fck2 となつて、トランジスタＱ１３に、内蔵コンデン
サＣ３の容量に比例した電流を流すことができ
る。

この電流Ic１３は、前述したように、外付けの
コンデンサＣ４でクロツク成分を側路させること
により取り除かれて平均化され、トランジスタＱ
１８のコレクタから基準電流として取り出され
る。

したがつて、上記実施例のような構成によれ
ば、高周波数を取り扱う部分にPNPトランジス
タを使用せずに、内蔵コンデンサＣ３の容量に比
例した基準電流を生成することができる。また、
トランジスタＱ１７，Ｑ１８は、直流電流を伝送
するだけなので、一般のラテラルPNPを用いる
ことができる。

次に、第３図は、この発明の他の実施例を示し
ている。すなわち、外部クロツク発生源Eck３で
発生されるクロツク信号Vck３は、NPN型のト
ランジスタＱ１９，Ｑ２０の各ベース間に供給さ
れる。これらトランジスタＱ１９，Ｑ２０は、定
電流源Ｉ７及び抵抗Ｒ６，Ｒ７とともに差動回路
を構成しており、トランジスタＱ２０のコレクタ
からは、上記クロツク信号Vck２に同期した所定
の振幅レベルを有するクロツク信号が得られる。

このクロツク信号は、NPN型のトランジスタ
Ｑ２１，Ｑ２２の各ベースに供給される。このう
ち、トランジスタＱ２２のエミツタは、NPN型
のトランジスタＱ２３のコレクタに接続される。
このトランジスタＱ２３は、同極性のトランジス
タＱ２４及び定電流源Ｉ８とともに差動回路を構
成しており、トランジスタＱ２４のベースには、
トランジスタＱ２１のエミツタから出力されたク
ロツク信号が、抵抗Ｒ８及び定電流源Ｉ９でレベ
ルシフトされて供給される。

また、トランジスタＱ２３のベースには、定電
圧Ｖ１が印加されている。さらに、トランジスタ
Ｑ２２，Ｑ２３のエミツタ・コレクタ共通接続点
は、抵抗Ｒ９及び内蔵コンデンサＣ５よりなる充
放電回路に接続されるとともに、定電圧Ｖ２がダ
イオードＤ７を介して印加されている。

そして、上記トランジスタＱ２２のコレクタ電
流は、PNP型のトランジスタＱ２５，Ｑ２６及
び抵抗Ｒ１０，Ｒ１１よりなるカレントミラー回
路を介して、トランジスタＱ２６のコレクタから
出力される。また、トランジスタＱ２５，Ｑ２６
のベース共通接続点に接続されたピンＰ４と、電
源Vccとの間に外付けのコンデンサＣ６が介挿接
続され、トランジスタＱ２６のコレクタ電流から
クロツク成分を取り除き平均化している。

さらに、トランジスタＱ２５，Ｑ２６のベース
共通接続点にエミツタが接続され、ベースがトラ
ンジスタＱ２２のコレクタに接続され、コレクタ
が接地されたPNP型のトランジスタＱ２７によ
つて、トランジスタＱ２５，Ｑ２６のベース電流
補償を行なつている。

上記のような構成によつても、上記実施例と略
同様な動作を行ない、同等の効果を得ることがで
きる。

なお、この発明は上記各実施例に限定されるも
のではなく、この外その要旨を逸脱しない範囲で
種々変形して実施することができる。

［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、高周波
特性の優れたPNPトランジスタを使用すること
なく、IC内蔵容量に比例した基準電流を生成す
ることができる極めて良好な基準電流源回路を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図はそれぞれこの発明に係る基
準電流源回路の一実施例を示す回路構成図及びそ
の動作を説明するためのタイミング図、第３図は
この発明の他の実施例を示す回路構成図、第４図
は従来の基準電流源回路を示す回路構成図であ
る。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 各ベース間に所定振幅のクロツク信号が供給
   され、各エミツタ同志が共通接続された、差動回
   路を構成するNPN型の第１及び第２のトランジ
   スタと、この第１及び第２のトランジスタのうち
   の一方のコレクタ出力に応じてベース電圧が制御
   され、エミツタフオロワを構成するNPN型の第
   ３のトランジスタと、この第３のトランジスタの
   エミツタにコレクタが接続され、ベースに定電圧
   が印加されたNPN型の第４のトランジスタと、
   この第４のトランジスタとエミツタ共通接続され
   て差動回路を構成し、ベースに前記第３のトラン
   ジスタのベース電圧をレベルシフトした信号が供
   給される第５のトランジスタと、一端が前記第３
   のトランジスタのエミツタと前記第４のトランジ
   スタのコレクタとの接続点に電気的に接続され、
   前記第３のトランジスタの導通状態で該第３のト
   ランジスタのエミツタ出力電流が供給されて充電
   動作を行ない、前記第４のトランジスタの導通状
   態で該第４のトランジスタを介して放電動作を行
   なう第１のコンデンサと、前記第３のトランジス
   タのコレクタ電流を外部に導出するためのカレン
   トミラー回路と、このカレントミラー回路を構成
   するトランジスタに接続されて前記第３のトラン
   ジスタのコレクタ電流に含まれるクロツク成分を
   側路させる第２のコンデンサとを具備し、前記カ
   レントミラー回路の出力電流が前記第１のコンデ
   ンサの容量に比例することを特徴とする基準電流
   源回路。