JPH0566775B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0566775B2 JPH0566775B2 JP9418284A JP9418284A JPH0566775B2 JP H0566775 B2 JPH0566775 B2 JP H0566775B2 JP 9418284 A JP9418284 A JP 9418284A JP 9418284 A JP9418284 A JP 9418284A JP H0566775 B2 JPH0566775 B2 JP H0566775B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- mode
- data
- pcm
- block
- coefficient
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
- H04B14/046—Systems or methods for reducing noise or bandwidth
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
- H04B1/665—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using psychoacoustic properties of the ear, e.g. masking effect
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/16—Time-division multiplex systems in which the time allocation to individual channels within a transmission cycle is variable, e.g. to accommodate varying complexity of signals, to vary number of channels transmitted
- H04J3/1605—Fixed allocated frame structures
- H04J3/1611—Synchronous digital hierarchy [SDH] or SONET
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
- H04N19/90—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using coding techniques not provided for in groups H04N19/10-H04N19/85, e.g. fractals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、PCM信号等のデイジタル信号を伝
送するデイジタル信号伝送装置に関し、特に、ノ
イズを低減し得るようなデイジタル信号伝送装置
に関する。
送するデイジタル信号伝送装置に関し、特に、ノ
イズを低減し得るようなデイジタル信号伝送装置
に関する。
近年において、デイジタル技術の進歩に伴な
い、オーデイオ信号やビデオ信号等のアナログ信
号をサンプリングして量子化及び符号化処理を行
ない、いわゆるPCM（パルス・コード・モジユレ
ーシヨン）信号として伝送（記録・再生も含む。）
することが多くなつている。
い、オーデイオ信号やビデオ信号等のアナログ信
号をサンプリングして量子化及び符号化処理を行
ない、いわゆるPCM（パルス・コード・モジユレ
ーシヨン）信号として伝送（記録・再生も含む。）
することが多くなつている。
このように、アナログ信号をPCMデイジタル
信号に変換して伝送する際には、一般に、サンプ
リング周波数を高くするほど伝送可能なアナログ
信号の帯域が広くなり、量子化ビツト数を多くす
るほどダイナミツク・レンジが広くなることが知
られている。従つて、元のアナログ信号を高忠実
度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミツク・レン
ジでデイジタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビツト数を要し、
単位時間当りに伝送するビツト数、いわゆるビツ
ト・レートが高くなる。
信号に変換して伝送する際には、一般に、サンプ
リング周波数を高くするほど伝送可能なアナログ
信号の帯域が広くなり、量子化ビツト数を多くす
るほどダイナミツク・レンジが広くなることが知
られている。従つて、元のアナログ信号を高忠実
度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミツク・レン
ジでデイジタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビツト数を要し、
単位時間当りに伝送するビツト数、いわゆるビツ
ト・レートが高くなる。
しかしながら、伝送媒体（記録媒体も含む。）
の特性により上記ビツト・レートは制限を受け、
また、送受信側（記録・再生側）でのデイジタル
信号処理速度等によつても上記ビツト・レートの
制限が生じ、さらに現実問題として、PCM信号
記録再生装置等の製品を供給する場合の経済性、
コスト・パフオーマンス等を考慮することによ
り、なるべく低いビツト・レートで高品質の信号
伝送あるいは記録再生を行うことが重要となる。
の特性により上記ビツト・レートは制限を受け、
また、送受信側（記録・再生側）でのデイジタル
信号処理速度等によつても上記ビツト・レートの
制限が生じ、さらに現実問題として、PCM信号
記録再生装置等の製品を供給する場合の経済性、
コスト・パフオーマンス等を考慮することによ
り、なるべく低いビツト・レートで高品質の信号
伝送あるいは記録再生を行うことが重要となる。
ところで、比較的低いビツト・レートで大きな
ダイナミツク・レンジの信号を伝送するための技
術として、差分PCM方式や和分PCM方式等が知
られているが、これらの方式はエラー伝播現象の
悪影響を受け易く、またエラー訂正能力をある程
度確保しようとすると、冗長度が増大し、ビツ
ト・レート低減効果が有効に得られない。
ダイナミツク・レンジの信号を伝送するための技
術として、差分PCM方式や和分PCM方式等が知
られているが、これらの方式はエラー伝播現象の
悪影響を受け易く、またエラー訂正能力をある程
度確保しようとすると、冗長度が増大し、ビツ
ト・レート低減効果が有効に得られない。
そこで本件発明者等は、先に特願昭58−97687
号において、上記差分PCMデータ等の複数ワー
ドを１ブロツクとし、この１ブロツク内に少なく
とも１個のサンプリング波高値データワードを配
して伝送するようなブロツク完結型のデイジタル
信号伝送方法を提案している。このサンプリング
波高値データワードの存在によつて、差分PCM
データあるいは和分PCMデータ等にエラーが発
生しても、ブロツク内でエラー伝播が阻止され、
エラー伝播現象を短かい時間に抑え込むことがで
きる。
号において、上記差分PCMデータ等の複数ワー
ドを１ブロツクとし、この１ブロツク内に少なく
とも１個のサンプリング波高値データワードを配
して伝送するようなブロツク完結型のデイジタル
信号伝送方法を提案している。このサンプリング
波高値データワードの存在によつて、差分PCM
データあるいは和分PCMデータ等にエラーが発
生しても、ブロツク内でエラー伝播が阻止され、
エラー伝播現象を短かい時間に抑え込むことがで
きる。
また、本件発明者等は、特願昭58−97688号に
おいて、一般PCMモード（ストレートPCMモー
ド）、差分PCMモード及び和分PCMモードのう
ちのデータ圧縮率が最も高いモードを上記各ブロ
ツク毎に選んで、この選ばれたモードにて各ブロ
ツクのデータを順次伝送するデイジタル信号伝送
装置を提案しており、これによつて各ブロツク毎
に最も高い伝送効率を得るようにし、低いビツ
ト・レートで高品質の信号伝送あるいは記録再生
を可能としている。
おいて、一般PCMモード（ストレートPCMモー
ド）、差分PCMモード及び和分PCMモードのう
ちのデータ圧縮率が最も高いモードを上記各ブロ
ツク毎に選んで、この選ばれたモードにて各ブロ
ツクのデータを順次伝送するデイジタル信号伝送
装置を提案しており、これによつて各ブロツク毎
に最も高い伝送効率を得るようにし、低いビツ
ト・レートで高品質の信号伝送あるいは記録再生
を可能としている。
さらに、本件発明者等は、特願昭58−97689号
において、いわゆるマスキング効果を大きく利用
して、ノイズ・シエイピングにより入力信号の周
波数スペクトルに依存したノイズ・スペクトルを
得るようにして、見かけ上のノイズ低減を図つて
いる。
において、いわゆるマスキング効果を大きく利用
して、ノイズ・シエイピングにより入力信号の周
波数スペクトルに依存したノイズ・スペクトルを
得るようにして、見かけ上のノイズ低減を図つて
いる。
ところで、上記特願昭58−97689号においては、
例えば差分PCMデータの最大絶対値と一般PCM
（ストレートPCM）データの最大絶対値とを比較
して、これらの値のうちいずれか小さくなる方の
モードを選択し、この選択されたモードに応じて
ノイズ・シエイピング処理時のエラー・フイード
バツク量を切り換えることにより、ノイズ・スペ
クトルを制御している。いま、入力信号を正弦波
とするとき、上記差分PCMモードとストレート
PCMモードとが切り換わる周波数Tは、サンプ
リング周波数Sの1/6（すなわちT＝S／６）と
なり、一例としてS＝32kHzとすると、T≒5.3k
Hzとなる。すなわち、入力信号の周波数が略5.3k
Hzまでは差分PCMモードが選択され、周波数が
より高い場合にはストレートPCMモードが選択
される。
例えば差分PCMデータの最大絶対値と一般PCM
（ストレートPCM）データの最大絶対値とを比較
して、これらの値のうちいずれか小さくなる方の
モードを選択し、この選択されたモードに応じて
ノイズ・シエイピング処理時のエラー・フイード
バツク量を切り換えることにより、ノイズ・スペ
クトルを制御している。いま、入力信号を正弦波
とするとき、上記差分PCMモードとストレート
PCMモードとが切り換わる周波数Tは、サンプ
リング周波数Sの1/6（すなわちT＝S／６）と
なり、一例としてS＝32kHzとすると、T≒5.3k
Hzとなる。すなわち、入力信号の周波数が略5.3k
Hzまでは差分PCMモードが選択され、周波数が
より高い場合にはストレートPCMモードが選択
される。
このような上記特願昭58−97689号の装置の場
合に、入力信号の周波数が上記Tより若干低周波
側の周波数領域である中域周波数範囲のとき、差
分PCMモードが選択されているわけであるが、
低域のノイズが聞こえ易くなることが確認され
た。これは、入力信号の周波数が中域になつたと
き、低域のノイズをマスキングし難くなること、
および差分PCMモードのノイズ・エネルギが入
力信号周波数の上昇に伴つて増加してゆくこと等
が原因である。
合に、入力信号の周波数が上記Tより若干低周波
側の周波数領域である中域周波数範囲のとき、差
分PCMモードが選択されているわけであるが、
低域のノイズが聞こえ易くなることが確認され
た。これは、入力信号の周波数が中域になつたと
き、低域のノイズをマスキングし難くなること、
および差分PCMモードのノイズ・エネルギが入
力信号周波数の上昇に伴つて増加してゆくこと等
が原因である。
本発明は、上述の点に鑑み、入力信号周波数が
中域のときでも低域ノイズを抑えてマスキング効
果を有効に働かせることができ、見かけ上のノイ
ズ低域を可能とするデイジタル信号伝送装置の提
供を目的とする。
中域のときでも低域ノイズを抑えてマスキング効
果を有効に働かせることができ、見かけ上のノイ
ズ低域を可能とするデイジタル信号伝送装置の提
供を目的とする。
すなわち、本発明のデイジタル信号伝送装置の
特徴は、入力信号のサンプリング値に基くデータ
をデイジタル化し、複数ワードを１ブロツクとし
て伝送するデイジタル信号伝送方法において、上
記サンプリング値に基き少くともストレート
PCMデータ及び差分PCMデータを出力する手段
と、このデータ出力手段からの各モードのデータ
のうちの各ブロツク毎にそれぞれ最大絶対値を検
出し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少
なくとも一方に係数を乗算し該係数の乗算されな
い最大絶対値の係数を１としてストレートPCM
モードの最大絶対値の係数を差分PCMモードの
最大絶対値の係数よりも小さくして比較し、値の
小さい方のモードを選択する手段と、選択された
モードに応じてノイズ・スペクトルを変化させる
手段とを備え、上記選択されたモードのPCMデ
ータを上記ノイズ・スペクトルを変化させる手段
を介して伝送することである。
特徴は、入力信号のサンプリング値に基くデータ
をデイジタル化し、複数ワードを１ブロツクとし
て伝送するデイジタル信号伝送方法において、上
記サンプリング値に基き少くともストレート
PCMデータ及び差分PCMデータを出力する手段
と、このデータ出力手段からの各モードのデータ
のうちの各ブロツク毎にそれぞれ最大絶対値を検
出し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少
なくとも一方に係数を乗算し該係数の乗算されな
い最大絶対値の係数を１としてストレートPCM
モードの最大絶対値の係数を差分PCMモードの
最大絶対値の係数よりも小さくして比較し、値の
小さい方のモードを選択する手段と、選択された
モードに応じてノイズ・スペクトルを変化させる
手段とを備え、上記選択されたモードのPCMデ
ータを上記ノイズ・スペクトルを変化させる手段
を介して伝送することである。
以下、本発明に係るデイジタル信号伝送装置の
一実施例として、オーデイオ・ビツトレート・リ
ダクシヨン・システムに用いられるエンコーダ及
びデコーダについて、図面を参照しながら説明す
る。
一実施例として、オーデイオ・ビツトレート・リ
ダクシヨン・システムに用いられるエンコーダ及
びデコーダについて、図面を参照しながら説明す
る。
第１図は、オーデイオ・ビツトレート・リダク
シヨン・システムのエンコーダを示すブロツク回
路図である。この第１図において、エンコーダの
入力端子１には、例えば14ビツトのデイジタル
PCM信号（サンプリング波高値データ信号）が
供給されている。この入力端子１に接続されたプ
リエンフアシス回路２は、特に高域の信号を強調
してSN比を向上するために用いられるものであ
り、例えば50μsの時定数のものが用いられる。こ
のプリエンフアシス回路２からの例えば14ビツト
出力は、マルチプレクサ３、ブロツク内最大値検
出比較回路４及び差分処理回路５に、それぞれ送
られる。ブロツク内最大値検出比較回路４には、
上記プリエンフアシス回路２からの14ビツト・サ
ンプリングデータ信号の他に、差分処理回路５か
らの例えば15ビツト差分データ信号が供給されて
いる。
シヨン・システムのエンコーダを示すブロツク回
路図である。この第１図において、エンコーダの
入力端子１には、例えば14ビツトのデイジタル
PCM信号（サンプリング波高値データ信号）が
供給されている。この入力端子１に接続されたプ
リエンフアシス回路２は、特に高域の信号を強調
してSN比を向上するために用いられるものであ
り、例えば50μsの時定数のものが用いられる。こ
のプリエンフアシス回路２からの例えば14ビツト
出力は、マルチプレクサ３、ブロツク内最大値検
出比較回路４及び差分処理回路５に、それぞれ送
られる。ブロツク内最大値検出比較回路４には、
上記プリエンフアシス回路２からの14ビツト・サ
ンプリングデータ信号の他に、差分処理回路５か
らの例えば15ビツト差分データ信号が供給されて
いる。
ここで、入力端子１に供給されるサンプリング
波高値のPCMデータ（以下ストレートPCMデー
タという。）を一定数ｎ個毎にブロツク化してお
り、１ブロツク内のストレートPCMデータをx0，
x1，x2，…，xo-1とするとき、差分処理回路５に
おいては、例えば d1＝x1−ｋ・x0 d2＝x2−ｋ・x1 〓 do-1＝xo-1−ｋ・xo-2 ただしｋは減衰係数 のｎ−１個の差分PCMデータd1〜do-1を得てい
る。なお、ブロツク先頭の波高値データx0は、基
準ワード（リフアレンス・ワード）W0としてマ
ルチプレクサ３に直接送られている。
波高値のPCMデータ（以下ストレートPCMデー
タという。）を一定数ｎ個毎にブロツク化してお
り、１ブロツク内のストレートPCMデータをx0，
x1，x2，…，xo-1とするとき、差分処理回路５に
おいては、例えば d1＝x1−ｋ・x0 d2＝x2−ｋ・x1 〓 do-1＝xo-1−ｋ・xo-2 ただしｋは減衰係数 のｎ−１個の差分PCMデータd1〜do-1を得てい
る。なお、ブロツク先頭の波高値データx0は、基
準ワード（リフアレンス・ワード）W0としてマ
ルチプレクサ３に直接送られている。
ところで、この差分PCMデータについて、特
願昭58−97688号等にも説明したように、データ
のビツト数を固定したときのダイナミツク・レン
ジは入力信号周波数に応じて変化する。すなわ
ち、第２図は入力信号を一定のサンプリング周波
数でサンプリングして量子化し、一定のビツト数
で上記ストレートPCMデータ及び差分PCMデー
タを得るときのダイナミツク・レンジを示してお
り、ストレートPCMモード時の特性Ａが入力信
号周波数に依存しないのに対し、差分PCMモ
ード時の特性Ｂは入力信号周波数が低いほど大
きなダイナミツク・レンジが得られることを示し
ている。また、差分PCMモードのダイナミツ
ク・レンジとストレートPCMモードのダイナミ
ツク・レンジが等しくなるのは、入力信号周波数
がサンプリング周波数Sの1/6となるときであ
り、この周波数S／６のときには、ストレート
PCMデータの最大絶対値と差分PCMデータの最
大絶対値とが等しくなつている。したがつて、入
力信号の周波数がS／６以下のときには差分
PCMモードを選択し、S／６以上のときにはス
トレートPCMモードを選択することにより、ダ
イナミツク・レンジを大きくとれ、高い圧縮効率
が得られる。なお、第２図の例では、サンプリン
グ周波数S＝32kHzとしている。
願昭58−97688号等にも説明したように、データ
のビツト数を固定したときのダイナミツク・レン
ジは入力信号周波数に応じて変化する。すなわ
ち、第２図は入力信号を一定のサンプリング周波
数でサンプリングして量子化し、一定のビツト数
で上記ストレートPCMデータ及び差分PCMデー
タを得るときのダイナミツク・レンジを示してお
り、ストレートPCMモード時の特性Ａが入力信
号周波数に依存しないのに対し、差分PCMモ
ード時の特性Ｂは入力信号周波数が低いほど大
きなダイナミツク・レンジが得られることを示し
ている。また、差分PCMモードのダイナミツ
ク・レンジとストレートPCMモードのダイナミ
ツク・レンジが等しくなるのは、入力信号周波数
がサンプリング周波数Sの1/6となるときであ
り、この周波数S／６のときには、ストレート
PCMデータの最大絶対値と差分PCMデータの最
大絶対値とが等しくなつている。したがつて、入
力信号の周波数がS／６以下のときには差分
PCMモードを選択し、S／６以上のときにはス
トレートPCMモードを選択することにより、ダ
イナミツク・レンジを大きくとれ、高い圧縮効率
が得られる。なお、第２図の例では、サンプリン
グ周波数S＝32kHzとしている。
以上のような圧縮効率の高いモードを上記ブロ
ツク毎に選択するために、第１図のブロツク内最
大値検出比較回路４が用いられている。すなわ
ち、ブロツク内最大値検出比較回路４において、
１ブロツク内の上記ストレートPCMデータx1〜
xo-1の最大絶対値と上記差分PCMデータd1〜do-1
の最大絶対値とを比較して、値の小さい方のモー
ドを選択するわけであるが、本発明においては、
各モードの最大絶対値の少くとも一方に乗算係数
を掛けていわゆる重みを異ならせており、ストレ
ートPCMモードの最大絶対値に対する重みを差
分PCMモードの最大絶対値に対する重みよりも
小さくしている。したがつて、従来における差分
PCMモードとストレートPCMモードとの切り換
え周波数Tより若干低周波側の中域周波数信号が
入力されるときもストレートPCMモードが選択
されるようになり、換言すれば、本発明における
差分PCMモードとストレートPCMモードとの切
り換え周波数T′は上記従来の周波数Tよりも低
く（T′＜T）設定されることになる。
ツク毎に選択するために、第１図のブロツク内最
大値検出比較回路４が用いられている。すなわ
ち、ブロツク内最大値検出比較回路４において、
１ブロツク内の上記ストレートPCMデータx1〜
xo-1の最大絶対値と上記差分PCMデータd1〜do-1
の最大絶対値とを比較して、値の小さい方のモー
ドを選択するわけであるが、本発明においては、
各モードの最大絶対値の少くとも一方に乗算係数
を掛けていわゆる重みを異ならせており、ストレ
ートPCMモードの最大絶対値に対する重みを差
分PCMモードの最大絶対値に対する重みよりも
小さくしている。したがつて、従来における差分
PCMモードとストレートPCMモードとの切り換
え周波数Tより若干低周波側の中域周波数信号が
入力されるときもストレートPCMモードが選択
されるようになり、換言すれば、本発明における
差分PCMモードとストレートPCMモードとの切
り換え周波数T′は上記従来の周波数Tよりも低
く（T′＜T）設定されることになる。
次に、モード選択・アダプテイブ情報算出回路
１１は、上記選択されたモードの情報及びブロツ
ク単位でのアダプテイブ処理に関する情報を出力
する回路であり、モード選択情報はモード切換処
理回路１２及びマルチプレクサ３に、またアダプ
テイブ情報はいわゆる再量子化を行うアダプテイ
ブ処理回路１３及びマルチプレクサ３に、それぞ
れ送られる。モード切換処理回路１２は、上記選
択されたモードの１ブロツク分の各ワードのデー
タ、すなわちストレートPCMモードが選択され
たときにはx1〜xo-1のｎ−１個のデータ、また、
差分PCMモードが選択されたときにはd1〜do-1
のｎ−１個のデータを、それぞれ出力するもので
ある。このモード切換処理回路１２への入力とし
ては、ブロツク・メモリ７に記憶される上記差分
処理回路５からの差分PCMデータの１ブロツク
分d1〜do-1を用いており、差分PCMモードが選
択されたときは入力データをそのまま出力し、ま
た、ストレートPCMモードが選択されたときに
は、上記差分PCMデータd1〜do-1に基いて、 x1＝d1＋ｋ・x0 x2＝d2＋ｋ・x1 〓 xo-1＝do-1＋ｋ・xo-2 のような演算処理を行うことにより、ストレート
PCMデータx1〜xo-1を出力する。なお、差分
PCMデータを記憶するブロツク・メモリ７の他
に、プリエンフアシス回路２からのストレート
PCMデータを記憶するブロツク・メモリを用意
し、このブロツク・メモリからのストレート
PCMデータとブロツク・メモリ７からの差分
PCMデータとを、選択されたモードに応じて切
り換えて出力するようにしてもよい。
１１は、上記選択されたモードの情報及びブロツ
ク単位でのアダプテイブ処理に関する情報を出力
する回路であり、モード選択情報はモード切換処
理回路１２及びマルチプレクサ３に、またアダプ
テイブ情報はいわゆる再量子化を行うアダプテイ
ブ処理回路１３及びマルチプレクサ３に、それぞ
れ送られる。モード切換処理回路１２は、上記選
択されたモードの１ブロツク分の各ワードのデー
タ、すなわちストレートPCMモードが選択され
たときにはx1〜xo-1のｎ−１個のデータ、また、
差分PCMモードが選択されたときにはd1〜do-1
のｎ−１個のデータを、それぞれ出力するもので
ある。このモード切換処理回路１２への入力とし
ては、ブロツク・メモリ７に記憶される上記差分
処理回路５からの差分PCMデータの１ブロツク
分d1〜do-1を用いており、差分PCMモードが選
択されたときは入力データをそのまま出力し、ま
た、ストレートPCMモードが選択されたときに
は、上記差分PCMデータd1〜do-1に基いて、 x1＝d1＋ｋ・x0 x2＝d2＋ｋ・x1 〓 xo-1＝do-1＋ｋ・xo-2 のような演算処理を行うことにより、ストレート
PCMデータx1〜xo-1を出力する。なお、差分
PCMデータを記憶するブロツク・メモリ７の他
に、プリエンフアシス回路２からのストレート
PCMデータを記憶するブロツク・メモリを用意
し、このブロツク・メモリからのストレート
PCMデータとブロツク・メモリ７からの差分
PCMデータとを、選択されたモードに応じて切
り換えて出力するようにしてもよい。
次に、ブロツク単位アダプテイブ処理回路１３
は、上記ブロツク内最大絶対値に応じた量子化ス
テツプ幅で、モード切換処理回路１２からのブロ
ツク内ワードデータを例えば１ワード７ビツトの
データに再量子化し、この再量子化されたデータ
をマルチプレクサ３に送つている。このとき再量
子化されるデータは、１ブロツクにつきｎ−１ワ
ードのデータx1〜xo-1あるいはd1〜do-1であり、
これらのデータが１ワード14ビツトあるいは15ビ
ツトであるのに対し、上記再量子化時に例えば仮
数部７ビツト、指数部３ビツトのブロツク・フロ
ーテイングを用いることにより、効率の高いビツ
ト圧縮を行つている。このブロツク・フローテイ
ングは、上記ブロツク内最大絶対値を正規化する
のに対応するビツト・シフト量だけブロツク内の
全ワードについてシフトし、このときのシフト量
を上記３ビツトの指数値、すなわちレンジ情報あ
るいはアダプテイブ情報として２進符号表示し、
シフトされた各ワードの上位７ビツトを上記仮数
部として取り出すものである。この他、非直線量
子化等により上記再量子化を行つてもよい。この
ようなブロツク単位アダプテイブ処理は、ブロツ
ク単位での準瞬時圧縮処理とも称される。
は、上記ブロツク内最大絶対値に応じた量子化ス
テツプ幅で、モード切換処理回路１２からのブロ
ツク内ワードデータを例えば１ワード７ビツトの
データに再量子化し、この再量子化されたデータ
をマルチプレクサ３に送つている。このとき再量
子化されるデータは、１ブロツクにつきｎ−１ワ
ードのデータx1〜xo-1あるいはd1〜do-1であり、
これらのデータが１ワード14ビツトあるいは15ビ
ツトであるのに対し、上記再量子化時に例えば仮
数部７ビツト、指数部３ビツトのブロツク・フロ
ーテイングを用いることにより、効率の高いビツ
ト圧縮を行つている。このブロツク・フローテイ
ングは、上記ブロツク内最大絶対値を正規化する
のに対応するビツト・シフト量だけブロツク内の
全ワードについてシフトし、このときのシフト量
を上記３ビツトの指数値、すなわちレンジ情報あ
るいはアダプテイブ情報として２進符号表示し、
シフトされた各ワードの上位７ビツトを上記仮数
部として取り出すものである。この他、非直線量
子化等により上記再量子化を行つてもよい。この
ようなブロツク単位アダプテイブ処理は、ブロツ
ク単位での準瞬時圧縮処理とも称される。
次に、マルチプレクサ３は、プリエンフアシス
回路２より直接供給された上記リフアレンス・ワ
ードW0と、モード選択・アダプテイブ情報算出
回路１１からのモード選択情報ワードＭ及びアダ
プテイブ情報（あるいはレンジ情報）ワードＲ
と、ブロツク単位アダプテイブ処理回路１３から
の上記仮数部として取り出された７ビツトのワー
ドとを、１ブロツク毎にまとめてシリアルデータ
に変換し、出力端子９を介して伝送する。
回路２より直接供給された上記リフアレンス・ワ
ードW0と、モード選択・アダプテイブ情報算出
回路１１からのモード選択情報ワードＭ及びアダ
プテイブ情報（あるいはレンジ情報）ワードＲ
と、ブロツク単位アダプテイブ処理回路１３から
の上記仮数部として取り出された７ビツトのワー
ドとを、１ブロツク毎にまとめてシリアルデータ
に変換し、出力端子９を介して伝送する。
次に、マルチプレクサ３に供給されるデータの
１ブロツク分の内容を説明するために、ブロツク
長ｎ＝９のときの１ブロツクの符号構成例を第３
図に示す。この第３図において、ブロツク内の先
頭ワードW0は上記リフアレンス・ワードであり、
14ビツトのストレートPCMデータx0をそのまま
用いている。このワードW0より後方の８個のワ
ードW1〜W8は上記再量子化された１ワード７ビ
ツトの仮数部データであり、これらのワードW1
〜W8に共通に１個の上記指数部ワード（レンジ
情報ワードあるいはアダプテイブ情報ワード）Ｒ
が用いられる。このワードＲは例えば３ビツトで
あり、上記ブロツク内最大絶対値を正規化するた
めのビツト・シフト量を指示するものである。さ
らに、１ブロツク内には上記モード選択情報ワー
ドＭが設けられており、本実施例のように差分
PCMモードとストレートPCMモードとの２種類
のモードのいずれかを選択する場合には、モード
選択情報ワードＭは１ビツトでよい。以上をまと
めると、１ブロツク単位で伝送されるサンプル数
は９ワードであるのに対し、総ビツト数は74ビツ
トでよく、平均ワード長は略8.2ビツトとなる。
すなわち、平均ワード長が略8.2ビツトでワード
長14ビツト相当のPCMデータを伝送できること
になる。
１ブロツク分の内容を説明するために、ブロツク
長ｎ＝９のときの１ブロツクの符号構成例を第３
図に示す。この第３図において、ブロツク内の先
頭ワードW0は上記リフアレンス・ワードであり、
14ビツトのストレートPCMデータx0をそのまま
用いている。このワードW0より後方の８個のワ
ードW1〜W8は上記再量子化された１ワード７ビ
ツトの仮数部データであり、これらのワードW1
〜W8に共通に１個の上記指数部ワード（レンジ
情報ワードあるいはアダプテイブ情報ワード）Ｒ
が用いられる。このワードＲは例えば３ビツトで
あり、上記ブロツク内最大絶対値を正規化するた
めのビツト・シフト量を指示するものである。さ
らに、１ブロツク内には上記モード選択情報ワー
ドＭが設けられており、本実施例のように差分
PCMモードとストレートPCMモードとの２種類
のモードのいずれかを選択する場合には、モード
選択情報ワードＭは１ビツトでよい。以上をまと
めると、１ブロツク単位で伝送されるサンプル数
は９ワードであるのに対し、総ビツト数は74ビツ
トでよく、平均ワード長は略8.2ビツトとなる。
すなわち、平均ワード長が略8.2ビツトでワード
長14ビツト相当のPCMデータを伝送できること
になる。
ところで第１図において、上記アダプテイブ処
理回路１３に関連して、ノイズ・シエイピング処
理のためのエラー・フイードバツク回路１４が設
けられている。このエラー・フイードバツク回路
１４は、アダプテイブ処理回路１３の入力と出力
との間で生じたエラー分（誤差分）を、減算動作
を行う加算器１５により取り出し、このエラー分
を遅延回路１６により例えば１サンプリング周期
だけ遅延した後、フイードバツク量調整回路１７
により所定量だけ減衰させ、アダプテイブ処理回
路１３の入力側に設けられた減算動作を行う加算
器１８に送つて帰還（フイードバツク）をかけて
いる。このようなエラー・フイードバツクによ
り、再量子化ノイズのスペクトル・パターンを変
化させることができる。
理回路１３に関連して、ノイズ・シエイピング処
理のためのエラー・フイードバツク回路１４が設
けられている。このエラー・フイードバツク回路
１４は、アダプテイブ処理回路１３の入力と出力
との間で生じたエラー分（誤差分）を、減算動作
を行う加算器１５により取り出し、このエラー分
を遅延回路１６により例えば１サンプリング周期
だけ遅延した後、フイードバツク量調整回路１７
により所定量だけ減衰させ、アダプテイブ処理回
路１３の入力側に設けられた減算動作を行う加算
器１８に送つて帰還（フイードバツク）をかけて
いる。このようなエラー・フイードバツクによ
り、再量子化ノイズのスペクトル・パターンを変
化させることができる。
ここで、アダプテイブ処理回路１３から加算器
１５に送られる信号をE1、加算器１５からのエ
ラー信号をE2とするとき、特願昭58−97689号に
おいても示したように、 ｜E1（）｜＝（１＋K2−2Kcos2π／S）１／２・ ｜E2（）｜ となる。この式中のＫは、フイードバツク量調整
回路１７の減衰係数であり、Sはサンプリング周
波数である。この式中のＫを変化させたときの周
波数応答は第４図のようになり、Ｋが１に近づく
ほどノイズ・スペクトルが高域側に集中するよう
なノイズ・シエイピング作用が得られる。本実施
例においては、ストレートPCMモード選択時の
エラー・フイードバツク係数Ｋを１とし、差分
PCMモード選択時のエラー・フイードバツク係
数を0.25としている。この選択モードに応じたエ
ラー・フイードバツク係数Ｋの切り換えは、例え
ば第５図に示すように、Ｋ＝１の係数乗算器１７
Ｓと、Ｋ＝0.25の係数乗算器１７Ｄとを、上記モ
ード選択情報に応じて切換制御される切換スイツ
チ１７Ｍにより選択する構成のフイードバツク量
調整回路１７を用いて実現できる。この他、フイ
ードバツク量調整回路１７内に可変係数乗算器を
設けて、その係数を直接制御するように構成して
もよい。なお、この第５図の例においては、上記
ブロツク単位アダプテイブ処理回路１３を、シフ
タ（ビツト・シフト回路）１３ａと再量子化器１
３ｂとで構成しており、これらのシフタ１３ａと
再量子化器１３ｂとの間に上記加算器１８を挿入
接続している。
１５に送られる信号をE1、加算器１５からのエ
ラー信号をE2とするとき、特願昭58−97689号に
おいても示したように、 ｜E1（）｜＝（１＋K2−2Kcos2π／S）１／２・ ｜E2（）｜ となる。この式中のＫは、フイードバツク量調整
回路１７の減衰係数であり、Sはサンプリング周
波数である。この式中のＫを変化させたときの周
波数応答は第４図のようになり、Ｋが１に近づく
ほどノイズ・スペクトルが高域側に集中するよう
なノイズ・シエイピング作用が得られる。本実施
例においては、ストレートPCMモード選択時の
エラー・フイードバツク係数Ｋを１とし、差分
PCMモード選択時のエラー・フイードバツク係
数を0.25としている。この選択モードに応じたエ
ラー・フイードバツク係数Ｋの切り換えは、例え
ば第５図に示すように、Ｋ＝１の係数乗算器１７
Ｓと、Ｋ＝0.25の係数乗算器１７Ｄとを、上記モ
ード選択情報に応じて切換制御される切換スイツ
チ１７Ｍにより選択する構成のフイードバツク量
調整回路１７を用いて実現できる。この他、フイ
ードバツク量調整回路１７内に可変係数乗算器を
設けて、その係数を直接制御するように構成して
もよい。なお、この第５図の例においては、上記
ブロツク単位アダプテイブ処理回路１３を、シフ
タ（ビツト・シフト回路）１３ａと再量子化器１
３ｂとで構成しており、これらのシフタ１３ａと
再量子化器１３ｂとの間に上記加算器１８を挿入
接続している。
以上のように、選択されたモードに応じてノイ
ズ・スペクトルを変化させるのは、いわゆるマス
キング効果を考慮してのことである。すなわち、
第６図Ａ，Ｂは純音による純音のマスキング効果
特性を示すグラフであり、それぞれ縦軸に最小可
聴限の移動をdB値で、横軸に第２音の周波数を
Hzで示している。そして、第６図Ａは第１音が
400Hz、第６図Ｂは第１音が2400Hzの場合をそれ
ぞれ示し、特性曲線近傍の数値（dB値）は第１
音の感覚レベルを示している。これらの第６図
Ａ，Ｂから明らかなように、第１音の周波数と第
２音の周波数が近いとき、大きなマスキング効果
が得られている。
ズ・スペクトルを変化させるのは、いわゆるマス
キング効果を考慮してのことである。すなわち、
第６図Ａ，Ｂは純音による純音のマスキング効果
特性を示すグラフであり、それぞれ縦軸に最小可
聴限の移動をdB値で、横軸に第２音の周波数を
Hzで示している。そして、第６図Ａは第１音が
400Hz、第６図Ｂは第１音が2400Hzの場合をそれ
ぞれ示し、特性曲線近傍の数値（dB値）は第１
音の感覚レベルを示している。これらの第６図
Ａ，Ｂから明らかなように、第１音の周波数と第
２音の周波数が近いとき、大きなマスキング効果
が得られている。
従つて、入力信号スペクトルの主要部にノイズ
のスペクトルの主要部が一致するように例えばノ
イズ・シエイピング処理を行なうことにより、大
きなマスキング効果が得られ、聴感上のSN比が
改善される。具体的には、高域周波数信号の入力
時に選択されるストレートPCMモードでは、上
記エラーフイードバツク量を大きくしてノイズ・
スペクトルが高域側で大きくなるようにしてい
る。また、中低域信号入力時に選択される差分
PCMモードにおいては、上記エラー・フイード
バツク量を小さく抑えてノイズ・シエイピングに
よる周波数特性を略平坦なものとし、差分PCM
によるダイナミツク・レンジの周波数特性（第２
図の曲線Ｂ）との総合特性としては低域側のノイ
ズが大きくなるようにして、マスキング効果の利
用を図つている。この差分PCMモード時に、若
干（Ｋ＝0.25）のフイードバツクを行つているの
は、エラーフイードバツクによつてノイズ・スペ
クトルが連続化し、聴感上聞きやすいものとなる
ためである。
のスペクトルの主要部が一致するように例えばノ
イズ・シエイピング処理を行なうことにより、大
きなマスキング効果が得られ、聴感上のSN比が
改善される。具体的には、高域周波数信号の入力
時に選択されるストレートPCMモードでは、上
記エラーフイードバツク量を大きくしてノイズ・
スペクトルが高域側で大きくなるようにしてい
る。また、中低域信号入力時に選択される差分
PCMモードにおいては、上記エラー・フイード
バツク量を小さく抑えてノイズ・シエイピングに
よる周波数特性を略平坦なものとし、差分PCM
によるダイナミツク・レンジの周波数特性（第２
図の曲線Ｂ）との総合特性としては低域側のノイ
ズが大きくなるようにして、マスキング効果の利
用を図つている。この差分PCMモード時に、若
干（Ｋ＝0.25）のフイードバツクを行つているの
は、エラーフイードバツクによつてノイズ・スペ
クトルが連続化し、聴感上聞きやすいものとなる
ためである。
しかしながら、前述したように、差分PCMと
ストレートPCMのダイナミツク・レンジが等し
くなる従来のモード切換周波数T（＝S／６）よ
り若干低周波側の中域信号入力時に差分PCMモ
ードが選択されていると、低域のノイズが聞こえ
やすくなるという欠点がある。これは、第６図の
マスキング効果の特性曲線が高域側と低域側とで
非対称に表わされていることからも明らかなよう
に、入力信号周波数より低域側のノイズはマスキ
ングされ難く、高域側のノイズの方がマスキング
され易いという性質があり、中域信号入力時に差
分PCMモードが選択されると低域側ノイズが有
効にマスキングされなくなるからである。また、
差分PCMモードにおけるノイズ・エネルギが入
力信号周波数の上昇に伴つて増加してゆくことも
一つの原因である。
ストレートPCMのダイナミツク・レンジが等し
くなる従来のモード切換周波数T（＝S／６）よ
り若干低周波側の中域信号入力時に差分PCMモ
ードが選択されていると、低域のノイズが聞こえ
やすくなるという欠点がある。これは、第６図の
マスキング効果の特性曲線が高域側と低域側とで
非対称に表わされていることからも明らかなよう
に、入力信号周波数より低域側のノイズはマスキ
ングされ難く、高域側のノイズの方がマスキング
され易いという性質があり、中域信号入力時に差
分PCMモードが選択されると低域側ノイズが有
効にマスキングされなくなるからである。また、
差分PCMモードにおけるノイズ・エネルギが入
力信号周波数の上昇に伴つて増加してゆくことも
一つの原因である。
このような点を考慮して、本発明においては、
前述したように、各モードにおける上記ブロツク
内の最大絶対値の少なくとも一方に係数を乗算
し、ストレートPCMデータの最大絶対値に対す
る重みよりも差分PCMデータの最大絶対値に対
する重みの方が大きくなるようにしており、これ
らの重み付けされた各モードの最大絶対値を比較
して小さい方のモードを選択している。この場合
には、上記周波数Tより若干低めの中域周波数の
信号が入力されてもストレートPCMモードが選
択され、現実のモード切換周波数T′は上記周波
数Tよりも低く（T′＜T）なる。したがつて、
中域周波数信号入力時にはストレートPCMモー
ドの特性による低域ノイズ低減効果が得られる。
なお、ストレートPCMモードにおいては、ノイ
ズが高域側に偏るわけであるが、第６図Ｂの特性
曲線からも明らかなように、高域側により大きな
マスキング効果が得られるから、聴感上何ら問題
は生じない。
前述したように、各モードにおける上記ブロツク
内の最大絶対値の少なくとも一方に係数を乗算
し、ストレートPCMデータの最大絶対値に対す
る重みよりも差分PCMデータの最大絶対値に対
する重みの方が大きくなるようにしており、これ
らの重み付けされた各モードの最大絶対値を比較
して小さい方のモードを選択している。この場合
には、上記周波数Tより若干低めの中域周波数の
信号が入力されてもストレートPCMモードが選
択され、現実のモード切換周波数T′は上記周波
数Tよりも低く（T′＜T）なる。したがつて、
中域周波数信号入力時にはストレートPCMモー
ドの特性による低域ノイズ低減効果が得られる。
なお、ストレートPCMモードにおいては、ノイ
ズが高域側に偏るわけであるが、第６図Ｂの特性
曲線からも明らかなように、高域側により大きな
マスキング効果が得られるから、聴感上何ら問題
は生じない。
ところで、上記重み付けされた各モードの最大
絶対値を比較する際に、差分PCMモードの最大
絶対値をそのまま用いる場合（乗算係数が１の場
合）には、ストレートPCMモードの最大絶対値
に対する乗算係数を１より小さな正の数とすれば
よい。具体的には、例えばサンプリング周波数S
＝32kHz、差分PCMモードの上記エラー・フイー
ドバツク係数Ｋ＝0.25、ストレートPCMモード
の上記エラー・フイードバツク係数Ｋ＝１の条件
のとき、ストレートPCMモードのブロツク内最
大絶対値に対する乗算係数（重み）を0.75とする
のが適当である。このような重み付け比較を行う
ための具体的構成としては、上記第１図のブロツ
ク内最大値検出比較回路４内部に、例えば第７図
に示すような係数乗算器４１を設け、ストレート
PCMモードのブロツク内最大絶対値に対して上
記係数0.75を乗算して比較回路４２に送り、差分
PCMモードのブロツク内最大絶対値と比較すれ
ばよい。この第７図の係数乗算器４１は、入力デ
ータを２ビツトだけシフトするシフタ４３からの
出力を加算器４４に送つて元の入力データから減
算する構成としており、シフタ４３により入力デ
ータが1/4（＝0.25）倍されるから、加算器４４
からは入力データを0.75（＝１−0.25）倍したデ
ータが得られる。
絶対値を比較する際に、差分PCMモードの最大
絶対値をそのまま用いる場合（乗算係数が１の場
合）には、ストレートPCMモードの最大絶対値
に対する乗算係数を１より小さな正の数とすれば
よい。具体的には、例えばサンプリング周波数S
＝32kHz、差分PCMモードの上記エラー・フイー
ドバツク係数Ｋ＝0.25、ストレートPCMモード
の上記エラー・フイードバツク係数Ｋ＝１の条件
のとき、ストレートPCMモードのブロツク内最
大絶対値に対する乗算係数（重み）を0.75とする
のが適当である。このような重み付け比較を行う
ための具体的構成としては、上記第１図のブロツ
ク内最大値検出比較回路４内部に、例えば第７図
に示すような係数乗算器４１を設け、ストレート
PCMモードのブロツク内最大絶対値に対して上
記係数0.75を乗算して比較回路４２に送り、差分
PCMモードのブロツク内最大絶対値と比較すれ
ばよい。この第７図の係数乗算器４１は、入力デ
ータを２ビツトだけシフトするシフタ４３からの
出力を加算器４４に送つて元の入力データから減
算する構成としており、シフタ４３により入力デ
ータが1/4（＝0.25）倍されるから、加算器４４
からは入力データを0.75（＝１−0.25）倍したデ
ータが得られる。
なお、ストレートPCMモードの最大絶対値を
そのまま（乗算係数を１として）用いる場合に
は、差分PCMモードの最大絶対値に対して１よ
り大きな係数（例えば4/3）を乗算して比較すれ
ばよい。
そのまま（乗算係数を１として）用いる場合に
は、差分PCMモードの最大絶対値に対して１よ
り大きな係数（例えば4/3）を乗算して比較すれ
ばよい。
次に、第１図のマルチプレクサ３の端子９より
出力され伝送（記録・再生も含む）されたデイジ
タル信号は、例えば第８図に示すような構成のデ
コーダにより、元のサンプリング波高値信号に復
元される。
出力され伝送（記録・再生も含む）されたデイジ
タル信号は、例えば第８図に示すような構成のデ
コーダにより、元のサンプリング波高値信号に復
元される。
この第８図において、上記伝送されたデイジタ
ル信号は、入力端子２１を介しマルチプレクサ２
２に供給される。このマルチプレクサ２２は、例
えば上記伝送デイジタル信号中のブロツク同期信
号やワード同期信号等に基いて、前述した第３図
の各ワードW0，W1〜Wo-1，Ｍ，Ｒを互いに分
離し、アダプテイブ処理されたいずれかのモード
のデータ・ワードW1〜Wo-1をアダプテイブ処理
回路２３に送る。この処理回路２３はマルチプレ
クサ２２からのアダプテイブ情報（レンジ情報）
ワードＲの内容に基づき、アダプテイブ復元動作
を行なう。例えば７ビツトのワードW1〜Wo-1の
MSB（符号を示すビツト）を前記ｍビツト分符号
拡張してｍ＋７ビツトとし、さらにLSBに続け
て８−ｍビツトの無効ビツトを付加して、全体と
して15ビツトの２の補数表示データに変換する。
この15ビツトデータは、モード選択ワードＭが指
示するモードのデータであり、ストレートPCM
モードが選択されているときには前記データx1〜
xo-1、差分PCMモード時には前記データd1〜do-1
となつている。このようなアダプテイブ処理回路
２３からのデータは、モード切換処理回路２４に
送られ、上記モード選択ワードＭの内容に応じた
処理が行なわれて、前述した波高値データx1〜
xo-1となつてマルチプレクサ２５に送られる。こ
のモード切換処理回路２４における動作として
は、入力データが一般PCMデータx1〜xo-1のと
きにはそのまま出力し、入力データが差分PCM
データd1〜do-1のときには和分動作によりデータ
x1〜xo-1に変換する。この和分動作時には、瞬時
波高値データW0（＝x0）も使用される。
ル信号は、入力端子２１を介しマルチプレクサ２
２に供給される。このマルチプレクサ２２は、例
えば上記伝送デイジタル信号中のブロツク同期信
号やワード同期信号等に基いて、前述した第３図
の各ワードW0，W1〜Wo-1，Ｍ，Ｒを互いに分
離し、アダプテイブ処理されたいずれかのモード
のデータ・ワードW1〜Wo-1をアダプテイブ処理
回路２３に送る。この処理回路２３はマルチプレ
クサ２２からのアダプテイブ情報（レンジ情報）
ワードＲの内容に基づき、アダプテイブ復元動作
を行なう。例えば７ビツトのワードW1〜Wo-1の
MSB（符号を示すビツト）を前記ｍビツト分符号
拡張してｍ＋７ビツトとし、さらにLSBに続け
て８−ｍビツトの無効ビツトを付加して、全体と
して15ビツトの２の補数表示データに変換する。
この15ビツトデータは、モード選択ワードＭが指
示するモードのデータであり、ストレートPCM
モードが選択されているときには前記データx1〜
xo-1、差分PCMモード時には前記データd1〜do-1
となつている。このようなアダプテイブ処理回路
２３からのデータは、モード切換処理回路２４に
送られ、上記モード選択ワードＭの内容に応じた
処理が行なわれて、前述した波高値データx1〜
xo-1となつてマルチプレクサ２５に送られる。こ
のモード切換処理回路２４における動作として
は、入力データが一般PCMデータx1〜xo-1のと
きにはそのまま出力し、入力データが差分PCM
データd1〜do-1のときには和分動作によりデータ
x1〜xo-1に変換する。この和分動作時には、瞬時
波高値データW0（＝x0）も使用される。
次に、マルチプレクサ２５は、入力段のマルチ
プレクサ２２からの瞬時波高値データW0（x0）及
びモード切換処理回路２４からの波高値データx1
〜xo-1を、例えばサンプリング周期で順次１ワー
ドずつ出力し、１ブロツク周期でｎワードのデー
タx0〜xo-1を順次出力する。マルチプレクサ２５
からの出力は、前記プリエンフアシス回路２と逆
の特性を有するデイエンフアシス回路２６を介し
て、出力端子２７より取り出される。
プレクサ２２からの瞬時波高値データW0（x0）及
びモード切換処理回路２４からの波高値データx1
〜xo-1を、例えばサンプリング周期で順次１ワー
ドずつ出力し、１ブロツク周期でｎワードのデー
タx0〜xo-1を順次出力する。マルチプレクサ２５
からの出力は、前記プリエンフアシス回路２と逆
の特性を有するデイエンフアシス回路２６を介し
て、出力端子２７より取り出される。
以上説明した本発明の実施例によれば、中域周
波数信号の入力時に、従来において差分PCMモ
ードが選択されることにより低域ノイズが耳障り
となる点を改善するために、ストレートPCMモ
ードを選択し、ノイズを高域側に偏らせるような
ノイズシエイピングを行つている。したがつて、
このストレートPCMモードにおいて、マスキン
グ効果が入力信号のより高域側にきき易いこと及
びノイズ・エネルギが差分PCMモードに比べて
低減されることを利用して、聴感上のノイズを大
幅に低減し、音質の向上を図ることができる。
波数信号の入力時に、従来において差分PCMモ
ードが選択されることにより低域ノイズが耳障り
となる点を改善するために、ストレートPCMモ
ードを選択し、ノイズを高域側に偏らせるような
ノイズシエイピングを行つている。したがつて、
このストレートPCMモードにおいて、マスキン
グ効果が入力信号のより高域側にきき易いこと及
びノイズ・エネルギが差分PCMモードに比べて
低減されることを利用して、聴感上のノイズを大
幅に低減し、音質の向上を図ることができる。
この他、本発明の実施例によれば、伝送すべき
データの複数ワードをブロツク化したことによ
り、差分PCMモードにおけるエラー伝播を短時
間で終息させることができ、また前記差分、和分
処理時の減衰定数ｋを大きくとれ、大きなアダプ
テイブ動作を行なえるため、ダイナミツクレンジ
の広いアダプテイブ差分PCMデイジタル信号の
伝送が可能となる。さらに、アダプテイブ情報を
１ブロツクにつき１ワードの割合で伝送すればよ
いため、各PCMデータのワード毎にアダプテイ
ブ情報を送る場合に比べて少ないビツトレートで
済み、しかも冗長度を極端に増加させることなく
エラー訂正能力を大幅に高めることが可能とな
る。
データの複数ワードをブロツク化したことによ
り、差分PCMモードにおけるエラー伝播を短時
間で終息させることができ、また前記差分、和分
処理時の減衰定数ｋを大きくとれ、大きなアダプ
テイブ動作を行なえるため、ダイナミツクレンジ
の広いアダプテイブ差分PCMデイジタル信号の
伝送が可能となる。さらに、アダプテイブ情報を
１ブロツクにつき１ワードの割合で伝送すればよ
いため、各PCMデータのワード毎にアダプテイ
ブ情報を送る場合に比べて少ないビツトレートで
済み、しかも冗長度を極端に増加させることなく
エラー訂正能力を大幅に高めることが可能とな
る。
さらに、本発明の実施例によれば、ストレート
PCMモード、差分PCMモード等の種々の伝送モ
ードにおける上記ブロツク内のワードの最大値を
比較することにより、より大きな圧縮を行なえる
モードを選択して、この選択されたモードのデー
タを１ブロツク単位で伝送しているため、エラー
伝播、瞬時SN比の劣化、歪率の増大等の悪影響
を最も低減し、かつ高い伝送効果のデイジタル信
号伝送が可能となる。
PCMモード、差分PCMモード等の種々の伝送モ
ードにおける上記ブロツク内のワードの最大値を
比較することにより、より大きな圧縮を行なえる
モードを選択して、この選択されたモードのデー
タを１ブロツク単位で伝送しているため、エラー
伝播、瞬時SN比の劣化、歪率の増大等の悪影響
を最も低減し、かつ高い伝送効果のデイジタル信
号伝送が可能となる。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるも
のではなく、例えば、上記ストレートPCMモー
ド、差分PCMモード以外に和分PCMモードをも
選択可能としてもよい。この場合には、第１図の
構成に和分処理回路６を付加し、この和分処理回
路６において、プリエンフアシス回路２からの上
記１ブロツク分のサンプリング波高値データx0〜
xo-1に基き、 a1＝x1＋ｋ・x0 a2＝x2＋ｋ・x1 〓 ao-1＝xo-1＋ｋ・xo-2 のようなｎ−１ワードの和分PCMデータa1〜
ao-1を得、これらの和分PCMデータa1〜ao-1の最
大絶対値を他のモードブロツク内最大絶対値と比
較して、最も小さくなるモードを選択すればよ
い。この比較の際の各モードの最大絶対値に対す
る重みについては、ストレートPCMモードと和
分PCMモードの重みを等しくし、差分PCMモー
ドの重みを大きくすればよい。和分PCMモード
時の入力周波数に応じたダイナミツクレンジは、
第２図の特性曲線Ｃのように高域側ほど大きくな
るから、ストレートPCMモード時のダイナミツ
クレンジと等しくなる周波数S／３において、ス
トレートPCMモードと和分PCMモードとが切り
換わる。また、第８図のデコーダにおいては、和
分PCMデータa1〜ao-1及びリフアレンス・ワー
ドW0のデータx0を差分処理することにより元の
データx1〜xo-1を復元できる。
のではなく、例えば、上記ストレートPCMモー
ド、差分PCMモード以外に和分PCMモードをも
選択可能としてもよい。この場合には、第１図の
構成に和分処理回路６を付加し、この和分処理回
路６において、プリエンフアシス回路２からの上
記１ブロツク分のサンプリング波高値データx0〜
xo-1に基き、 a1＝x1＋ｋ・x0 a2＝x2＋ｋ・x1 〓 ao-1＝xo-1＋ｋ・xo-2 のようなｎ−１ワードの和分PCMデータa1〜
ao-1を得、これらの和分PCMデータa1〜ao-1の最
大絶対値を他のモードブロツク内最大絶対値と比
較して、最も小さくなるモードを選択すればよ
い。この比較の際の各モードの最大絶対値に対す
る重みについては、ストレートPCMモードと和
分PCMモードの重みを等しくし、差分PCMモー
ドの重みを大きくすればよい。和分PCMモード
時の入力周波数に応じたダイナミツクレンジは、
第２図の特性曲線Ｃのように高域側ほど大きくな
るから、ストレートPCMモード時のダイナミツ
クレンジと等しくなる周波数S／３において、ス
トレートPCMモードと和分PCMモードとが切り
換わる。また、第８図のデコーダにおいては、和
分PCMデータa1〜ao-1及びリフアレンス・ワー
ドW0のデータx0を差分処理することにより元の
データx1〜xo-1を復元できる。
本発明に係るデイジタル信号伝送装置によれ
ば、中域信号入力時の低域ノイズを抑えてマスキ
ング効果を有効に利用できるとともに、ノイズ・
エネルギの低減が行え、見かけ上のSN比改善が
図れる。
ば、中域信号入力時の低域ノイズを抑えてマスキ
ング効果を有効に利用できるとともに、ノイズ・
エネルギの低減が行え、見かけ上のSN比改善が
図れる。
第１図は本発明の一実施例に用いられるエンコ
ーダを示すブロツク回路図、第２図は各PCMモ
ードにおけるダイナミツク・レンジの周波数特性
を示すグラフ、第３図は１つの伝送ブロツクの符
号構成例を示す図、第４図はエラー・フイードバ
ツクによるノイズ・シエイピング特性を示すグラ
フ、第５図はエラー・フイードバツク回路の具体
例を示すブロツク回路図、第６図Ａ，Ｂは純音に
よる純音のマスキング効果を示すグラフ、第７図
はブロツク内最大値検出比較回路内部の構成例を
示すブロツク回路図、第８図は第１図のエンコー
ダに対して逆の操作を行うデコーダの一例を示す
ブロツク回路図である。 ３，２２，２５……マルチプレクサ、４……ブ
ロツク内最大値検出比較回路、５……差分処理回
路、１１……モード選択・アダプテイブ情報算出
回路、１２……モード切換処理回路、１３……ア
ダプテイブ処理回路、１４……エラー・フイード
バツク回路、４１……係数乗算器、４２……比較
回路。
ーダを示すブロツク回路図、第２図は各PCMモ
ードにおけるダイナミツク・レンジの周波数特性
を示すグラフ、第３図は１つの伝送ブロツクの符
号構成例を示す図、第４図はエラー・フイードバ
ツクによるノイズ・シエイピング特性を示すグラ
フ、第５図はエラー・フイードバツク回路の具体
例を示すブロツク回路図、第６図Ａ，Ｂは純音に
よる純音のマスキング効果を示すグラフ、第７図
はブロツク内最大値検出比較回路内部の構成例を
示すブロツク回路図、第８図は第１図のエンコー
ダに対して逆の操作を行うデコーダの一例を示す
ブロツク回路図である。 ３，２２，２５……マルチプレクサ、４……ブ
ロツク内最大値検出比較回路、５……差分処理回
路、１１……モード選択・アダプテイブ情報算出
回路、１２……モード切換処理回路、１３……ア
ダプテイブ処理回路、１４……エラー・フイード
バツク回路、４１……係数乗算器、４２……比較
回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号のサンプリング波高値データに基づ
くデータをデイジタル化し、複数ワードを１ブロ
ツクとして伝送するデイジタル信号伝送方法にお
いて、 上記サンプリング値に基き少くともストレート
PCMデータ及び差分PCMデータを出力する手段
と、 このデータ出力手段からの各モードのデータの
うちの各ブロツク毎にそれぞれ最大絶対値を検出
し、これらの各モードの最大絶対値のうちの少な
くとも一方に係数を乗算し該係数の乗算されない
最大絶対値の係数を１としてストレートPCMモ
ードの最大絶対値の係数を差分PCMモードの最
大絶対値の係数よりも小さくして比較し、値の小
さい方のモードを選択する手段と、 選択されたモードに応じてノイズ・スペクトル
を変化させる手段とを備え、 上記選択されたモードのPCMデータを上記ノ
イズ・スペクトルを変化させる手段を介して伝送
することを特徴とするデイジタル信号伝送装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59094182A JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
| US06/823,494 US4685115A (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
| AU43541/85A AU576367B2 (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
| EP19850902167 EP0182915B1 (en) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Apparatus for transmitting digital signals |
| PCT/JP1985/000266 WO1985005517A1 (fr) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Appareil de transmission de signaux numeriques |
| KR1019860700013A KR930003281B1 (ko) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | 디지탈 신호 전송장치 |
| DE8585902167T DE3579295D1 (de) | 1984-05-11 | 1985-05-11 | Vorrichtung zur uebertragung digitaler signale. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59094182A JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60237738A JPS60237738A (ja) | 1985-11-26 |
| JPH0566775B2 true JPH0566775B2 (ja) | 1993-09-22 |
Family
ID=14103177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59094182A Granted JPS60237738A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | デイジタル信号伝送装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4685115A (ja) |
| EP (1) | EP0182915B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60237738A (ja) |
| KR (1) | KR930003281B1 (ja) |
| AU (1) | AU576367B2 (ja) |
| DE (1) | DE3579295D1 (ja) |
| WO (1) | WO1985005517A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101412660B1 (ko) * | 2012-11-26 | 2014-06-27 | 한국과학기술연구원 | 리튬 이차 전지용 포장 재료 |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60251733A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-12-12 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
| EP0207171B1 (en) * | 1984-12-29 | 1993-11-10 | Sony Corporation | Digital signal transmission device |
| AU579441B2 (en) * | 1985-01-16 | 1988-11-24 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Video encoding apparatus |
| JPS6281137A (ja) * | 1985-10-03 | 1987-04-14 | Sansui Electric Co | Ｐｃｍ伝送方式及びその装置 |
| JPS62262533A (ja) * | 1986-04-30 | 1987-11-14 | ジ−メンス・アクチエンゲゼルシヤフト | Ｄｐｃｍ値伝送方法 |
| CA1261069A (en) * | 1986-12-08 | 1989-09-26 | Mohamed S. Sabri | Two-channel coding of digital signals |
| US4862168A (en) * | 1987-03-19 | 1989-08-29 | Beard Terry D | Audio digital/analog encoding and decoding |
| US4907248A (en) * | 1987-09-22 | 1990-03-06 | Zenith Electronics Corporation | Error correction for digital signal transmission |
| EP0331405B1 (en) * | 1988-02-29 | 1996-11-27 | Sony Corporation | Method and apparatus for processing a digital signal |
| USRE37864E1 (en) | 1990-07-13 | 2002-10-01 | Sony Corporation | Quantizing error reducer for audio signal |
| JPH0472909A (ja) * | 1990-07-13 | 1992-03-06 | Sony Corp | オーディオ信号の量子化誤差低減装置 |
| JPH04150522A (ja) * | 1990-10-15 | 1992-05-25 | Sony Corp | ディジタル信号処理装置 |
| BR9204799A (pt) * | 1991-03-29 | 1993-07-13 | Sony Corp | Processo de codificacao para um sinal digital |
| JP3106749B2 (ja) * | 1992-12-10 | 2000-11-06 | ソニー株式会社 | 適応型ダイナミックレンジ符号化装置 |
| JP3356516B2 (ja) * | 1993-12-28 | 2002-12-16 | シャープ株式会社 | 動画像符号化装置 |
| JP3580444B2 (ja) * | 1995-06-14 | 2004-10-20 | ソニー株式会社 | 信号伝送方法および装置、並びに信号再生方法 |
| RU2144264C1 (ru) * | 1998-11-05 | 2000-01-10 | ЯН Давид Евгеньевич | Способ беспроводной передачи и приема кодовой информации на расстоянии (варианты) и портативное устройство для беспроводной передачи кодовой информации на расстоянии |
| GB0007784D0 (en) * | 2000-03-30 | 2000-05-17 | Sony Uk Ltd | Data compression |
| GB2365284A (en) * | 2000-07-25 | 2002-02-13 | Sony Uk Ltd | Data compression system which selects compressed output from one of two different compression schemes |
| CN100459460C (zh) * | 2001-11-27 | 2009-02-04 | 三星电子株式会社 | 对数据进行编码和译码的方法和装置 |
| EP1322118B1 (en) * | 2001-11-27 | 2012-11-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for encoding and decoding key data |
| US7809203B2 (en) * | 2001-11-27 | 2010-10-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus for encoding and decoding key data and key value data of coordinate interpolator and recording medium containing bitstream into which coordinate interpolator is encoded |
| US7809204B2 (en) * | 2002-10-18 | 2010-10-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for encoding and decoding key value data of coordinate interpolator |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3439753A (en) * | 1966-04-19 | 1969-04-22 | Bell Telephone Labor Inc | Reduced bandwidth pulse modulation scheme using dual mode encoding in selected sub-block sampling periods |
| JPS5336730B2 (ja) * | 1973-04-13 | 1978-10-04 | ||
| JPS5271154A (en) * | 1975-12-10 | 1977-06-14 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Memory unit for a long range data |
| US4141034A (en) * | 1977-08-19 | 1979-02-20 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Digital encoding of color video signals |
| DE3107602A1 (de) * | 1981-02-27 | 1982-09-16 | Polygram Gmbh, 2000 Hamburg | Verfahren zur codierung von analogsignalen |
| JPS58162142A (ja) * | 1982-03-19 | 1983-09-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デイジタル信号伝送方式 |
| US4491953A (en) * | 1982-09-09 | 1985-01-01 | At&T Bell Laboratories | Dual mode coding |
| JPS5957539A (ja) * | 1982-09-27 | 1984-04-03 | Sony Corp | 適応的符号化装置 |
| DE3237578C2 (de) * | 1982-10-09 | 1984-11-29 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Digitales Nachrichtenübertragungssystem, insbesondere Farbfernsehübertragungssystem |
| EP0123616B1 (en) * | 1983-04-20 | 1987-03-04 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Interframe coding method and apparatus therefor |
| JPS59223033A (ja) * | 1983-06-01 | 1984-12-14 | Sony Corp | デイジタル信号伝送方法 |
| JPS59223034A (ja) * | 1983-06-01 | 1984-12-14 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
| JPS59223032A (ja) * | 1983-06-01 | 1984-12-14 | Sony Corp | ディジタル信号伝送装置 |
| JPS60251733A (ja) * | 1984-05-28 | 1985-12-12 | Sony Corp | デイジタル信号伝送装置 |
-
1984
- 1984-05-11 JP JP59094182A patent/JPS60237738A/ja active Granted
-
1985
- 1985-05-11 KR KR1019860700013A patent/KR930003281B1/ko not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-11 DE DE8585902167T patent/DE3579295D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-11 EP EP19850902167 patent/EP0182915B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-11 US US06/823,494 patent/US4685115A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-05-11 WO PCT/JP1985/000266 patent/WO1985005517A1/ja not_active Ceased
- 1985-05-11 AU AU43541/85A patent/AU576367B2/en not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101412660B1 (ko) * | 2012-11-26 | 2014-06-27 | 한국과학기술연구원 | 리튬 이차 전지용 포장 재료 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR860700193A (ko) | 1986-03-31 |
| JPS60237738A (ja) | 1985-11-26 |
| EP0182915A4 (en) | 1988-10-27 |
| EP0182915A1 (en) | 1986-06-04 |
| AU4354185A (en) | 1985-12-13 |
| WO1985005517A1 (fr) | 1985-12-05 |
| EP0182915B1 (en) | 1990-08-22 |
| DE3579295D1 (de) | 1990-09-27 |
| US4685115A (en) | 1987-08-04 |
| KR930003281B1 (ko) | 1993-04-24 |
| AU576367B2 (en) | 1988-08-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0566775B2 (ja) | ||
| US5128963A (en) | 3-mode PCM/DPCM/APCM maximizing dynamic range | |
| AU611443B2 (en) | Apparatus for digital signal | |
| JP3334419B2 (ja) | ノイズ低減方法及びノイズ低減装置 | |
| JPH04304031A (ja) | ディジタル信号符号化方法 | |
| WO1992017942A1 (en) | Method of encoding digital signals | |
| US4783792A (en) | Apparatus for transmitting digital signal | |
| JPH061903B2 (ja) | 信号伝送装置 | |
| JPH0642631B2 (ja) | 信号伝送装置 | |
| US20040017923A1 (en) | Audio signal processors | |
| JPH061904B2 (ja) | 信号伝送装置 | |
| WO2019065716A1 (ja) | ノイズシェーピング機能を有する再量子化装置およびノイズシェーピング機能を有する信号圧縮装置およびノイズシェーピング機能を有する信号送信装置 | |
| JP3683978B2 (ja) | 飽和信号処理装置 | |
| JPS5866440A (ja) | 波形符号化方式 | |
| JPS59223033A (ja) | デイジタル信号伝送方法 | |
| JP2809307B2 (ja) | 符号化装置 | |
| JPH0588573B2 (ja) | ||
| JPS6129220A (ja) | デイジタル信号伝送方法 | |
| JP2992994B2 (ja) | デジタルオーディオデータのエンコード方法 | |
| KR100313977B1 (ko) | 디지탈입력신호압축장치및방법과,압축디지탈신호신장장치및방법 | |
| JP2699387B2 (ja) | デイジタル信号処理方法 | |
| JP3060576B2 (ja) | ディジタル信号符号化方法 | |
| JP2000244329A (ja) | 適応差分パルス符号変調システム及びそのための送信機及び受信機 | |
| JPH0215726A (ja) | 適応型差分ｐｃｍ方式 | |
| JPH11298332A (ja) | ディジタル信号処理装置及びスピーカシステム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |