JPS5922492A - 集積化ｆｍ変調器 - Google Patents
集積化ｆｍ変調器Info
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- JPS5922492A JPS5922492A JP57130329A JP13032982A JPS5922492A JP S5922492 A JPS5922492 A JP S5922492A JP 57130329 A JP57130329 A JP 57130329A JP 13032982 A JP13032982 A JP 13032982A JP S5922492 A JPS5922492 A JP S5922492A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/92—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、集積化に好適なＦＭ変調器に関するものであ
る。
る。
従来のＦＭ変調器は、比較的に高い電源電圧を必要とし
、低電力化・ＩＣの高集積化に向かないという欠点があ
った。即ち高電源電圧に伴ない消費電力は多くなり、ま
たＩＣ内素子は、動作電圧が高く高耐圧であるほど素子
面積が犬きくなるので、チップサイズの大型化、さらに
は歩留りの低下を招いていた。
、低電力化・ＩＣの高集積化に向かないという欠点があ
った。即ち高電源電圧に伴ない消費電力は多くなり、ま
たＩＣ内素子は、動作電圧が高く高耐圧であるほど素子
面積が犬きくなるので、チップサイズの大型化、さらに
は歩留りの低下を招いていた。
第１図に従来のＦＭ変調器のブロック図を示す。第１図
において、１は非安定マルチバイブレータであり、その
発振周波数は、電圧−電流変換用トランジスタ２のコレ
クタ電流値に比例するものとする。６は抵抗であり、４
は変調信号の入力端子である。
において、１は非安定マルチバイブレータであり、その
発振周波数は、電圧−電流変換用トランジスタ２のコレ
クタ電流値に比例するものとする。６は抵抗であり、４
は変調信号の入力端子である。
ここでは、家庭用ＶＴＲのＦＭ変調器を考えることにし
、変調信号はビデオ信号とする。入力端子４に入力され
るビデオ信号は、同期信号先端が一定ＤＣ電位にクラン
プされ、かつプリエンファシスにより、高域成分が強調
され、さらに白および黒側レベルがクリップされた信号
である。
、変調信号はビデオ信号とする。入力端子４に入力され
るビデオ信号は、同期信号先端が一定ＤＣ電位にクラン
プされ、かつプリエンファシスにより、高域成分が強調
され、さらに白および黒側レベルがクリップされた信号
である。
いま第２図のように、入力端子４におけるビデオ信号の
同期信号先端から１００％白レベルまでをｖｌ（ピーク
・ピーク値）とし、白および黒のクリップレベル（それ
ぞれＷＬ、ＢＬ）をそれぞれα係。
同期信号先端から１００％白レベルまでをｖｌ（ピーク
・ピーク値）とし、白および黒のクリップレベル（それ
ぞれＷＬ、ＢＬ）をそれぞれα係。
ｈ％とする。ただし、この場合、同期信号先端がら１０
０％白レベルまでヲ１００％とし、各クリップレベルは
同期信号先端から測定するものとする。
０％白レベルまでヲ１００％とし、各クリップレベルは
同期信号先端から測定するものとする。
前記の条件下において、同期信号先端のＤＣ電位をＥＳ
とすると、入力端子４における信号のピーク電位は、 ＥＳ ＋’ ” Ｊ ００ となる。また、トランジスタ２のエミッタにおける信号
の最低電位は、 ただしＶｓｇ＋’ｆ、ランジスタのペースエミッタ間電
圧、 となる。ｐＨ変調器の温度特性や電圧−電流変換直線性
を考慮すると、トランジスタ２のエミッタにおける信号
の最低電位はｖ１以上必要である。したがって、 となる。この場合、入力端子４Ｖｃおける信号のツマリ
、非安定マルチバイブレータの入力部クランプが必要と
なる。それ故に、この値に非安定マルチバイブレータ１
の動作電圧を加えたタケ（ｒ）電源電圧が、ｌ？ Ｍ変
調器としては必要になる。
とすると、入力端子４における信号のピーク電位は、 ＥＳ ＋’ ” Ｊ ００ となる。また、トランジスタ２のエミッタにおける信号
の最低電位は、 ただしＶｓｇ＋’ｆ、ランジスタのペースエミッタ間電
圧、 となる。ｐＨ変調器の温度特性や電圧−電流変換直線性
を考慮すると、トランジスタ２のエミッタにおける信号
の最低電位はｖ１以上必要である。したがって、 となる。この場合、入力端子４Ｖｃおける信号のツマリ
、非安定マルチバイブレータの入力部クランプが必要と
なる。それ故に、この値に非安定マルチバイブレータ１
の動作電圧を加えたタケ（ｒ）電源電圧が、ｌ？ Ｍ変
調器としては必要になる。
次に第３図に、従来の集積化ＦＭ変調器の具体的回路例
を示す。第３図において、１ｏはダイオード、Ｎ、１２
，１９，２０，２１ｊ２２は集積化抵抗１．１３−１８
、２５ 、２４ 、２は集積化トランジスタ、２５は
定電圧源、２６は集積化範囲、２７〜２９は外付抵抗、
５，３Ｇは外付調整抵抗、３１は外付容量、３２〜５４
はＩＣ外部端子、３５は電源ラインである。
を示す。第３図において、１ｏはダイオード、Ｎ、１２
，１９，２０，２１ｊ２２は集積化抵抗１．１３−１８
、２５ 、２４ 、２は集積化トランジスタ、２５は
定電圧源、２６は集積化範囲、２７〜２９は外付抵抗、
５，３Ｇは外付調整抵抗、３１は外付容量、３２〜５４
はＩＣ外部端子、３５は電源ラインである。
また第６図において、第１図と同一符号の素子は同一機
能を有するものとする。なお、この回路の動作は良く知
られているので、その説明は省略するが、１０〜５１に
よって非安定マルチバイブレータ１を構成している。
能を有するものとする。なお、この回路の動作は良く知
られているので、その説明は省略するが、１０〜５１に
よって非安定マルチバイブレータ１を構成している。
ここで第４図は）にトランジスタ１７のエミッタ電圧波
形を、また同図Ｖ３）にトランジスタ２６０ベース電圧
波形を示す。電源電圧なＶｃｃ、定電圧源２６の電位を
ＶＡ、）ラシジスタのベース・工きツタ間電圧なＶｓＩ
ｃとすると、トランジスタ１７のエミッタ最低電位は（
ＶＡ−５Ｖａｇ）となる。トランジスタ２３０ベースに
加えられる信号のピーク・ピーク値をｖ２とすると、ト
ランジスタ２５のエミッタ最低電位は、高くとも （ＶＡ−５Ｖｓｇ ） −ｖ２−Ｖｓｇ ＝ ＶＡ−ｖ
２−４Ｉｎｓとなる。したがって、非安定マルチバイブ
レータの動作電圧は、 Ｖｃｃ −（ＶＡ−υ２−４ ＶＢｇ ’） ＝ （Ｖ
ｃｃ−ＶＡ）＋ν２ ＋４ ＶＢ Ｅとなる。
形を、また同図Ｖ３）にトランジスタ２６０ベース電圧
波形を示す。電源電圧なＶｃｃ、定電圧源２６の電位を
ＶＡ、）ラシジスタのベース・工きツタ間電圧なＶｓＩ
ｃとすると、トランジスタ１７のエミッタ最低電位は（
ＶＡ−５Ｖａｇ）となる。トランジスタ２３０ベースに
加えられる信号のピーク・ピーク値をｖ２とすると、ト
ランジスタ２５のエミッタ最低電位は、高くとも （ＶＡ−５Ｖｓｇ ） −ｖ２−Ｖｓｇ ＝ ＶＡ−ｖ
２−４Ｉｎｓとなる。したがって、非安定マルチバイブ
レータの動作電圧は、 Ｖｃｃ −（ＶＡ−υ２−４ ＶＢｇ ’） ＝ （Ｖ
ｃｃ−ＶＡ）＋ν２ ＋４ ＶＢ Ｅとなる。
つぎに、−例として、実用上の諸値を上式に代入し、非
安定マルチバイブレークの動作電圧・入力部のダイナミ
ックレンジを計算丁やと、以下のようになる。
安定マルチバイブレークの動作電圧・入力部のダイナミ
ックレンジを計算丁やと、以下のようになる。
（Ｖｃｃ Ｖ、ｔ）は、第４図は）Ｋ示す波形により
、０．５Ｖ程度は必要でありｓ ｖ２はトランジスタ２
５ 。
、０．５Ｖ程度は必要でありｓ ｖ２はトランジスタ２
５ 。
２４のスイッチ切替え特性より０，５Ｖ程度、ν１は０
．５程度である。また家庭用ＶＴＲのＶＨ５規格に基づ
き、ｄ＝１６０．Ａ＝４０であり、Ｖｒｔｇ ＝ ０．
７とすると、非安定マルチバイブレータの動作電圧は３
．８Ｖ、入力部のダイナミックレンジは２．２Ｖとなる
。したがって、入力部のダイナミックレンジの占める割
合は、３７％と、かなり高く、低電圧駆動に不向きであ
った。
．５程度である。また家庭用ＶＴＲのＶＨ５規格に基づ
き、ｄ＝１６０．Ａ＝４０であり、Ｖｒｔｇ ＝ ０．
７とすると、非安定マルチバイブレータの動作電圧は３
．８Ｖ、入力部のダイナミックレンジは２．２Ｖとなる
。したがって、入力部のダイナミックレンジの占める割
合は、３７％と、かなり高く、低電圧駆動に不向きであ
った。
今後、テープヘッド系の周波数特性の改善に伴い、クリ
ップレベルがあげられるようになれば、入力部において
さらに広いダイナミックレンジが必要になるので、ます
ます低電圧化が困難になって（る。
ップレベルがあげられるようになれば、入力部において
さらに広いダイナミックレンジが必要になるので、ます
ます低電圧化が困難になって（る。
ところで無安定マルチバイブレータ１の発振周波数ｆは
、３１をＣｏ、抵抗６に流れる電流をＩ。
、３１をＣｏ、抵抗６に流れる電流をＩ。
とすれば、近似的に次式で表わされる。
１゜
ｆ” ４ Ｃｏ （Ｖｃｃ −ＶＡ）したがって発振
周波数ｆは容量Ｃ’ｏ及びＶＡを決める集積化抵抗のバ
ラツキにより変動する。そこでクランプされたビデオ信
号の各電位に対応して所定の発振周波数を得るため、抵
抗３によって、同期部先端の、Ｄ Ｃレベルと１００％
白レベルに相当する発振周波数差を調整し、また抵抗５
０によって、同期部先端のＤＣレベルを所定の発振周波
数に調整している。つまり抵抗３を変化させ、入力ビデ
オ信号４に対応した電流、変化量を調整する。また抵抗
５ｏを変化させ、抵抗２８ｔ２９を介して放電する電流
を変化させ発振周波数を調整するものである。
周波数ｆは容量Ｃ’ｏ及びＶＡを決める集積化抵抗のバ
ラツキにより変動する。そこでクランプされたビデオ信
号の各電位に対応して所定の発振周波数を得るため、抵
抗３によって、同期部先端の、Ｄ Ｃレベルと１００％
白レベルに相当する発振周波数差を調整し、また抵抗５
０によって、同期部先端のＤＣレベルを所定の発振周波
数に調整している。つまり抵抗３を変化させ、入力ビデ
オ信号４に対応した電流、変化量を調整する。また抵抗
５ｏを変化させ、抵抗２８ｔ２９を介して放電する電流
を変化させ発振周波数を調整するものである。
しかし、ＩＣ外部端子５４ Ｈ５２の電圧が、第４図に
示すよう九集積化トランジスタのＶＢＥ Ｋ依存してい
るのに対して、２７〜５ｏからなる調整回路は外付回路
であり、Ｉｃ内外では温特を一致させることは困難なた
め、発振周波数の温度変動を発生しやすいという欠点が
あった。
示すよう九集積化トランジスタのＶＢＥ Ｋ依存してい
るのに対して、２７〜５ｏからなる調整回路は外付回路
であり、Ｉｃ内外では温特を一致させることは困難なた
め、発振周波数の温度変動を発生しやすいという欠点が
あった。
また第３図に示すように、高周波なＦＭ信号が生じてい
るＩＣ外部端子３２ 、５４に多くの調整用外付部品を
必要とし、コストアップ及び他の周辺回路へのクロトー
クを生じやすいという欠点があった。
るＩＣ外部端子３２ 、５４に多くの調整用外付部品を
必要とし、コストアップ及び他の周辺回路へのクロトー
クを生じやすいという欠点があった。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、低
電圧動作が可能で、発振周波数を簡単な構成で精度よく
設定できる集積化ＦＭ変調器を提供することである。
電圧動作が可能で、発振周波数を簡単な構成で精度よく
設定できる集積化ＦＭ変調器を提供することである。
本発明は、前記目的を達成するために、ベース接地型ト
ランジスタのエミッタに抵抗を介して電圧信号を入力す
るとともに、抵抗とで定電流源を構成するトランジスタ
のコレクタと、上記ベース接地型トランジスタのコレク
タと、非安定マルチバイブレータ入力部を接続して、非
安定マルチバイブレータ入力部における交流電圧ダイナ
ミックレンジをなくし、ＦＭ変調器の電源電圧の低電圧
を可能にした。また上記６各のトランジスタのエミッタ
に外付抵抗を接続し、発振周波数の調整を可能にしたも
のである。
ランジスタのエミッタに抵抗を介して電圧信号を入力す
るとともに、抵抗とで定電流源を構成するトランジスタ
のコレクタと、上記ベース接地型トランジスタのコレク
タと、非安定マルチバイブレータ入力部を接続して、非
安定マルチバイブレータ入力部における交流電圧ダイナ
ミックレンジをなくし、ＦＭ変調器の電源電圧の低電圧
を可能にした。また上記６各のトランジスタのエミッタ
に外付抵抗を接続し、発振周波数の調整を可能にしたも
のである。
以下、本発明の一冥施例を第５図により説明する。第５
図において、３６は集積化容量、５７はＰＮＰ トラン
ジスタ、３Ｂ、４１．４４ はＮＰＮ ）ランジスタ
、３９，４０．４５ はＮＰＮダイオード、４２はＰ
ＮＰダイオード、４５〜５３は集積化抵抗、５４ま定電
流源、５５，５６．５７は外付調整抵抗、５８〜６０は
ＩＣ外部端子であり、第３図と同一機能のものは同一符
号を付しである。
図において、３６は集積化容量、５７はＰＮＰ トラン
ジスタ、３Ｂ、４１．４４ はＮＰＮ ）ランジスタ
、３９，４０．４５ はＮＰＮダイオード、４２はＰ
ＮＰダイオード、４５〜５３は集積化抵抗、５４ま定電
流源、５５，５６．５７は外付調整抵抗、５８〜６０は
ＩＣ外部端子であり、第３図と同一機能のものは同一符
号を付しである。
次に第５図の動作を説明する。入力信号４は、エミフオ
ロを構成しているトランジスタ４４と定電流源５４を介
して、ＩＣ外部端子５９からＩＣ外部へ出力される。
ロを構成しているトランジスタ４４と定電流源５４を介
して、ＩＣ外部端子５９からＩＣ外部へ出力される。
なおトランジスタ４４０ベース・エミッタ間電圧Ｖｓｇ
の温特を補償するように入力信号０１％をもたせ、ＩＣ
外部端子５９には温度変動がないようにしている。
の温特を補償するように入力信号０１％をもたせ、ＩＣ
外部端子５９には温度変動がないようにしている。
破＃！９で囲まれた回路は、ＰＩＶＰトランジスタ５７
のベース電圧を与えるバイアス回路であり、抵抗５０〜
５３の値を適当に選ぶことにより、ＰＮＰトランジスタ
３７のエミッタ即ちＩＣ外部端子５８の電圧に温特のな
いようにしている。
のベース電圧を与えるバイアス回路であり、抵抗５０〜
５３の値を適当に選ぶことにより、ＰＮＰトランジスタ
３７のエミッタ即ちＩＣ外部端子５８の電圧に温特のな
いようにしている。
また破ａ８で囲まれた回路は、ＮＰＮトランジスタ５８
のベース電圧を与えるバイアス回路であり、抵抗４５〜
４８の値を適当に選ぶことにより、ＮＰＩＶトランジス
タ５８のエミッタ即ちＩＣ外部端子６０の電圧を温特の
ないようにしている。
のベース電圧を与えるバイアス回路であり、抵抗４５〜
４８の値を適当に選ぶことにより、ＮＰＩＶトランジス
タ５８のエミッタ即ちＩＣ外部端子６０の電圧を温特の
ないようにしている。
ＩＣ外部端子５９の信号は、外部抵抗５６’！７介して
、ベース接地で用いられているＰＮＰトランジスタ５７
のニーミッタに入力され、トランジスタ６７のコレクタ
電流信号となる。またＮＰＩＶトランジスタ５８と外付
抵抗５７により定電流源を構成しているので、上記トラ
ンジスタ３７のコレクタ、電流信号は、非安定マルチバ
イブレーク１に入力されることとなり、全体でＦＭ変調
器を構成している。
、ベース接地で用いられているＰＮＰトランジスタ５７
のニーミッタに入力され、トランジスタ６７のコレクタ
電流信号となる。またＮＰＩＶトランジスタ５８と外付
抵抗５７により定電流源を構成しているので、上記トラ
ンジスタ３７のコレクタ、電流信号は、非安定マルチバ
イブレーク１に入力されることとなり、全体でＦＭ変調
器を構成している。
したがって外付抵抗５６によって、同期部先端のＤＣレ
ベルと１００％白レベルに相当する発振周波数を調整で
き、かつ外付抵抗５５ 、５７によって、同期部先端Ｄ
Ｃレベルを所定の発振周波数に調整でき、従来より少な
い外付部品で所定の。
ベルと１００％白レベルに相当する発振周波数を調整で
き、かつ外付抵抗５５ 、５７によって、同期部先端Ｄ
Ｃレベルを所定の発振周波数に調整でき、従来より少な
い外付部品で所定の。
発振周波数を得ることができる。またＩＣ外部端子５８
、５９ 、６０は温特を有さないので、発振周波数の
温度変動が生じないこととなる。
、５９ 、６０は温特を有さないので、発振周波数の
温度変動が生じないこととなる。
ところでボ・−タプルＶＴＲ等では、使込勝手の向上を
はかるため、小型・軽量化が要求される。そこで抵抗を
セラミック基板上に厚膜抵抗で形成して集積化するとと
もに、厚膜抵抗にレーザをあて厚膜抵抗をけずって抵抗
値を増加させることによって、抵抗値の調整を高速かつ
自動的に行なうレーザトリミング技術が必須技術として
広く用いられている。
はかるため、小型・軽量化が要求される。そこで抵抗を
セラミック基板上に厚膜抵抗で形成して集積化するとと
もに、厚膜抵抗にレーザをあて厚膜抵抗をけずって抵抗
値を増加させることによって、抵抗値の調整を高速かつ
自動的に行なうレーザトリミング技術が必須技術として
広く用いられている。
本発明によれば、上記レーザトリミング技術を用いて発
振周波数を調整する場合、抵抗５５゜５７のトリミング
調整（抵抗値は増加）により、発振周波数が前者では高
くなり、後者では低くなるので、抵抗５５ 、５７を最
初から最適値に設定でき、調整時間が短かくてよいとい
う利点がある。また抵抗５５，５７のトリミング調整に
おいて一方の抵抗の値を大きくしすぎた場合には、もう
一方の抵抗の値をトリミングによって大きくすることが
でき、容易に高精度な調整が可能である。
振周波数を調整する場合、抵抗５５゜５７のトリミング
調整（抵抗値は増加）により、発振周波数が前者では高
くなり、後者では低くなるので、抵抗５５ 、５７を最
初から最適値に設定でき、調整時間が短かくてよいとい
う利点がある。また抵抗５５，５７のトリミング調整に
おいて一方の抵抗の値を大きくしすぎた場合には、もう
一方の抵抗の値をトリミングによって大きくすることが
でき、容易に高精度な調整が可能である。
ところでトランジスタ３８は定電流源であるので、その
ベース電位ＶＢは通常１Ｖ程度に選べばよい。したがっ
てＦＭ変調器の電源電圧５５としては、上記１Ｖに非安
定マルチパイプレーク１の動作電圧６．８Ｖを加えた値
でよく、従来と比べ約１．２Ｖ下げられる。
ベース電位ＶＢは通常１Ｖ程度に選べばよい。したがっ
てＦＭ変調器の電源電圧５５としては、上記１Ｖに非安
定マルチパイプレーク１の動作電圧６．８Ｖを加えた値
でよく、従来と比べ約１．２Ｖ下げられる。
つまり、本発明によれば、ＦＭ変調器を構成する非安定
マルチバイブレータの入力部には、交流電圧信号として
のダイナミックレンジが不要となり、電源電圧を１，２
Ｖ程度下げられる。したがって、ＩＣ内における素子の
耐圧を下げられ素子面積を小さくすることが可能になり
、チップサイズを小型化して歩留りを向上させることが
容易である。また、逆にチップサイズを等しくした場合
には、集積度を一層密度化することができる。
マルチバイブレータの入力部には、交流電圧信号として
のダイナミックレンジが不要となり、電源電圧を１，２
Ｖ程度下げられる。したがって、ＩＣ内における素子の
耐圧を下げられ素子面積を小さくすることが可能になり
、チップサイズを小型化して歩留りを向上させることが
容易である。また、逆にチップサイズを等しくした場合
には、集積度を一層密度化することができる。
また本発明によって、容量５６の両端を上述の調整のた
めにＩＣ外部端子にする必要がなくなり、第５図に示す
ように容量５６を集積化することが可能になり、Ｉｃ外
部端子数を２個削減できるばかりでな（、以下の効果が
得られる。
めにＩＣ外部端子にする必要がなくなり、第５図に示す
ように容量５６を集積化することが可能になり、Ｉｃ外
部端子数を２個削減できるばかりでな（、以下の効果が
得られる。
容量を周辺部品とする場合、ＩＣの外部端子は、隣接ビ
ンとの関係などから浮遊容量値が異なるので、この影響
を小さくするため、容量値Ｃとしては、数十ＰＦが必要
となる。その場合の電流１ｏ、すなわち４ｃ （ＶＣｃ
−ＶＡ ） ｆは、集積化の場合に比べて数倍の値と
なる。
ンとの関係などから浮遊容量値が異なるので、この影響
を小さくするため、容量値Ｃとしては、数十ＰＦが必要
となる。その場合の電流１ｏ、すなわち４ｃ （ＶＣｃ
−ＶＡ ） ｆは、集積化の場合に比べて数倍の値と
なる。
これに対して容量内蔵の場合は、外部端子が不要なので
、ビンの浮遊容量のアンバランスを考慮する必要がなく
、容量を小さくすることが−ｃ、＠ ７）。−ケオイ、
。＝、。。Ｐ”Ｐ、＊ に’ ＝＝ １ｏ ＰＦとする
と、Ｉ’ｏ ／ Ｉｏ ＝ ０．２５となり、消費電流
を７にすることができ、低電力化をはかれる。
、ビンの浮遊容量のアンバランスを考慮する必要がなく
、容量を小さくすることが−ｃ、＠ ７）。−ケオイ、
。＝、。。Ｐ”Ｐ、＊ に’ ＝＝ １ｏ ＰＦとする
と、Ｉ’ｏ ／ Ｉｏ ＝ ０．２５となり、消費電流
を７にすることができ、低電力化をはかれる。
また高周波成分がＩＣ外部に洩れなくなり、他へのクロ
ストークを解消できるという利点がある。
ストークを解消できるという利点がある。
また第６図に本発明の他の実施例を示す。第６図にて％
６１．６２ 、６５は調整用外付抵抗であり、第５図と
同一機能を有するものは同一番号を付しである。第６図
において、ＩＣ外部端子５９にＩＣ内部から出力された
電圧信号は、抵抗６１ヲ介して、ベースが接地されてい
るＮ’ＰＮトランジスタ５８のエミッタ九入力され、上
記トランジスタ３８のコレクタ電流信号に交換される。
６１．６２ 、６５は調整用外付抵抗であり、第５図と
同一機能を有するものは同一番号を付しである。第６図
において、ＩＣ外部端子５９にＩＣ内部から出力された
電圧信号は、抵抗６１ヲ介して、ベースが接地されてい
るＮ’ＰＮトランジスタ５８のエミッタ九入力され、上
記トランジスタ３８のコレクタ電流信号に交換される。
一方ＰＮＰ ）ランジスタ３７と外付抵抗６２により定
電流源を構成しているので、上記コレクタ、電流信号は
、非安定マルチバイブレータ１に入力されることとなる
。また同期部先端のＤＣレベルと１００％白レベルの発
振周波数差は抵抗６１にて調整でき、発振周波数は抵抗
６２ 、６５で調整できるものである。したがって第５
図に示した回路例の場合と同様の効果が得られることは
明白である。なお第５図の回路例に比して第６図の回路
では、上記コレクタ電流信号が通過するベース接地トラ
ンジスタを周波数特性のよいＮＰＮトランジスタで構成
しているので、入力信号４をより高域までＦＭ変調でき
るという利点がある。
電流源を構成しているので、上記コレクタ、電流信号は
、非安定マルチバイブレータ１に入力されることとなる
。また同期部先端のＤＣレベルと１００％白レベルの発
振周波数差は抵抗６１にて調整でき、発振周波数は抵抗
６２ 、６５で調整できるものである。したがって第５
図に示した回路例の場合と同様の効果が得られることは
明白である。なお第５図の回路例に比して第６図の回路
では、上記コレクタ電流信号が通過するベース接地トラ
ンジスタを周波数特性のよいＮＰＮトランジスタで構成
しているので、入力信号４をより高域までＦＭ変調でき
るという利点がある。
以上説明したように、本発明によれば、電源電圧を低下
でき、低電力化・ＩＣチップザサイズ小型化をはかれる
とともに、少ない周辺部品で精度のよいＦＭ変調器を実
現できる。
でき、低電力化・ＩＣチップザサイズ小型化をはかれる
とともに、少ない周辺部品で精度のよいＦＭ変調器を実
現できる。
第１図は従来のＦＭ変調器のブロック図、第２図はＦＭ
変調器の入力信号を説明する波形図、第６図は従来のＦ
Ｍ変調器の回路図、第４図は従来のＦＭ変調器の動作波
形図、第５図は本発明の一実施例を示す回路図、第６図
は本発明の他の実施例を示す回路図である。 １・・・非安定マルチバイブレータ、 ４・・・入力端子信号、 ５ 、５０ 、５６９５７ 、６１ 、６２・・・調整
用外付抵抗、３６・・・集積化容量、 ５７・・・ＰＮＰ ）ランジスタ、 ３８・・・ＮＰＮトランジスタ。 ｔｌｌＩｆｆｌ ｆ２肥 オ斗固
変調器の入力信号を説明する波形図、第６図は従来のＦ
Ｍ変調器の回路図、第４図は従来のＦＭ変調器の動作波
形図、第５図は本発明の一実施例を示す回路図、第６図
は本発明の他の実施例を示す回路図である。 １・・・非安定マルチバイブレータ、 ４・・・入力端子信号、 ５ 、５０ 、５６９５７ 、６１ 、６２・・・調整
用外付抵抗、３６・・・集積化容量、 ５７・・・ＰＮＰ ）ランジスタ、 ３８・・・ＮＰＮトランジスタ。 ｔｌｌＩｆｆｌ ｆ２肥 オ斗固
Claims (1)
- ベースが交流的に接地された第１のトランジスタと、第
１と反転導電形でベースが交流的に接地された第２のト
ランジスタと、非安定マルチバイブレータとを有し、該
第１のトランジスタもしくは該第２のトランジスタのエ
ミッタに抵抗を介して信号を入力し、該第１のトランジ
スタのコレクタと該第２のトランジスタのコレクタと該
非安定マルチバイブレータの入力部とを接続したことを
特徴とする集積化ＦＭ変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57130329A JPS5922492A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 集積化ｆｍ変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57130329A JPS5922492A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 集積化ｆｍ変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5922492A true JPS5922492A (ja) | 1984-02-04 |
| JPH0570962B2 JPH0570962B2 (ja) | 1993-10-06 |
Family
ID=15031750
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57130329A Granted JPS5922492A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 集積化ｆｍ変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5922492A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60150865U (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-07 | 三洋電機株式会社 | 周波数及び周波数偏移調整回路 |
| JPS6277562U (ja) * | 1985-11-05 | 1987-05-18 | ||
| JPH04210537A (ja) * | 1990-12-14 | 1992-07-31 | Masaaki Koishi | 供給量指示器付給餌機 |
| US6016169A (en) * | 1995-11-30 | 2000-01-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Electronically programmable frequency modulation circuits and related methods |
-
1982
- 1982-07-28 JP JP57130329A patent/JPS5922492A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60150865U (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-07 | 三洋電機株式会社 | 周波数及び周波数偏移調整回路 |
| JPS6277562U (ja) * | 1985-11-05 | 1987-05-18 | ||
| JPH04210537A (ja) * | 1990-12-14 | 1992-07-31 | Masaaki Koishi | 供給量指示器付給餌機 |
| US6016169A (en) * | 1995-11-30 | 2000-01-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Electronically programmable frequency modulation circuits and related methods |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0570962B2 (ja) | 1993-10-06 |
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