JPH0578272B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0578272B2 JPH0578272B2 JP17872587A JP17872587A JPH0578272B2 JP H0578272 B2 JPH0578272 B2 JP H0578272B2 JP 17872587 A JP17872587 A JP 17872587A JP 17872587 A JP17872587 A JP 17872587A JP H0578272 B2 JPH0578272 B2 JP H0578272B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- error amplifier
- circuit
- comparator
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、広範囲の出力電圧を効率良く、低リ
ツプルで安定に制御して出力することのできる電
圧制御装置に関するものである。
ツプルで安定に制御して出力することのできる電
圧制御装置に関するものである。
例えば、標準電圧発生器等においては高安定で
かつ広範囲の電圧制御を必要とする。このような
電圧制御装置として、シリーズ・レギユレータ或
いはDC／DCコンバータ方式が知られている。
かつ広範囲の電圧制御を必要とする。このような
電圧制御装置として、シリーズ・レギユレータ或
いはDC／DCコンバータ方式が知られている。
しかし、シリーズ・レギユレータ方式では入力
電圧以上の出力は得られない。一方、DC／DCコ
ンバータは、直流入力をスイツチングしてトラン
スで昇圧した後整流・平滑するようにしているの
で、入力電圧以上の直流高電圧を容易に取り出す
ことが出来るという利点がある反面、整流・平滑
した出力を直接取り出すようにしている為に原理
的にリツプルが残り、シリーズ・レギユレータに
よる直結制御方式に比して応答が劣る。更に、
DC／DCコンバータでは出力制御の為に、帰還量
もシリーズ・レギユレータ方式ほど十分に取れ
ず、出力安定度の点で標準電圧発生器として要求
されるレベルに対して不十分である。
電圧以上の出力は得られない。一方、DC／DCコ
ンバータは、直流入力をスイツチングしてトラン
スで昇圧した後整流・平滑するようにしているの
で、入力電圧以上の直流高電圧を容易に取り出す
ことが出来るという利点がある反面、整流・平滑
した出力を直接取り出すようにしている為に原理
的にリツプルが残り、シリーズ・レギユレータに
よる直結制御方式に比して応答が劣る。更に、
DC／DCコンバータでは出力制御の為に、帰還量
もシリーズ・レギユレータ方式ほど十分に取れ
ず、出力安定度の点で標準電圧発生器として要求
されるレベルに対して不十分である。
本発明は、シリーズ・レギユレータ及びDC／
DCコンバータが有する上記のような問題点を解
決し、以て標準電圧発生器等に用いて好適な電圧
制御装置を簡単な構成によつて得たものである。
DCコンバータが有する上記のような問題点を解
決し、以て標準電圧発生器等に用いて好適な電圧
制御装置を簡単な構成によつて得たものである。
本発明は上記の目的を達成するために、可変の
基準電圧と出力回路より得られる帰還電圧との差
を増幅する誤差増幅器よりなり、出力電圧を基準
電圧に比例して制御する電圧制御回路、及び、 前記誤差増幅器の出力をコンパレータの入力と
しこの入力が設定電圧を越えると開閉されるトラ
ンジスタスイツチにその一次側が接続された昇圧
用変圧器の二次側出力を整流して得られる高圧直
流電圧を制御してなり、この高圧直流電圧を前記
電圧制御回路の出力に加算して前記出力回路より
取出すようにした直流−直流コンバータとで構成
したものである。以下、実施例について詳細に説
明する。
基準電圧と出力回路より得られる帰還電圧との差
を増幅する誤差増幅器よりなり、出力電圧を基準
電圧に比例して制御する電圧制御回路、及び、 前記誤差増幅器の出力をコンパレータの入力と
しこの入力が設定電圧を越えると開閉されるトラ
ンジスタスイツチにその一次側が接続された昇圧
用変圧器の二次側出力を整流して得られる高圧直
流電圧を制御してなり、この高圧直流電圧を前記
電圧制御回路の出力に加算して前記出力回路より
取出すようにした直流−直流コンバータとで構成
したものである。以下、実施例について詳細に説
明する。
〔実施例〕
第１図は本発明装置の一実施例の接続図であ
る。図において、foの矩形波パルス、Ｇはゲー
ト、COPはコンパレータ、Ecはこのコンパレー
タの設定電圧を示すものである。コンパレータ
COPはこれに入力される電圧Ｖ１と設定電圧Ec
とを比較し、Ｖ１＞Ecでその出力は“Ｈ”レベ
ルとなり、このとき矩形波パルスfoがゲートＧを
通過する。ＱはゲートＧを通過した矩形波パルス
foの繰返し周期でオン・オフされるトランジス
タ、PTはオン・オフ信号を昇圧するトランス、
Ｄ１，Ｃ１は整流回路REを構成するダイオード
及びキヤパシタである。昇圧トランスPTの一次
巻線Ｎ１はトランジスタＱに直列に接続され、二
次巻線Ｎ２にはダイオードＤ１及びキヤパシタＣ
１が接続されている。Ｏ１，Ｏ２は出力端子で、
出力端子Ｏ２は基準電位点COMに接続されてい
る。RLは負荷、Rvは出力端子Ｏ１，Ｏ２より得
られる出力電圧Eoを分圧比βで分圧する分圧抵
抗器、Ａ１は誤差増幅器、Erはその値が可変可
能な基準電圧である。誤差増幅器Ａ１は基準電圧
Erと出力電圧Eoの分圧電圧βEoとを比較し、そ
の差分を増幅する。誤差増幅器Ａ１の出力電圧を
Ｖ１とすると、電圧Ｖ１は前記したコンパレータ
COPに加えられてその設定電圧Ecと比較される
と共に、整流回路REにおいてキヤパシタＣ１に
より得られる直流の高電圧Ｖ２に加算される。こ
のような構成において、その動作を第２図の波形
図を用いて説明すると次の如くなる。
る。図において、foの矩形波パルス、Ｇはゲー
ト、COPはコンパレータ、Ecはこのコンパレー
タの設定電圧を示すものである。コンパレータ
COPはこれに入力される電圧Ｖ１と設定電圧Ec
とを比較し、Ｖ１＞Ecでその出力は“Ｈ”レベ
ルとなり、このとき矩形波パルスfoがゲートＧを
通過する。ＱはゲートＧを通過した矩形波パルス
foの繰返し周期でオン・オフされるトランジス
タ、PTはオン・オフ信号を昇圧するトランス、
Ｄ１，Ｃ１は整流回路REを構成するダイオード
及びキヤパシタである。昇圧トランスPTの一次
巻線Ｎ１はトランジスタＱに直列に接続され、二
次巻線Ｎ２にはダイオードＤ１及びキヤパシタＣ
１が接続されている。Ｏ１，Ｏ２は出力端子で、
出力端子Ｏ２は基準電位点COMに接続されてい
る。RLは負荷、Rvは出力端子Ｏ１，Ｏ２より得
られる出力電圧Eoを分圧比βで分圧する分圧抵
抗器、Ａ１は誤差増幅器、Erはその値が可変可
能な基準電圧である。誤差増幅器Ａ１は基準電圧
Erと出力電圧Eoの分圧電圧βEoとを比較し、そ
の差分を増幅する。誤差増幅器Ａ１の出力電圧を
Ｖ１とすると、電圧Ｖ１は前記したコンパレータ
COPに加えられてその設定電圧Ecと比較される
と共に、整流回路REにおいてキヤパシタＣ１に
より得られる直流の高電圧Ｖ２に加算される。こ
のような構成において、その動作を第２図の波形
図を用いて説明すると次の如くなる。
コンパレータCOPは第２図イに示す設定電圧
Ecと第２図ロに示す誤差増幅器Ａ１の出力電圧
Ｖ１とを比較し、Ｖ１＞EcのときCOPの出力は
“Ｈ”レベルとなり、第２図ハに示す矩形波パル
スfoがゲートＧを通過し、トランジスタＱをオ
ン・オフさせる。その結果、昇圧トランスPTの
二次巻線Ｎ２には高電圧が発生し、この高電圧は
ダイオードＤ１で整流されたのちキヤパシタＣ１
でろ波され、第２図ニの如く直流高電圧Ｖ２とな
る。このような直流高電圧Ｖ２に誤差増幅器Ａ１
の発生電圧Ｖ１が加算され、第２図ヘに示す如く
出力電圧Eoとして端子Ｏ１，Ｏ２より取出され
る。これと共に出力電圧Eoは端子Ｏ１，Ｏ２間
に接続された分圧抵抗器Rvで分圧される。この
分圧電圧βEoは誤差増幅器Ａ１において第２図ホ
で示す基準電圧Erとの差電圧（誤差電圧）がと
られ、この差分を増幅した出力Ｖ１が前記したよ
うに直流高電圧Ｖ２に加算される。このとき、誤
差増幅器Ａ１のゲインが十分に大であれば差分
（誤差電圧）は零に近ずき、分圧電圧βEoが基準
電圧Erと等しくなるように出力電圧Eoが制御さ
れるが、制御しようとする出力電圧Eoの大、小
により、以下に示す２つの動作モードがある。
Ecと第２図ロに示す誤差増幅器Ａ１の出力電圧
Ｖ１とを比較し、Ｖ１＞EcのときCOPの出力は
“Ｈ”レベルとなり、第２図ハに示す矩形波パル
スfoがゲートＧを通過し、トランジスタＱをオ
ン・オフさせる。その結果、昇圧トランスPTの
二次巻線Ｎ２には高電圧が発生し、この高電圧は
ダイオードＤ１で整流されたのちキヤパシタＣ１
でろ波され、第２図ニの如く直流高電圧Ｖ２とな
る。このような直流高電圧Ｖ２に誤差増幅器Ａ１
の発生電圧Ｖ１が加算され、第２図ヘに示す如く
出力電圧Eoとして端子Ｏ１，Ｏ２より取出され
る。これと共に出力電圧Eoは端子Ｏ１，Ｏ２間
に接続された分圧抵抗器Rvで分圧される。この
分圧電圧βEoは誤差増幅器Ａ１において第２図ホ
で示す基準電圧Erとの差電圧（誤差電圧）がと
られ、この差分を増幅した出力Ｖ１が前記したよ
うに直流高電圧Ｖ２に加算される。このとき、誤
差増幅器Ａ１のゲインが十分に大であれば差分
（誤差電圧）は零に近ずき、分圧電圧βEoが基準
電圧Erと等しくなるように出力電圧Eoが制御さ
れるが、制御しようとする出力電圧Eoの大、小
により、以下に示す２つの動作モードがある。
即ち、
(a) 出力電圧Eoを低い値に制御しようとする場
合には、電圧Ｖ１の値が低く、Ｖ１＜Ec−eh
（ehはコンパレータCOPのヒステリシス幅）の
状態においてはコンパレータCOP及びゲート
Ｇよりなるスツチング回路は作動せず、この電
圧Ｖ１はダイオードＤ２を通して出力電圧Eo
として取り出され、第３図に示す如く誤差増幅
器Ａ１のみで出力電圧Eoが制御される。なお
第３図においてＶは電池電源である。
合には、電圧Ｖ１の値が低く、Ｖ１＜Ec−eh
（ehはコンパレータCOPのヒステリシス幅）の
状態においてはコンパレータCOP及びゲート
Ｇよりなるスツチング回路は作動せず、この電
圧Ｖ１はダイオードＤ２を通して出力電圧Eo
として取り出され、第３図に示す如く誤差増幅
器Ａ１のみで出力電圧Eoが制御される。なお
第３図においてＶは電池電源である。
(b) 出力電圧Eoを大きな値に制御しようとする
と、誤差増幅器Ａ１の出力Ｖ１の値が大きく、
Ｖ１＞Ecになると、コンパレータCOPとトラ
ンジスタＱよりスイツチング回路が作動し、出
力電圧EoはＶ１＋Ｖ２で制御される。スイツ
チング動作の作動制御はコンパレータCOPの
ヒステリシス幅ehの範囲で作動、停止をくり
返す。その結果、電圧Ｖ１は定常状態では第２
図ロに示す如くEc〜Ec−ehのレベルに留まる。
このレベルを越える出力はスイツチング回路よ
り供給されることになる。即ち、電圧Ｖ１はＶ
２に加算され、第２図ヘに示す如くその加算さ
れた出力電圧Eoは基準電圧Erに比例して制御
されることになる。
と、誤差増幅器Ａ１の出力Ｖ１の値が大きく、
Ｖ１＞Ecになると、コンパレータCOPとトラ
ンジスタＱよりスイツチング回路が作動し、出
力電圧EoはＶ１＋Ｖ２で制御される。スイツ
チング動作の作動制御はコンパレータCOPの
ヒステリシス幅ehの範囲で作動、停止をくり
返す。その結果、電圧Ｖ１は定常状態では第２
図ロに示す如くEc〜Ec−ehのレベルに留まる。
このレベルを越える出力はスイツチング回路よ
り供給されることになる。即ち、電圧Ｖ１はＶ
２に加算され、第２図ヘに示す如くその加算さ
れた出力電圧Eoは基準電圧Erに比例して制御
されることになる。
第１図は電圧制御方式の回路であるが、第４図
はこれを電流制御方式にした場合の本発明の実施
例の回路図で、第１図と同一部分は第１図と同一
符号を付してそれらの再説明は省略する。第４図
において、Rsは抵抗器で、出力端子Ｏ２と共通
電位点COMとの間に接続されている。出力端子
Ｏ２と抵抗器Rsの接続点は誤差増幅器Ａ１に接
続されている。
はこれを電流制御方式にした場合の本発明の実施
例の回路図で、第１図と同一部分は第１図と同一
符号を付してそれらの再説明は省略する。第４図
において、Rsは抵抗器で、出力端子Ｏ２と共通
電位点COMとの間に接続されている。出力端子
Ｏ２と抵抗器Rsの接続点は誤差増幅器Ａ１に接
続されている。
このような構成の第４図の回路においては、第
１図と同様にＶ１＞Ecのときスイツチング回路、
即ち直流（DC）−直流（DC）コンバータが動作
して直流高電圧Ｖ２が得られ、この電圧Ｖ２とＶ
１の加算電圧が負荷RLに供給される。この加算
電圧によつて負荷RLを流れる電流により、抵抗
器Rsには電圧降下Vsが生じ、このVsは誤差増幅
器Ａ１に加えられて基準電圧Erとの差電圧が零
に近ずくように制御される。Ｖ１＜Ecのときス
イツチング回路の作動は停止し、出力電圧Eoは
誤差増幅器Ａ１によつて制御される。
１図と同様にＶ１＞Ecのときスイツチング回路、
即ち直流（DC）−直流（DC）コンバータが動作
して直流高電圧Ｖ２が得られ、この電圧Ｖ２とＶ
１の加算電圧が負荷RLに供給される。この加算
電圧によつて負荷RLを流れる電流により、抵抗
器Rsには電圧降下Vsが生じ、このVsは誤差増幅
器Ａ１に加えられて基準電圧Erとの差電圧が零
に近ずくように制御される。Ｖ１＜Ecのときス
イツチング回路の作動は停止し、出力電圧Eoは
誤差増幅器Ａ１によつて制御される。
第５図は本発明の更に別の実施例の回路図であ
る。第１図及び第４図では誤差増幅器で制御され
る電圧制御回路を「Ａ１」で示したが、第１図及
び第４図に示す定電圧及び定電流方式とも第５図
に示す如く誤差増幅器Ａ１の出力端にトランジス
タＱ１，Ｑ２を従属的に接続し、Ｑ２のコレクタ
電極をコンパレータCOPとキヤパシタＣ１に接
続すると共に、エミツタ電極に＋Ｖの電源を加え
るようにしてもよい。このように構成した第５図
の回路においては第１図、第４図の如く電圧Ｖ１
の負側の飽和が無く、出力の設定値を下げた場合
の出力応答特性が改善される。
る。第１図及び第４図では誤差増幅器で制御され
る電圧制御回路を「Ａ１」で示したが、第１図及
び第４図に示す定電圧及び定電流方式とも第５図
に示す如く誤差増幅器Ａ１の出力端にトランジス
タＱ１，Ｑ２を従属的に接続し、Ｑ２のコレクタ
電極をコンパレータCOPとキヤパシタＣ１に接
続すると共に、エミツタ電極に＋Ｖの電源を加え
るようにしてもよい。このように構成した第５図
の回路においては第１図、第４図の如く電圧Ｖ１
の負側の飽和が無く、出力の設定値を下げた場合
の出力応答特性が改善される。
以上説明したように、電池駆動で例えばキヤリ
ブレータ（標準電圧発生器）を構成するような場
合、本発明によれば比較的簡単な構成で、設定電
圧、即ち出力電圧Eoが低いときには電池の電源
より直接安定に出力を制御することができる。こ
れはシリーズレギユレータと等価である。又、出
力電圧Eoの設定が高い場合には自動的にスイツ
チング回路よりなるDC／DCコンバータが動作す
る。これにより、直流の低電圧から高電圧まで連
続した出力電圧を得ることができる。このDC／
DCコンバータの動作時に整流・平滑した出力電
圧Ｖ２には一般のDC／DCコンバータのようにリ
ツプルを含んでいる。しかし、本発明の装置にお
いては、整流・平滑した出力Ｖ２を出力電圧Ｖ２
として取り出すと共に、誤差増幅器Ａ１に帰還す
るように構成しているので、この誤差増幅器部分
でそのリツプルが打ち消され、出力電圧Eoには
リツプルが表れないようになつている。
ブレータ（標準電圧発生器）を構成するような場
合、本発明によれば比較的簡単な構成で、設定電
圧、即ち出力電圧Eoが低いときには電池の電源
より直接安定に出力を制御することができる。こ
れはシリーズレギユレータと等価である。又、出
力電圧Eoの設定が高い場合には自動的にスイツ
チング回路よりなるDC／DCコンバータが動作す
る。これにより、直流の低電圧から高電圧まで連
続した出力電圧を得ることができる。このDC／
DCコンバータの動作時に整流・平滑した出力電
圧Ｖ２には一般のDC／DCコンバータのようにリ
ツプルを含んでいる。しかし、本発明の装置にお
いては、整流・平滑した出力Ｖ２を出力電圧Ｖ２
として取り出すと共に、誤差増幅器Ａ１に帰還す
るように構成しているので、この誤差増幅器部分
でそのリツプルが打ち消され、出力電圧Eoには
リツプルが表れないようになつている。
しかも、この誤差増幅器Ａ１のゲインを十分大
きく取ることで不安定要素が取り除かれ、安定し
た出力を取り出すことができる。更に、応答は誤
差増幅器Ａ１がカバーする範囲内では即応となる
等、スイツチング・昇圧・整流回路と誤差増幅器
Ａ１の複合構成とした本発明においては、高安定
で、且つ広範囲の電圧制御を必要とする標準電圧
発生器に用いて極めて好適な電圧制御装置を簡単
な構成によつて得ることができる。
きく取ることで不安定要素が取り除かれ、安定し
た出力を取り出すことができる。更に、応答は誤
差増幅器Ａ１がカバーする範囲内では即応となる
等、スイツチング・昇圧・整流回路と誤差増幅器
Ａ１の複合構成とした本発明においては、高安定
で、且つ広範囲の電圧制御を必要とする標準電圧
発生器に用いて極めて好適な電圧制御装置を簡単
な構成によつて得ることができる。
第１図は本発明に係る装置の一実施例の接続
図、第２図は第１図装置の動作を説明する為の波
形図、第３図は第１図装置の動作を説明する為の
図、第４図及び第５図は夫々本発明装置の他の実
施例の接続図である。 Ａ１……誤差増幅器、Er……基準電圧、Rv…
…分圧抵抗器、COP……コンパレータ、Ec……
設定電圧、Ｑ……トランジスタ、PT……変圧器、
Ｃ１……キヤパシタ、Ｄ１，Ｄ２……ダイオー
ド。
図、第２図は第１図装置の動作を説明する為の波
形図、第３図は第１図装置の動作を説明する為の
図、第４図及び第５図は夫々本発明装置の他の実
施例の接続図である。 Ａ１……誤差増幅器、Er……基準電圧、Rv…
…分圧抵抗器、COP……コンパレータ、Ec……
設定電圧、Ｑ……トランジスタ、PT……変圧器、
Ｃ１……キヤパシタ、Ｄ１，Ｄ２……ダイオー
ド。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 可変の基準電圧と出力回路より得られる帰還
電圧との差を増幅する誤差増幅器を有し、出力電
圧を基準電圧に比例して制御する電圧制御回路、 前記誤差増幅器の出力をコンパレータの入力と
しこの入力がコンパレータの設定電圧を越えると
開閉されるトランジスタスイツチを有し、このト
ランジスタスイツチにその一次側が接続された昇
圧用変圧器の二次側出力を整流して得られる高圧
直流電圧を制御してなり、この高圧直流電圧に前
記電圧制御回路の出力を加算して前記出力回路よ
り取出すようにした直流−直流コンバータ、 とで構成した電圧制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17872587A JPS6423763A (en) | 1987-07-17 | 1987-07-17 | Voltage controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17872587A JPS6423763A (en) | 1987-07-17 | 1987-07-17 | Voltage controller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6423763A JPS6423763A (en) | 1989-01-26 |
| JPH0578272B2 true JPH0578272B2 (ja) | 1993-10-28 |
Family
ID=16053480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17872587A Granted JPS6423763A (en) | 1987-07-17 | 1987-07-17 | Voltage controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6423763A (ja) |
-
1987
- 1987-07-17 JP JP17872587A patent/JPS6423763A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6423763A (en) | 1989-01-26 |
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