JPH0614497Y2 - マルチ定電流源回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この考案は、複数個の電流作動回路に接続され、択一的
に選択されて前記各々の電流作動回路に電流を供給する
ことができるマルチ定電流源回路に関するものである。

〔考案の概要〕

本考案のマルチ定電流源回路は、Ｎ個のコントロール入
力に対応して、電流Ｉ_０，ｎＩ_０の電流源となるトラン
ジスタ対がＮ組設けられ、電流ｎＩ_０の電流源となるＮ
個のトランジスタは、エミッタが抵抗Ｒに共通接続さ
れ、第１のトランジスタ群を形成し、電流Ｉ_０の電流源
となるＮ個のトランジスタはエミッタが抵抗ｎＲに共通
接続され、かつコレクタも共通接続されて第２のトラン
ジスタ群を形成するものであって、コントロール入力に
従ってＮ組の中から１組のトランジスタ対が選択され１
つの電流作動回路に対する定電流源回路となるようにし
たものである。そして、このときの電流Ｉ_０．ｎＩ_０の
比は、抵抗Ｒ，ｎＲによって決定されるものである。

これによって、電流Ｉ_０，ｎＩ_０の出力精度の向上，電
流出力端子の動作下限電圧及びオフセット電圧の低下を
達成することができる。

〔従来の技術〕

まず、図面に基づいて従来の技術を説明する。

第５図は抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁，及びＲ₁₂，Ｒ₁₃に負帰還を加
えている２個の増幅器Ａ_１，Ａ_２をスイッチＳによって
切り換え、２つの入力信号Ｖ_in1及びＶ_in2の出力を選択
的に出力電圧Ｖ_０とするスイッチ付アンプの一例を示す
ものであり、例えばこのスイッチ付アンプをＩＣ回路に
おいて実現する場合は、第６図（ａ）に示すように構成
して入力段である差動対の定電流源を切り換える手段が
一般的に用いられている。

この第６図（ａ）において、３０Ａは第１の増幅器Ａ_１
を構成するトランジスタＱ₃₅，Ｑ₃₆からなる入力差動
対、３０Ｂは同じく第２の増幅器Ａ_２を構成するトラン
ジスタＱ₃₇，Ｑ₃₈からなる第２の入力差動対であり、一
点鎖線で囲った３１は前記第１及び第２の差動対３０
Ａ，３０Ｂに対して電流を供給するための切換電流源回
路を示し、２Ｉ_０の電流源３２と、Ｉ_０の電流源３３及
びスイッチ部３４を備えている。

なお、電流源３３はカレントミラー回路を構成するトラ
ンジスタＱ₃₉，Ｑ₄₀の電流Ｉ_０を供給するものであり、
トランジスタＱ₄₁はフィードバックをかけるための出力
トランジスタを示す。

上記した切換電流源回路３１は、第６図（ｂ）に示され
る回路によって実現される。

すなわち、トランジスタＱ₃₁及び抵抗Ｒによって電流２
Ｉ_０の電流源３２が構成され、また、トランジスタＱ₃₂
及び抵抗２Ｒによって電流Ｉ_０の電流源３３が構成さ
れ、電流源３２は、コントロール入力電圧Ｖ_C1，Ｖ_C2に
対応してトランジスタＱ₃₃あるいはＱ₃₄の一方が作動す
ることにより、前述した第１の差動対３０Ａあるいは第
２の差動対３０Ｂの一方に接続されることになる。

ところで、この第６図（ｂ）の回路ではトランジスタＱ
₃₃（Ｑ₃₄）とＱ₃₁が直列に接続されているため作動電圧
Ｖ_CCが低い場合は、この切換電源に接続されている入力
差動対が十分に動作しないという問題がある。

そこで、第７図に示されるように、電流源自体を切り換
える方法が考えられる。

この回路で、５０Ａ，５０Ｂは第１及び第２の差動対、
一点鎖線で囲った５１が定電流源回路に相当し、５２，
５３は電流２Ｉ_ｒ，Ｉ_ｒの電流源を示す。

この回路では、コントロール入力電圧Ｖ_C1，Ｖ_C2に対応
してトランジスタＱ₆₃，Ｑ₆₄をスイッチングすると、ト
ランジスタＱ₅₁とＱ₅₄、あるいはトランジスタＱ₅₂とＱ
₅₅のどちらか１組がオンとなることにより、電流源５２
からの電流２Ｉ_ｒはカレントミラー効果によって第１の
差動対５０Ａあるいは第２の差動対５０Ｂの一方に電流
２Ｉ_０として伝達されるようになされており、また、電
流Ｉ_０は電流源５３の電流Ｉ_ｒをカレントミラー回路で
供給することができる。

〔考案が解決しようとする問題点〕

このように、切り換え可能な定電流源回路としては、第
６図で示したものと第７図で示したものが考えられる
が、第６図で示した回路は抵抗Ｒ，２Ｒによって電流Ｉ
_０，２Ｉ_０の比が決定されるため、この電流比の精度は
比較的良好に保たれるが、トランジスタＱ₃₁，Ｑ₃₂のバ
イアス電圧が独立に必要なため、コントロール入力電圧
範囲の下限は制限をうけてしまい、電流出力端子の動作
下限電圧を下げることは難しく、低電圧機器に利用する
場合等に適当でない。

一方、第７図に示される回路では、比較的低い電源電圧
にも対応可能となるが、基準となる電流２Ｉ_ｒ，Ｉ_ｒが
カレントミラーで伝達されて２Ｉ_０，Ｉ_０となるため、
２Ｉ_ｒから２Ｉ_０，及びＩ_ｒからＩ_０への変換時に誤差
が生じ、２Ｉ_０とＩ_０の電流比の精度が悪くなり、これ
が出力オフセット電圧の増大につながって好ましくな
い。

〔問題点を解決するための手段〕

本考案は上記の問題点にかんがみてなされたもので、Ｎ
個のコントロール入力（電流作動回路）それぞれに対応
する電流Ｉ_０及びｎＩ_０の電流源となるトランジスタ対
を切換可能に設け、さらに、電流ｎＩ_０の電流源となる
第１のトランジスタ群のＮ個のトランジスタのエミッタ
を抵抗Ｒに共通接続し、Ｉ_０の電流源となる第２のトラ
ンジスタ群のＮ個のトランジスタのエミッタを抵抗ｎＲ
に共通接続したものである。

〔作用〕

このように構成することにより、ある１つの電流作動回
路を作動させるために、１つのコントロール入力が供給
された場合、電流Ｉ_０，ｎＩ_０の比は抵抗Ｒ，ｎＲによ
って決定される。またコントロール入力電圧によって、
電流源となるトランジスタ対のバイアス電圧を供給でき
る。

〔実施例〕

第１図（ａ）は本考案を利用した回路の一実施例を示す
もので、２個の電流作動回路に対応するものである。

図中、一点鎖線で囲った１の部分が本考案のマルチ定電
流源回路に相当し、２つのコントロール入力電圧
（Ｖ_C1，Ｖ_C2）に対応する構成となっている。

すなわち、トランジスタＱ_１とＱ_３がＶ_C2に対応するト
ランジスタ対となり、トランジスタＱ_３とＱ_４がＶ_C1に
対応するトランジスタ対となって、各コントロール入力
電圧が供給されると、電流２Ｉ_０，及びＩ_０の電流源と
して作用する。

さらに電流２Ｉ_０の電流源となるトランジスタＱ_１及び
Ｑ_２はエミッタが共通に抵抗Ｒに接続されて第１のトラ
ンジスタ群を形成し、また、電流Ｉ_０の電流源であるト
ランジスタＱ_３及びＱ_４はコレクタが共通接続されると
共に、エミッタは共通に抵抗２Ｒに接続され、第２のト
ランジスタ群を形成している。そして、この第２のトラ
ンジスタ群のコレクタは、トランジスタＱ₁₄，Ｑ₁₅から
なるカレントミラー回路に接続され、電流Ｉ_０が伝達さ
れる。

２Ａ，２Ｂは差動アンプ等の電流作動回路を示し、それ
ぞれトランジスタＱ₁₀，Ｑ₁₁及びＱ₁₂，Ｑ₁₃から成って
いる。

トランジスタＱ₁₆はフィードバックをかけるための出力
トランジスタを示す。

なお、トランジスタＱ_１及びＱ_２のエミッタは、それぞ
れ、トランジスタＱ_３，Ｑ_４との接合電圧（Ｖ_BE）とな
るように、そのＰＮ接合面積が２倍とされている。

ここで、コントロール入力電圧Ｖ_C1が“Ｈ”レベル、Ｖ
_C2が“Ｌ”レベルとなって入力されると、トランジスタ
Ｑ_２及びＱ_４がオン状態となり、トランジスタＱ_１，及
びＱ_３がオフ状態となる。このとき、マルチ定電流源回
路１は、第１図（ｂ）に示す等価回路として表わすこと
のできる状態となる。

すなわち、コントロール入力電圧Ｖ_C1に従ってトランジ
スタＱ_２，Ｑ_４が電流源として作用し、しかも、抵抗
Ｒ，２Ｒによって出力電流は２Ｉ_０，Ｉ_０となる。そし
て電流２Ｉ_０は差動アンプ２Ａに供給され、差動アンプ
２Ａが作動し、電圧Ｖ_０が出力されることになる。

逆に、コントロール入力電圧Ｖ_C1が“Ｌ”レベルでＶ_C2
が“Ｈ”レベルのときは、その等価回路は第１図（ｃ）
で示されるようになり、トランジスタＱ_１，Ｑ_３がオン
状態となり、差動アンプ２Ｂが作動し、電圧Ｖ_０が出力
される。

この回路では、前述したように、抵抗Ｒ，２Ｒの比によ
って電流Ｉ_０，２Ｉ_０が決定されるため、Ｖ_C1あるいは
Ｖ_C2の“Ｈ”電圧がばらついても抵抗Ｒ及び２Ｒの抵抗
比はＩＣ基板上で一定の比とされているので、電流比が
ばらつくことは少なく、従ってオフセット電圧も小さく
なって、スイッチ回路としての特性も向上する。また、
電流Ｉ_０を独立につくる回路も不必要となり、素子数も
従来に比べて減少させることができる。

さらに、第６図に示した回路のように、コントロール入
力電圧とは別にバイアス電圧をかける必要もなく、コン
トロール入力電圧の下限を拡張することも可能となり、
電流出力端子の動作電圧を下げたい場合にも有効であ
る。

第２図（ａ）は、差動アンプ等の電流作動回路が４つの
場合を示したものであり、１Ａは本考案のマルチ定電流
源回路、２Ａ〜２Ｄは差動アンプ等の電流作動回路を示
す。

この場合も、各コントロール入力電圧（Ｖ_C1〜Ｖ_C4）に
対応して、トランジスタ対（Ｑ₂₁，Ｑ₂₅），（Ｑ₂₂，Ｑ
₂₆），（Ｑ₂₃，Ｑ₂₇），（Ｑ₂₄，Ｑ₂₈）を設け、さら
に、第１のトランジスタ群となるＱ₂₁〜Ｑ₂₄のエミッタ
を抵抗Ｒに共通接続し、第２のトランジスタ群となるＱ
₂₅〜Ｑ₂₈のエミッタを抵抗２Ｒに共通接続，及びコレク
タを共通接続することによって、第１図の２入力の場合
と同様の効果を得ることができる。

例えば、コントロール入力電圧Ｖ_C1が“Ｈ”レベルで、
Ｖ_C2〜Ｖ_C4が“Ｌ”レベルのときは、Ｑ₂₁，Ｑ₂₅のみが
オン状態となり、抵抗Ｒ，２Ｒによって電流比が決定さ
れ、電流２Ｉ_０が差動アンプ２Ａに供給されて、電圧Ｖ
_０が出力される。この時のマルチ定電流源回路１Ａは、
第２図（ｂ）に等価回路として示されることになる。

なお、電流比は第１及び第２のトランジスタ群の各エミ
ッタが接続された２つの抵抗の抵抗比によって決定され
るため、この抵抗比ｎを変えることによって電流比を変
えることができる。

例えば、第３図（ａ），（ｂ）に示されるように、第２
のトランジスタ群の接続される抵抗をｎＲとすることに
より、各差動アンプへ送られる電流をＩ_０に対して所定
の係数ｎをもったｎＩ_０とすることができ、また、第１
のトランジスタ群に接続される抵抗をｎＲとし、第２の
トランジスタ群に接続れる抵抗をＲとすることにより、
電流Ｉ_０／ｎを出力することもできる。

なお、ここまでの実施例では、ＮＰＮ型のトランジスタ
による電流源を用いて説明してきたが、第４図に示され
るような、ＰＮＰ型のトランジスタによる電流源を使用
しても良いことはいうまでもない。

又、このマルチ定電流源回路によって選択される電流作
動回路は差動増幅器に限ることなく掛算器、又は発振回
路であってもよい。

〔考案の効果〕

以上説明したように、本考案のマルチ定電流源回路は、
抵抗Ｒ，ｎＲによって電流比が決定されるため、電流比
のばらつきが少なく、オフセット電圧も小さくすること
ができるという効果がある。又、電流出力端子の動作電
圧を下げたい時にも制限は少なくなり、低電圧機器への
利用性も拡張されるという効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ），（ｂ），（ｃ）は本考案の一実施例を示
す回路図、第２図（ａ），（ｂ）は本考案の他の実施例
を示す回路図、第３図（ａ），（ｂ）は本考案による電
流比設定の説明のための回路図、第４図は本考案でＰＮ
Ｐ型トランジスタを利用した時の回路図、第５図はスイ
ッチ付アンプの回路図、第６図（ａ），（ｂ）は一従来
例を示す回路図、第７図は他の従来例を示す回路図であ
る。 図中、１Ａはマルチ定電流源回路、２Ａ〜２Ｄは差動ア
ンプを示す。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】エミッタが第１の抵抗の一端に共通接続さ
   れ、そのコレクタが複数の電流作動回路に接続されてい
   る複数の第１の電流源トランジスタと，エミッタが第２
   の抵抗の一端に共通に接続され、そのコレクタが共通接
   続されている複数の第２の電流源トランジスタを備え、
   前記第１の抵抗の他端及びと第２の抵抗の他端を接地
   し、前記複数の電流作動回路の各々に接続されている前
   記複数の第１の電流源トランジスタと、該複数の第１の
   電流源トランジスタのそれぞれと対応して制御される前
   記複数の第２の電流源トランジスタのそれぞれのベース
   電極を接続して複数の共通入力とすると共に、この共通
   入力に前記電流作動回路を選択して動作させるコントロ
   ール信号が供給されることを特徴とするマルチ定電流源
   回路。