JPH0767279B2

JPH0767279B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0767279B2
Application number: JP60233327A
Authority: JP
Inventors: 茂田中; 進多田隈
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-21
Filing date: 1985-10-21
Publication date: 1995-07-19
Anticipated expiration: 2010-07-19
Also published as: JPS6295971A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力変換装置の制御方法に関す
る。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（PWM）インバータ＋誘導電動機あるいは直流チ
ョツパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源と
して、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、商用
電源から交直電力交換器（コンバータ）を介して直流電
圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調波
が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力交換器としてパル
ス幅変調制御（PWM）コンバータを商用電源と交流電圧
源（コンデンサ）との間に挿入する方式が提案されてい
る（特開昭59−61475）。

第９図は、交直電力変換器としてPWMコンバータを用い
た従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、SUPは単相交流電源、L_sは交流リアクトル、CONV
は交直電力変換器（コンバータ）、C_dは直流平滑コンデ
ンサ、LOADは負荷装置である。コンバータCONVは、自己
消弧能力のある素子（例えばゲートターンオフサイリス
タ）S₁〜S₄、ホイーリングダイオードD₁〜D₄及び直流リ
アクトルL₁，L₂から構成され上記素子S₁〜S₄は交流側電
圧Vcの値を制御するため、公知のパルス幅変調制御され
ている。すなわち、コンバータCONVは直流電圧源C_dから
見た場合、パルス幅変調制御（PWM）インバータとな
り、その場合交流電源SUP側は一種の負荷と見ることが
できる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源C_dの電圧V_dが
ほぼ一定になるように交流電源から供給される電流I_sを
制御するもので、負荷装置LOADからの電力需要に応じて４象限動作が
可能なこと。

上記入力電流I_sは電源電圧V_sと常に同相に制御され
入力力率が１になること。

また、入力電流I_sは正弦波状に制御されるため高調
波がきわめて小さくなること。

が特徴としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。CT_cは
交流電流検出器、R₁，R₂は直流電圧を検出するための分
圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直流電圧設定器、C₁〜C
₃は比較器、G_v(_s)は電圧制御補償回路、MLは乗算器、OA
は反転演算増幅器、G_I(_s)は電流制御補償回路、TRGは搬
送波（三角波）発生器、GCはゲート制御回路である。

まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流電圧V_dと
電圧設定器VRからの電圧指令値V_d ^*を比較器C₁に入力
し、偏差ε_v＝V_d ^*−V_dを求める。当該偏差ε_vは制御補
償回路G_v(_s)に入力され、積分増幅あるいは比例増幅さ
れて入力電流I_sの波高値指令I_mとなる。

当該波高値指令I_mは乗算器MLに入力され、もう一方の入
力sinωｔと掛け合わせられる。当該入力信号sinωｔは
電源電圧V_s＝V_m・sinωｔに同期した単位正弦波で、当
該電源電圧V_sを検出し、定数倍（1/V_m倍）することによ
って求められる。

乗算器MLの出力信号I_s ^*は電源から供給されるべき電流
の指令値を与えるもので、次式のようになる。

I_s ^*＝I_m・sinωｔ …（１）当該入力電流指令値I_s ^*は反転増幅器OAで反転され、コ
ンバータCONVから電源SUPへ供給される交流電流I_cの指
令値I_c ^*となる。以下、ここでは、I_c ^*をコンバータ出力
電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流I_cは交流電流検出器CT_cによって検
出され、比較器C₂に入力される。比較器C₂によって、上
記指令値I_c ^*が比較され偏差ε_I＝I_c ^*−I_cが求められ
る。当該偏差ε_Iは次の制御補償回路G_I(_s)に入力され、
比例増幅されてパルス幅変調制御のための制御入力信号
e_iとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TRG、
比較器C₃及びゲート制御回路GCによって当該制御を行っ
ている。

すなわち搬送発生器TRGは周波数1kHz程度の三角波e_Tを
発生し、比較器C₃は当該三角波e_Tと前記入力信号e_iを比
較し、その偏差ε_T＝e_i−e_Tに応じて、ゲート制御回路G
CからゲートターンオフサイリスタS₁〜S₄にオン，オフ
信号を与えている。

e_i＞e_Tのとき、すなわち偏差ε_Tが正のときサイリスタS
₁とS₃がオンされ（このときS₂，S₃はオフ）コンバータ
の交流出力電圧V_cは＋V_dとなる。

また、e_i＜e_Tのとき、すなわち偏差ε_Tが負のとき、サ
イリスタS₂とS₃がオンされ（このとき、S₁，S₄はオ
フ）、V_c＝−V_dとなる。

しかも、e_iが正の値で大きければ上記S₁とS₄のオン期間
は長くなり、S₂とS₃のオン期間は短くなって、V_cの平均
値は入力信号e_iに比例した電圧で正の値となる。逆にe_i
が負の値のときはS₁とS₄のオン期間よりS₂とS₃のオン期
間のほうが長くなって、コンバータの出力電圧V_cの平均
値は入力信号e_iに比例した値で負の値となる。

すなわち入力信号e_iに比例した値に、コンバータの出力
電圧V_cが制御されることになる。

コンバータの出力電流I_c（電源から供給される入力電流
I_sの反転値）は上記コンバータの出力電圧V_cを調整する
ことにより制御される。

交流リアクトルL_sには電源電圧V_sと上記コンバータの出
力電圧V_cとの差電圧V_L＝V_s−V_cが印加される。

V_s＞V_cのとき、電源電流I_sは図の矢印の方向に増加す
る。言いかえると、コンバータ出力電流I_cは図の矢印方
向へは減少するように働らく。逆にV_s＜V_cのとき、コン
バータ出力電流I_cは図の矢印の方向に増加しようと働ら
く。

コンバータの出力電流指令値I_c ^*に対して実電流I_cが、I
_c ^*＞I_cの関係にあるとき、偏差ε_I＝I_c ^*−I_cは正の値と
なり制御補償回路G_I(_s)を介してPWN制御の入力信号e_iを
増加させる。故に、コンバータ出力電圧V_cも入力信号e_i
に比例して大きくなり、V_c＞V_sとなり、コンバータ出力
電流I_cを図の矢印方向に増加させる。逆にI_c ^*＜I_cとな
った場合、偏差ε_iは負の値となり、e_iすなわちV_cを減
少させて、V_c＜V_sとなり、出力電流I_cを減少させる。故
にコンバータの出力電流I_cはその指令値I_c ^*に一致する
ように制御される。当該指令値I_c ^*を正弦波状に変化さ
せれば、それに追従して実電流I_cも正弦波状に制御され
る。

コンバータの出力電流I_cは電源からの入力電流I_sの反転
値であり、また、コンバータ出力電流の指令値I_c ^*は電
源からの入力電流の指令値I_s ^*の反転値である。故に、
入力電流I_sはその指令値I_s ^*に追従して制御されること
になる。

次に直流コンデンサC_dの電圧V_dの制御動作を説明する。

比較器C₁によって直流電圧検出値V_dとその指令値V_d ^*を
比較する。V_d ^*＞V_dの場合、偏差ε_vは正の値となり、制
御補償回路G_v(_s)を介して、入力電流波高値I_mを増加さ
せる。入力電流指令値I_s ^*は、（１）式で示したように
電源電圧と同相の正弦波で与えられる。故に、実入力電
流I_sが前述の如く、I_s＝I_s ^*に制御されるものとすれ
ば、上記波高値I_mが正の値のとき、次式で示される有効
電力P_sが単相電源SUPから、コンバータCONVを介して直
流コンデンサC_dに供給される。

P_s＝V_s×I_s ＝V_m・I_m・（sinωｔ）² ＝V_m・I_m・（１−cos2ωｔ）/2 …（２）従って、エネルギーP_s・ｔが直流コンデンサC_dにとして蓄積され、その結果、直流電圧V_dが上昇する。

逆にV_d ^*＜V_dとなった場合、偏差ε_vは負の値となり、制
御補償回路G_v(_s)を介して上記波高値I_mを減少させつい
にはI_m＜０とする。故に、有効電力P_sも負の値となり、
今度は、エネルギーP_stが直流コンデンサC_dから電源に
回生される。その結果、直流電圧V_dは低下し、最終的に
V_d＝V_d ^*制御される。

負荷装置LOADは例えば、公知のPWMインバータ駆動誘導
電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサC_dに対
して、電力のやりとりを行う。負荷装置LOADが電力を消
費すれば、直流電圧V_dが低下するが、上記制御によって
電源から有効電力P_sを供給して常にV_d≒V_d ^*に制御され
る。逆に負荷装置LOADから電力回生（誘導電動機を回生
運転した場合）が行われると、V_dが一旦上昇するが、そ
の分電源SUPに有効電力P_sを回生することにより、やは
りV_d≒V_d ^*となる。すなわち負荷装置LOADの電力消費あ
るいは電力回生に応じて、電源SUPから供給する電力P_s
が自動的に調整されているのである。

このとき、入力電流I_sは電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で高調波成分はきわめて小さい値となる。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の電力変換装置では、次のような問題点
があった。

すなわち、パルス幅変調制御コンバータは、その変調周
波数（数キロヘルツ）でスイッチング動作を行う必要が
あり、通常GTO（ゲートターンオフ）サイリスタ等の自
己消弧素子を用いなければならない。当該GTOサイリス
タ等の素子は近年大容量化が進められ、市場に出回るよ
うになってきたが、普通のサイリスタに比較すると、過
負荷耐量にとぼしく、素子の値段も高価になるきらいが
ある。

また、高周波でスイッチング動作を行うため素子のスイ
ッチング損失やスナバ回路の損失が増大し、変換器の効
率が低下するばかりでなく、素子を冷却する装置も大形
化する欠点があった。

さらにGTO素子等では不十分なゲート信号を与えると素
子破壊をまねくため、最小のオン時間あるいは最小のオ
フ時間というものを確保しなければならず、その部分は
むだ時間となり、変換器の変換能力を低下させてしま
う。例えばPWM制御の周波数を1kHz、上記最小オン、オ
フ時間を100μsecとした場合、変調率は80％が限度とな
ってしまう。これは変調周波数を高くすればするほど、
変調率の限界値を低下させる傾向にある。

以上の点から従来の電力変換装置は大容量化が難しく、
装置の値段が高くなるという欠点が出てくる。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、パルス幅変調
（PWN）制御を行うことなく、商用周波数にて素子のス
イッチング動作をさせ、交直電力交換を行い、しかも受
電端の基本波力率を１に保持できる電力変換装置を提供
することを目的とする。本発明はまた負荷が急変した場
合でもただちに応答できる追従性の良い電力変換装置を
提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によれば、この目的は交流電源と、該交流電源に
交流リアクトルを介して接続された自励コンバータと、
該自励コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサ
と、該平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置と、
前記交流電源の電圧値及び前記負荷装置へ供給される電
流値から前記平滑コンデンサの直流電圧の指令値を演算
する手段と、前記交流電源の電圧値及び前記負荷装置へ
の供給電流値から前記自励コンバータの交流側発生電圧
の前記交流電源電圧に対する位相差の指令値を演算する
手段と、前記直流電圧指令値に従って前記平滑コンデン
サの直流電圧を制御する手段と、当該直流電圧制御手段
からの出力信号及び前記位相差指令値演算手段からの出
力信号の和によって前記自励コンバータの交流側発生電
圧の位相を制御する手段とで構成することによって達成
できる。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、L_sは交流リアクト
ル、TRは電源トランス、CONVは自励コンバータ、C_dは直
流平滑コンデンサ、ＬADは負荷装置である。

また、制御回路として、交流電流検出器CT_s、交流電圧
検出器PT_s、直流電流検出器CT_L、絶縁増幅器ISO、無効
電力演算回路VAR、比較器C₁，C₂、無効電力制御補償回
路H_Q(_s)、加算器AD₁〜AD₃、直流電圧制御補償回路
G_v(_s)、位相制御回路PHC、絶対値回路ABS₁，ABS₂、２乗
演算回路SQ₁，SQ₂、演算増幅器K_L,k、平方根演算回路SQ
R、割算器DIV、アナログ、ディジタル変換器A/D、逆正
接関数テーブルATANが用意されている。

第２図は、第１図の自励コンバータCONVの具体的構成例
を示すもので、４台の電圧形自励コンバータCONV−１〜
CONV−４が、直流平滑コンデンサC_dに並列接続されてい
る。当該コンバータCONV−１〜CONV−４の交流側は各々
３相電源トランスTR₁〜TR₄に接続されており、当該４台
の電源トランスの１次巻線は各相毎に直列接続されてい
る。

第３図は当該４台の電源トランスの１次巻線の接続例を
示す。各相毎に直列接続され、全体として△結線を行な
っている。

すなわち、第２図の４台の自励コンバータCONV−１〜CO
NV−４の交流側発生電圧は、電源トランスTR₁〜TR₄の１
次側で和電圧となって出力される。

第４図は、第２図の自励コンバータの動作を示すタイム
チャート図である。

第２図の自励コンバータCONV−１は自己消弧素子（例え
ば、ゲートターンオフサイリスタGTO等）S₁〜S₆及びホ
イーリングダイオードD₁〜D₆で構成されており、そのゲ
ート信号は第４図のSGで示すモードで与えられる。これ
によって、電源トランスTR₁のＵ相巻線にはV_U1の電圧
が、Ｖ相巻線にはV_V1の電圧が、またＷ相巻線にはV_W1が
発生させられる。なお、V_U1の波形で、“0"は0^V出力を
“＋1"は直流電圧値＋V_d出力^Vを、“−1"は−V_d ^V出力を
表わす。

第２図の他の自励コンバータCONV−２〜CONV−４も同様
に構成され、同様の出力電圧を発生するようにゲート信
号が与えられる。ただし、各コンバータの点弧信号は15
°ずつずらして与えられ、それによって交流側発生電圧
も15°ずつずれた形で出力される。

第４図のV_U1，V_U2，V_U3，V_U4は４台のコンバータのＵ相
発生電圧を示すもので、これによって電源トランスTR₁
〜TR₄の１次側電圧はV_CUのようになる。

V_CU＝V_U1＋V_U2＋V_U3＋V_U4 破線は当該発生電圧V_CUの基本波成分を示すもので、電
源電圧（Ｕ相）V_SUに対して位相がαだけ遅れている。
このとき、自励コンバータCONV−１の自己消弧素子S₁の
ゲート信号のオン開始点は電源電圧V_SUに対して位相が
α＋（15°/2）だけ遅れる。

他のＶ相、Ｗ相も同様の電圧となる。

以上のことから第１図の自励コンバータCONVの交流側発
生電圧V_cの位相はゲート信号の点弧タイミングを調整す
ることにより制御され、またV_cの振幅値（波高値）は直
流電圧V_dの値によって決定されることがわかる。

また、４台のコンバータを電源トランスによって交流側
で直列接続し、ゲート位相をずらして多重運転している
のは、交流側発生電圧V_cを正弦波に近ずけるためで、入
力電流の高調波成分の低減を図ることを目的とする。

以上の点をふまえて、第１図の装置の制御動作を説明す
る。

まず、平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dの制御動作を説明
する。

直流電圧V_dはコンバータCONVにゲート信号を与えない状
態ではホイーリングダイオードD₁〜D₆等があるため交流
電圧（トランス２次電圧）の▲√▼倍に充電される。

この状態からさらに直流電圧V_dを増加させるにはコンバ
ータCONVにゲート信号を与え、第４図で示したように、
コンバータの出力電圧V_cを電源電圧V_Sに対して、位相α
だけ遅らせる。これによって、交流リアクトルL_SにはV_L
＝V_S−V_Lの電圧が印加され、電源電圧V_Sとほぼ同相の入
力電流I_sが流れ込む。この結果、有効電力P_S≒V_S×I_Sが
電源から平滑コンデンサC_dに供給され、直流電圧V_dが上
昇する。負荷装置ＬADが電力を消費している場合に
は、それ以上の有効電力P_sを電源から供給することによ
り直流電圧V_dを増加させることができる。

第５図はある時点での交流側電圧、電流ベクトル図を示
すもので、電源電圧V_Sに対して、コンバータの交流側電
圧V_Cは位相αだけ遅れ交流リアクトルL_Sに印加される電
圧は、_L ＝_S−_C を満足している。このとき、入力電流_Sはとなる。

この状態から平滑コンデンサC_dの電圧V_dを増加させるた
めに、位相角をαからα′に増加させると、交流リアク
トルL_Sの印加電圧は、_L ′＝_S−_C′ となり、入力電流_S′はとなる。I_S′は有効成分I_P′と無効分I_Q′に分離できる
が、当該有効電流分I_P′の増加によって、電源から平滑
コンデンサC_dへ供給される電力が増大し、直流電圧V_dを
上昇させることができる。

直流電圧V_dを減少させるには、上記遅れ位相角αを小さ
くすればよい。

さらに負荷装置LOADがインバータ駆動の誘導電動機等で
ある場合、回生ブレーキをかけたときには、平滑コンデ
ンサC_dの直流電圧V_dが上昇してくるが、このときには、
コンバータの交流側発生電圧V_cの電源電圧V_Sに対する位
相を進み位相とすることにより、交流リアクトルL_Sに印
加される電圧V_Lを反転し、有効電力を電源にもどすこと
ができる。このときには、上記進み位相角（−α）を増
大させれば、より多く電力が回生され、直流電圧V_dを減
少させることができる。

第６図は、第１図の位相制御回路PHCの具体的な構成図
を示すもので、破線で囲まれた部分がPHCである。

図中CVは３相/2相変換回路、DTCは位相差演算回路、TBL
3は、ROMメモリ等に記憶された逆正弦テーブル、C₃は比
較器、ｋαは比例増幅器、ADDは加算器、FOは基準周波
数設定器、V/Fは電圧／周波数変換器、CNTはカウンタ、
TBL1は正弦、余弦テーブル、TBL2は矩形波テーブル、GC
はゲートアンプ回路である。

直流電圧制御補償回路G_v(_s)から位相差指令値α^*が与え
られる。

比較器C₃によって上記位相差指令値α^*と位相差検出値
αが比較され、当該偏差ε₃＝α^*−αが比例増幅器Ｋα
を介して、加算器ADDに入力される。また、基準周波数
設定器FOは、次の電圧／周波数変換器V/Fを介して、電
源周波数ｓのｎ倍の周波数ｏ＝ｎ・ｓのパルス列
を発生させる設定器で、加算器ADDによって上記Ｋαの
出力と減算される。加算器ADDの出力信号をV/F変換し、
周波数ｏ−Δのパルス列が得られる。次のカウンタ
CNTはV/F変換器からのパルス列を計数するもので、計数
値ｎを最大とし、０にもどる。正弦、余弦テーブルTBL1
はリードオンリーメモリROMに正弦波及び余弦波を記憶
させたもので、上記カウンタCNTの計数値を番地とする
入力を与えてやると、それに応じた正弦波及び余弦波が
出力される。

比例増幅器Ｋαからの出力信号Δが零の場合、テーブ
ルTBL1の出力信号は次の正弦波Ｘ及び余弦波Ｙが発生さ
せられる。

Ｘ＝sin（ω_st−α）Ｙ＝cos（ω_st−α）ただし、ω_S＝２π_Sは電源電圧V_Sの角周波数、αは電
源電圧V_Sに対する位相差である。

また矩形波テーブルTBL2はカウンタCNTの計数値によっ
て、上記正弦波Ｘ及び余弦波Ｙに同期した矩形波を発生
するもので、ゲートアンプGCを介して、コンバータCONV
のゲート信号を与える。

第４図のコンバータの交流側発生電圧V_CUの基本波成分
（破線で表わしたもの）が上記正弦波Ｘに対応し、その
ときゲートアンプGCからは、コンバータCONV−１に対し
て、第４図のSGの信号が与えられる。

一方、電源電圧V_Sに対するコンバータの交流側発生電圧
V_Cの位相差αは次のように検出される。

まず、計器用トランス等により、３相交流電源の電圧
V_U，V_V，V_Wを検出し、３相/2相変換器CVに入力する、３
相電圧を V_U＝V_m・sinω_st V_V＝V_m・sin（ω_st−２π/3） V_W＝V_m・sin（ω_st＋２π/3）とした場合、２相出力X_S，Y_Sは X_S＝V_U／V_m＝sinω_st から求められる。

位相差演算回路DTCは、当該２相出力X_S，Y_Sと前述のテ
ーブルTBL1の出力信号X,Yを用いて、次の演算を行うこ
とにより、位相差αの正弦値を出力する。

sinα＝X_S・Ｙ−Y_S・Ｘ＝sinω_st×cos（ω_st−α） −cosω_st×sin（ω_st−α）＝sin｛ω_st−（ω_st−α）｝この正弦波sinαを番地として、逆正弦テーブルTBL3の
メモリから位相差αを読み出すことができる。

位相差指令値α^*に対して、検出位相差αが小さい場
合、偏差ε₃＝α^*−αは正の値となり、Δを増加させ
る。故に、V/F変換器の周波数ｏ−Δは低くなり、
カウンタCNTの進み速度を遅くする。従って、コンバー
タの点弧、タイミングがその分だけ遅れ、位相差αを大
きくする。この結果は、テーブルTBL1の出力信号X,Yに
も現われる。すなわち、sin（ω_st−α）及びcos（ω_st
−α）のαが大きくなり、検出位相差αを大きくする。

逆に、α^*＜αとなった場合、偏差ε₃は負の値となり、
V/F変換器の出力周波数ｏ−Δを高める。故に位相
遅れ角αが小さくなって、α^*＝αとなって落ち着く。

このようにして、コンバータCONVの交流側発生電圧V_cの
電源電圧V_Sに対する位相遅れ角αは直流電圧制御補償回
路G_v(_s)からの出力信号Δα^*及び後で説明する位相差指
令値演算回路からの出力信号α_o ^*の和の指令値α^**＝α
_o ^*＋Δαに従って制御される。

次に、前記直流電圧指令値V_d ^*及び前記位相差指令値α_o
^*の求め方を説明する。

第１図において、受電端の電源電圧V_Sを検出し絶体値回
路ABS₁を介して、V_Sの波高値V_smを求める。その値V_smを
２乗演算回路SQ₁を介して２乗し、加算器AD₂に入力す
る。また、負荷電流I_Lを電流検出器CT_Lで検出し、演算
増幅器KLに入力し、他の絶対値回路ABS2を介し、もう１
つの２乗演算回路SQ₂に入力する。SQ₂の出力は、やはり
加算器AD₂に入力され、当該加算器AD₂の出力｛V_sm ²＋
（K_LI_L）²｝、は次の平方根演算回路SQRに入力される。
さらに演算増幅器ｋを介して、直流電圧指令値V_do ^*が得
られる。

当該指令値V_do ^*をそのまま前記直流電圧指令値V_d ^*とし
てもよいが、ここでは、加算器AD₁によって無効電力制
御回路H_Q(_s)からの補正信号ΔVsmを加えて、V_sm′＝V_sm
＋ΔV_smとして上記演算を行なっている。

まず、無効電力制御回路H_Q(_s)からの信号ΔV_smがないも
のとして説明する。

交流リアクトルL_S、電源トランスTR、コンバータCONV等
の損失が十分小さいものとして無視すると、交流入力電
力P_sは直流出力電力P_Lに等しいと考えることができる。
従って、電源電圧V_S（相電圧）の波高値をV_sm、入力電
流I_sの有効分I_Pの波高値をI_pmとした場合、負荷電流I_L
との間に次の関係式が成り立つ。

ここで、直流電圧V_d及び電源電圧波高値V_smをほぼ一定
値であるとみなすと、 I_pm＝K_I・I_L （K_I：比例定数）と置き換えられる。第１図の比例定数k_Lを K_L＝K_I・ωL_s とすれば、演算増幅器K_Lの出力信号は、 V_LPm＝ωL_s・I_pm となる。

また、コンバータCONVの交流側発生電圧V_cの波高値V_cm
は平滑コンデンサC_d直流電圧V_dに比例するので、その比
例定数をK_Vとすると、 V_cm＝K_V・V_d の関係式が成り立つ。従って、ｋ＝（1/K_v）に設定し、
V_d＝V_d ^*に制御することにより、一方、電源電圧V_Sの波高値V_sm及び負荷電流I_Lに比例し
た電圧値V_PLmは、割算器DIVI入力され、V_PLm／V_smの演
算が行なわれる。

当該割算器DIVの出力はアナログ・ディジタル変換器A/D
に入力され、ディジタル量に変換される。次に逆正接関
数テーブルATANはリードオンリーメモリROM等に逆正接
関数を記憶したテーブルでもA/D変換器からの出力信号
（ディジタル値）を番地とする入力を入れると位相角α
_o ^*が出力される。従って、当該位相角α_o ^*は、となる。この位相角α_o ^*は、前述の直流電圧制御補償回
路G_v(_s)からの出力信号Δα^*とともに加算器AD₃に入力
され、位相制御回路PHCの入力信号α^*＝α_o ^*＋Δα^*を
作る。

平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dが、前記指令値V_d ^*に等
しく制御されている状態では、偏差ε₂は零となり、上
記G_v(_s)の出力信号Δα^*も零となる。従って、交流側の
電圧電流ベクトル図は第７図に示すようになる。図中、
_sは電源電圧、_cはコンバータのCONV交流側発生電
圧、_Lは交流リアクトルL_Sに印加される電圧、そしてI
_sは入力電流の各々のベクトルを表わす。

このとき_cの波高値V_cmはとなっており、その位相角αは、となっている。

従って、交流リアクトルL_sに印加される電圧_Lは電源
電圧_sと直交したベクトルとなり、その波高値V
_Lpmは、 V_Lpm＝ωL_sI_pm となる。I_pmは入力電流_sの有効成分_pの波高値であ
るが、この場合、_sは電源電圧_sと同相となるため、
_p＝_sとなっている。

このような状態から、仮に負荷電流I_Lが急激に増加した
場合を考える。その増加分をΔI_Lとして説明する。I_Lが
I_L＋ΔI_Lに変化したことによって、直流電圧指令値V_d′
^*及び位相差指令値α_o′^*は次式のようになる。

第８図は、そのときの交流側の電圧電流ベクトル図を示
す。直流電圧指令値V_d′^*が増加したことによって、比
較器C₂の出力ε₂＝V_d′−V_dが正の値となり、直流電圧
制御補償回路G_v(_s)から、出力信号Δα^*＜０を発生す
る。

故に、位相制御回路PHCにはα′^*＝α_o′^*＋Δα^*が入
力され、それに従ってコンバータCONVの交流側発生電圧
_c′の位相はα′＝α′^*に制御される。直流電圧V_dは
すぐには、上記指令値V_d′^*にならないので、コンバー
タ電圧は第８図の_c′のようになる。

これによって、交流リアクトルL_sに印加される電圧は
_L′となり、入力電流_s′を流す。_s′は電源電圧_s
より位相角δだけ遅れており、有効分I_p′及び無効分
I_Q′は図示のようになる。電源からの有効電流I_p′が増
加したことにより、平滑コンデンサC_dの電圧V_dが増大
し、前記指令値V_d′^*に近づいていく。それに伴なっ
て、直流電圧制御補償回路G_v(_s)の出力信号Δα^*が減少
し、コンバータ電圧_c′は_c″へ近づく。最終的に、
コンバータの交流側発生電圧のベクトルは_c″とな
り、交流リアクル印加電圧のベクトルは_L″となる。
故に入力電流ベクトルは_s″となって電源電圧V_sと同
相になる。この点で電源から供給される入力電力と負荷
が消費する電力がつり合うことになる。

このように、負荷が急変した場合、ただちに必要なだけ
の有効電力が電源から供給され、平滑コンデンサC_dの電
圧V_dが急激に変動することはない。過渡状態において
は、電源から若干の無効電力をとるが、定常状態では入
力電流_sは電源電圧_sと同相となって落ち着き、受電
端の力率は１となる。

また、回生運転時には、負荷電流I_Lが負の値となり、第
１図の演算回路によって求めた位相差指令値α_o ^*も負の
値となる。このため、交流リアクトルL_sに印加される電
圧_Lは第７図とは逆位相になって、入力電流_sのベク
トルも反対向きに変わる。従って、電源から供給される
電力は負の値となって、電源へ電力が回生されることに
なる。この場合にも入力力率＝１を満足するのは言うま
でもない。

以上は、交流リアクトルL_s、電源トランスTR、コンバー
タCONV等の損失が十分小さいものとして説明してきた。
次に、これらの損失が無視できない場合を説明する。

第７図の電圧ベクトル_s，_c″及び_L″の状態で
は、入力電流I_sの有効分はI_pしか供給されない。このた
め、回路損失分だけ入力電力が不足し、直流電圧V_dが低
下する。従ってV_d＝V_d ^*になるように位相差指令値Δα^*
が発生し、電源電圧_sに対するコンバータ発生電圧_c
の位相差αはαに変化する。これによって、交流リアク
トルL_sに印加される電圧は_Lは_Lのように変化し、入
力電流をI_sもI_sとなる。このときの有効分はI_pは回路損
失分を補うもので、この点でつり合うことになる。この
とき、入力電流I_sは電源電圧_sに対して位相差δ′を
有しており、無効分I_Q′＝I_s・sinδ′を生ずる。

この無効分I_Q′は十分に小さいものとして、無視しうる
が、受電端の力率を１に保持するという所期の目的を達
成するには何らかの補償を行う必要がある。

次に、受電端の無効電力制御による補償法を説明する。

まず、受電端の３相交流電圧及び、３相交流電流を変成
器PT_s及び変流器CT_sによって検出する。無効電力演算回
路VARは上記電圧、電流値から無効電力値Ｑを演算する
もので、具体的には、上記電圧検出値を90°ずらした値
に、検出電流値を乗じ、それを３相分加え合わせたもの
が、瞬時の無効電力Ｑとなる。無効電力検出値Ｑは、比
較器C₁に入力され無効電力設定値Q^*と比較される。通常
受電端の入力力率は１にするのが望ましく、上記指令値
Q^*は零に設定される。

比較器C₁は偏差ε₁＝Q^*−Ｑを次の無効電力制御補償回
路H_Q(_s)に入力する。

H_Q(_s)の出力ΔV_d ^*は加算器AD₁に入力され、電源電圧波
高値V_smに加えられる。

従って、直流電圧指令値V_d ^*及び位相差指令値α_o ^*は次
式のようになる。

第７図のベクトル図のように入力電流_sが電源電圧_s
より位相δ′だけ遅れている場合、受電端の無効電力Ｑ
は遅れ（負の値）となり、Q^*＝０に設定した場合、偏差
ε₁は正の値となる。故に補正量ΔV_smは正の値となっ
て、直流電圧指令値V_d ^*を増加させ、位相差指令値α_o ^*
を減少させる。すなわち、第７図のコンバータ電圧_c
をΔ_sm分だけ増加させるように動作する。従って、交
流リアクトルL_sに印加される電圧_Lは電源電圧_sに直
交するようになり、この結果、入力電流_sは_sになっ
てくる。故にI_Q＝０となり、Ｑ＝Q^*＝０となって落ち着
く。

同様にQ^*＜Ｑとなった場合には、偏差ε₁は負の値とな
り、V_d ^*を減少させ、Δα^*を増加させることによって、
最終的にＱ＝Q^*になるように制御される。

このようにして、直流電圧波高値V_smに無効電力制御回
路H_Q(_s)からの補正量ΔV_smを加えることにより、回路損
失がある場合にも入力力率を常に１に保持することがで
きる。

なお、受電端の力率を積極的に進み、又は遅れにしよう
とする場合には、前述の無効電力指令値Q^*を正又は負の
値に設定することにより達成できる。

〔他の応用例〕

第１図では３相電源について説明したが、単相電源で
も、又、他の多相電源でも同様に適用できることは言う
までもない。

また、第１図の装置では直流電圧指令値V_d ^*及び位相差
指令値α_o ^*を求めるとき比例定数K_Lは一定として説明し
たがの式に従って、直流電圧V_d及び電源電圧波高値V_smに応
じて変えればより正確な制御が可能となる。

〔発明の効果〕

以上、詳述したように本発明によれば、自励コンバータ
CONVをパルス幅変調制御することなく、交直電力変換を
行うことができ、しかも受電端の基本波力率を常に１に
保持することも可能となる。

従って、コンバータを構成するスイッチング素子のスイ
ッチング周波数は、電源周波数程度となり、必ずしも自
己消弧素子（ゲートターンオフサイリスタや大電力トラ
ンジスタ等）を用いなくとも、従来の強制転流回路を有
するサイリスタ回路でも達成できるようになる。故に大
容量化が容易となり、電鉄変電所用の交直変換器等、大
規模なシステムにも実現可能となる。

また、自己消弧素子を使った場合でも素子のスイッチン
グ損失やスナバ回路の損失が小さくなり、変換効率を向
上させるだけでなく、冷却装置の容易低減が図れるよう
になる。

さらに、負荷が急変した場合でも、ただちに必要なだけ
の有効電力が電源から供給されるので、平滑コンデンサ
C_dの電圧変動が非常に小さくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図、第２図は第１図の装置の自励コンバータの具体的例
を示す構成図、第３図は第２図の電源トランスの１次側
結線図、第４図は第２図の自励コンバータの動作を示す
タイムチャート図、第５図、第７図、第８図は第１図の
装置の動作を説明するための電圧電流ベクトル図、第６
図は第１図の装置の位相制御回路の具体的構成図、第９
図は従来の電力変換装置の構成図である。 BUS…３相交流電源の電線路、L_s…交流リアクトル、TR
…電源トランス、CONV…自励コンバータ、C_d…平滑コン
デンサ、ＬAD…負荷装置、CT_s,CT…変流器、PT_s…変
成器、VAR…無効電力演算回路、ISO…絶縁増幅器、C₁，
C₂…比較器、AD₁，AD₂…加算器、H_Q(_s)…無効電力制御
補償回路、ABS₁，ABS₂…絶体値回路、SQ₁，SQ₂…２乗演
算回路、SQR…平方根演算回路、K₁,k…演算増幅器、G_v(
_s)…直流電圧制御補償回路、PHC…位相制御回路、DIV…
割算器、A/D…アナログ・ディジタル変換器、ATAN…逆
正接関数テーブル。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、該交流電源に交流リアクトル
（L_s）を介して接続された自励コンバータと、該自励コ
ンバータの直流側に接続された平滑コンデンサ（C_d）
と、該平滑コンデンサ（C_d）を直流電源とする負荷装置
（LOAD）と前記交流電源の電圧（V_s）からその波高値
（V_sm）を得る手段と、前記負荷装置（LOAD）へ供給される電流値（I_L）と前記
交流リアクトル値（L_s）から前記交流リアクトル（L_s）
に印加される電圧の波高値（V_LPm）を、 ωL_s・K_I・I_Lを演算（ωは角周波数，K_Iは定数）して演
算する手段と、前記波高値（V_LPm）と、前記波高値（V_sm）から、前記
平滑コンデンサ（C_d）の直流電圧の指令値（V_do*）を、を演算（ｋは定数）して算出する手段と、前記交流電源の電圧の波高値（V_sm）及び前記負荷装置
（LOAD）へ供給される電流値（I_L）から前記自励コンバ
ータの交流側発生電圧（V_c）の前記交流電源電圧（V_s）
に対する位相差の指令値（αO^*）を、 tan^-1（V_LPm／V_sm）を演算して算出する手段と、前記直流電圧の指令値（VdO^*）と前記平滑コンデンサ
（C_d）の電圧検出値（V_d）の偏差信号に応じて前記平滑
コンデンサ（C_d）の直流電圧を前記自励コンバータによ
って制御する制御信号を発生する直流電圧制御補償回路
（G_v(s)）と、該直流電圧制御補償回路（G_v(s)）の出力
信号及び前記位相差の指令値（αO^*）との和の信号によ
って前記自励コンバータの点弧タイミングを制御して、
前記自励コンバータの交流側発生電圧（V_c）の前記交流
電源電圧（V_s）に対する位相差（α）を制御する位相制
御回路（PHC）を具備して成る電力変換装置。