JPH0797905B2

JPH0797905B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0797905B2
Application number: JP60233325A
Authority: JP
Inventors: 茂田中; 進多田隈
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-10-21
Filing date: 1985-10-21
Publication date: 1995-10-18
Anticipated expiration: 2010-10-18
Also published as: JPS6295969A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
その負荷装置からなる電力交換装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制御（PWM）インバータ＋誘導電動機あるいは直流チ
ョッパ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源と
して、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、商用
電源から交直電力交換器（コンバータ）を介して直流電
圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調波
が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力交換器としてパル
ス幅変調制御（PWM）コンバータを商用電源と直流電圧
源（コンデンサ）との間に挿入する方式が提案されてい
る（特開昭59−61475）。

第10図は、交直電力変換器としてPWMコンバータを用い
た従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、SUPは単相交流電源、L_Sは交流リアクトル、CONV
は交直電力変換器（コンバータ）、C_dは直流平滑コンデ
ンサ、LOADは負荷装置である。コンバータCONVは、自己
消弧能力のある素子（例えばゲートターンオフサイリス
タ）S₁〜S₄、ホイーリングダイオードD₁〜D₄及び直流リ
アクトルL₁,L₂から構成され上記素子S₁〜S₄は交流側電
圧V_Cの値を制御するため、公知のパルス幅変調制御され
ている。すなわち、コンバータCONVは直流電圧源C_dから
見た場合、パルス幅変調制御（PWM）インバータとな
り、その場合交流電源SUP側は一種の負荷と見ることが
できる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源C_dの電圧V_dが
ほぼ一定になるように交流電源から供給される電流I_Sを
制御するもので、負荷装置LOADからの電力需要に応じて４像限動作が
可能なこと。

上記入力電流I_Sは電源電圧V_Sと常に同相に制御され
入力力率が１となること。

また、入力電流I_Sは正弦波状に制御されるため高調
波がきわめて小さくなること。

が特徴としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。CT_cは
交流電流検出器、R₁,R₂は直流電圧を検出するための分
圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直流電圧設定器、C₁〜C
₃は比較器、G_V（_Ｓ）は電圧制御補償回路、MLは乗算
器、OAは反転演算増幅器、G_I（_Ｓ）は電流制御補償回
路、TRGは搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制御回
路である。

まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流電圧V_dと
電圧設定器VRからの電圧指令値V_d ^＊を比較器C₁に入力
し、偏差ε_Ｖ＝V_d ^＊−V_dを求める。当該偏差ε_Ｖは制御
補償回路G_V（_Ｓ）に入力され、積分増幅あるいは比例増
幅されて入力電流I_Sの波高値指令I_mとなる。

当該波高値指令I_mは乗算器MLに入力され、もう一方の入
力sinωｔと掛け合わせられる。当該入力信号sinωｔは
電源電圧V_S＝V_m・sinωｔに同期した単位正弦波で、当
該電源電圧V_Sを検出し、定数倍（1/V_m倍）することによ
って求められる。

乗算器MLの出力信号I_S ^＊は電源から供給されるべき電流
の指令値を与えるもので、次式のようになる。

I_S ^＊＝I_m・sinωｔ …（１）当該入力電流指令値I_S ^＊は反転増幅器OAで反転され、コ
ンバータCONVから電源SUPへ供給される交流電流I_cの指
令値I_c ^＊となる。以下、ここでは、I_c ^＊をコンバータ出
力電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流I_cは交流電流検出器CT_cによって検
出され、比較器C₂に入力される。比較器C₂によって、上
記指令値I_c ^＊が比較され偏差ε_Ｉ＝I_c ^＊−I_cが求められ
る。当該偏差ε_Ｉは次の制御補償回路G_I（_Ｓ）に入力さ
れ、比例増幅されてパルス幅変調制御のための制御入力
信号e_iとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TRG、
比較器C₃及びゲート制御回路GCによって当該制御を行っ
ている。

すなわち搬送発生器TRGは周波数1kHz程度の三角波e_Tを
発生し、比較器C₃は当該三角波e_Tと前記入力信号e_iを比
較し、その偏差ε_Ｔ＝e_i−e_Tに応じて、ゲート制御回路
GCからゲートターンオフサイリスタS₁〜S₄にオン，オフ
信号を与えている。

e_i＞e_Tのとき、すなわち偏差ε_Ｔが正のときサイリスタ
S₁とS₄がオンされ（このときS₂,S₃はオフ）コンバータ
の交流出力電圧V_cは＋V_dとなる。

また、e_i＜e_Tのとき、すなわち偏差ε_Ｔが負のとき、サ
イリスタS₂とS₃がオンされ（このとき、S₁,S₄はオ
フ）、V_c＝−V_dとなる。

しかも、e_iが正の値で大きければ上記S₁とS₄のオン期間
は長くなり、S₂とS₃のオン期間は短くなって、V_cの平均
値は入力信号e_iに比例した電圧で正の値となる。逆にe_i
が負の値のときはS₁とS₄のオン期間よりS₂とS₃のオン期
間のほうが長くなって、コンバータの出力電圧V_cの平均
値は入力信号e_iに比例した値で負の値となる。

すわち入力信号e_iに比例した値に、コンバータの出力電
圧V_cが制御されることになる。

コンバータの出力電流I_c（電源から供給される入力電流
I_Sの反転値）は上記コンバータの出力電圧V_cを調整する
ことにより制御される。

交流リアクトルL_Sには電源電圧V_Sと上記コンバータの出
力電圧V_cとの差電圧V_L＝V_S−v_cが印加される。

V_S＞V_cのとき、電源電流I_Sは図の矢印の方向に増加す
る。言いかえると、コンバータ出力電流I_cは図の矢印方
向へは減少するように働らく。逆にV_S＜V_cのとき、コン
バータ出力電流I_cは図の矢印の方向に増加しようと働ら
く。

コンバータの出力電流指令値I_c ^＊に対して実電流I_cが、
I_c ^＊＞I_cの関係にあるとき、偏差ε_Ｉ＝I_c ^＊−I_cは正の
値となり制御補償回路G_I（_Ｓ）を介してPWN制御の入力
信号e_iを増加させる。故に、コンバータ出力電圧V_cも入
力信号e_iに比例して大きくなり、V_c＞V_Sとなり、コンバ
ータ出力電流I_cを図の矢印方向に増加させる。逆にI_c ^＊
＜I_cとなった場合、偏差ε_ｉは負の値となり、e_iすなわ
ちV_cを減少させて、V_c＜V_Sとなり、出力電流I_cを減少さ
せる。故にコンバータの出力電流I_cはその指令値I_c ^＊に
一致するように制御される。当該指令値I_c ^＊を正弦波状
に変化させれば、それに追従して実電流I_cも正弦波状に
制御される。

コンバータの出力電流I_cは電源からの入力電流I_Sの反転
値であり、また、コンバータ出力電流の指令値I_c ^＊は電
源からの入力電流の指令値I_S ^＊の反転値である。故に、
入力電流I_Sはその指令値I_S ^＊に追従して制御されること
になる。

次に直流コンデンサC_dの電圧V_dの制御動作を説明する。

比較器C₁によって直流電圧検出値V_dとその指令値V_d ^＊を
比較する。V_d ^＊＞V_dの場合、偏差ε_Ｖは正の値となり、
制御補償回路G_V（_Ｓ）を介して、入力電流波高値I_mを増
加させる。入力電流指令値I_S ^＊は、（１）式で示したよ
うに電源電圧と同相の正弦波で与えられる。故に、実入
力電流I_Sが前述の如く、I_S＝I_S ^＊に制御されるものとす
れば、上記波高値I_mが正の値のとき、次式で示される有
効電力P_Sが単相電源SUPから、コンバータCONVを介して
直流コンデンサC_dに供給される。

P_S＝V_S×I_S ＝V_m・I_m・（sinωｔ）^２＝V_m・I_m・（１−cos2ωｔ）/2 …（２）従って、エネルギーP_S・ｔが直流コンデンサC_dにとして蓄積され、その結果、直流電圧V_dが上昇する。

逆にV_d ^＊＜V_dとなった場合、偏差ε_Ｖは負の値となり、
制御補償回路G_V（_Ｓ）を介して上記波高値I_mを減少させ
ついにはI_m＜０とする。故に、有効電力P_Sも負の値とな
り、今度は、エネルギーP_Stが直流コンデンサC_dから電
源に回生される。その結果、直流電圧V_dは低下し、最終
的にV_d＝V_d ^＊制御される。

負荷装置LOADは例えば、公知のPWMインバータ駆動誘導
電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサC_dに対
して、電力のやりとりを行う。負荷装置LOADが電力を消
費すれば、直流電圧V_dが低下するが、上記制御によって
電源から有効電力P_Sを供給して常にV_d≒V_d ^＊に制御され
る。逆に負荷装置LOADから電力回生（誘導電動機を回生
運転した場合）が行われると、V_dが一旦上昇するが、そ
の分電源SUPに有効電力P_Sを回生することにより、やは
りV_d≒V_d ^＊となる。すなわち負荷装置LOADの電力消費あ
るいは電力回生に応じて、電源SUPから供給する電力P_S
が自動的に調整されているのである。

このとき、入力電流I_Sは電源電圧と同相あるいは逆相
（回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝
１で高調波成分はきわめて小さい値となる。

〔背景技術の問題点〕

このような従来の電力変換装置では、次のような問題点
があった。

すなわち、パルス幅変調制御コンバータは、その変調周
波数（数キロヘルツ）でスイッチング動作を行う必要が
あり、通常GTO（ゲートターンオフ）サイリスタ等の自
己消弧素子を用いなければならない。当該GTOサイリス
タ等の素子は近年大容量化が進められ、市場に出回るよ
うになってきたが、普通のサイリスタに比較すると、過
負荷耐量にとぼしく、素子の値段も高価になるきらいが
ある。

また、高周波でスイッチング動作を行うため素子のスイ
ッチング損失やスナバ回路の損失が増大し、変換器の効
率が低下するばかりでなく、素子を冷却する装置も大形
化する欠点があった。

さらにGTO素子等では不十分なゲート信号を与えると素
子破壊をまねくため、最小のオン時間あるいは最小のオ
フ時間というものを確保しなけばならず、その部分はむ
だ時間となり、変換器の変換能力を低下させてしまう。
例えばPWM制御の周波数を1kHz、上記最小オン、オフ時
間を100μsecとした場合、変調率は80％が限度となって
しまう。これは変調周波数を高くすればするほど、変調
率の限界値を低下させる傾向にある。

以上の点から従来の電力変換装置は大容量化が難しく、
装置の値段が高くなるという欠点が出てくる。

〔発明の目的〕

本発明は以上に鑑みてなされたもので、パルス幅変調
（PWN）制御を行うことなく、商用周波数にて素子のス
イッチング動作をさせ、交直電力変換を行い、しかも受
電端の基本波力率を１に保持できる電力変換装置の制御
方法を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によれば、この目的は交流電源と、該交流電源に
交流リアクトルを介して接続された自励コンバータと、
該自励コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサ
と、該平滑コンデンサを直流電源とする負荷装置と、前
記交流電源から供給される無効電力を制御する手段と、
該無効電力制御手段からの出力信号に応じて前記平滑コ
ンデンサの直流電圧を制御する手段と、該直流電圧制御
手段からの出力信号に応じて前記自励コンバータの交流
側発生電圧の前記交流電源電圧に対する位相差を制御す
る手段で電力変換装置を構成することによって達成出来
る。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、L_Sは交流リアクト
ル、TRは電源トランス、CONVは自励コンバータ、C_dは直
流平滑コンデンサ、ＬADは負荷装置である。

また、制御回路として、交流電流検出器CT、交流電圧検
出器PT、無効電力演算回路VAR、無効電力設定器VRQ、比
較器Ｃ1,C2、加算器AD、無効電力制御補償回路ＨQ(S)、
直流電圧設定器VRV、直流電圧制御補償回路ＧV(S)、絶
縁増幅器ISO、及び位相制御回路PHCが用意されている。

第２図は、第１図の自励コンバータCONVの具体的構成例
を示すもので、４台の電圧形自励コンバータCONV−１〜
CONV−４が、直流平滑コンデンサC_dに並列接続されてい
る。当該コンバータCONV−１〜CONV−４の交流側は各々
３相電源トランスTR₁〜TR₄に接続されており、当該４台
の電源トランスの１次巻線は各相毎に直列接続されてい
る。

第３図は当該４台の電源トランスの１次巻線の接続例を
示す。各相毎に直列接続され、全体としてΔ結線を行な
っている。

すなわち、第２図の４台の自励コンバータCONV−１〜CO
NV−４の交流側発生電圧は、電源トランスTR₁〜TR₄の１
次側で和電圧となって出力される。

第４図は、第２図の自励コンバータの動作を示すタイム
チャート図である。

第２図の自励コンバータCONV−１は自己消弧素子（例え
ば、ゲートターンオフサイリスタGTO等）S₁〜S₆及びホ
イーリングダイオードD₁〜D₆で構成されており、そのゲ
ート信号は第４図のSGで示すモードで与えられる。これ
によって、電源トランスTR₂のＵ相巻線にはV_U1の電圧
が、Ｖ相巻線にはV_V1の電圧が、またＷ相巻線にはV_W1が
発生させられる。なお、V_U1の波形で、“0"は0^V出力を
“＋1"は直流電圧値＋V_d出力^Ｖを、“−1"は−V_d ^V出力
を表わす。

第２図の他の自励コンバータCONV−２〜CONV−４も同様
に構成され、同様の出力電圧を発生するようにゲート信
号が与えられる。ただし、各コンバータの点弧信号は15
゜ずつずらして与えられ、それによって交流側発生電圧
も15゜ずつずれた形で出力される。

第４図のV_U1,V_U2,V_U3,V_U4は４台のコンバータのＵ相発
生電圧を示すもので、これによって電源トランスTR₁〜T
R₄の１次側電圧はV_cUのようになる。

V_cU＝V_U1＋V_U2＋V_U3＋V_U4 破線は当該発生電圧V_cUの基本波成分を示すもので、電
源電圧（Ｕ相）V_SUに対して位相がαだけ遅れている。
このとき、自励コンバータCONV−１の自己消弧素子S₁の
ゲート信号のオン開始点は電源電圧V_SUに対して位相が
α＋（15゜/2）だけ遅れる。

他のＶ相、Ｗ相も同様の電圧となる。

以上のことから第１図の自励コンバータCONVの交流側発
生電圧V_cの位相はゲート信号の点弧タイミングを調整す
ることにより制御され、またV_cの振幅値（波高値）は直
流電圧V_dの値によって決定されることがわかる。

また、４台のコンバータを電源トランスによって交流側
で直列接続し、ゲート位相をずらして多重運転している
のは、交流側発生電圧V_cを正弦波に近ずけるためで、入
力電流の高調波成分の低減を図ることを目的とする。

以上の点をふまえて、第１図の装置の制御動作を説明す
る。

まず、平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dの制御動作を説明
する。

直流電圧V_dはコンバータCONVにゲート信号を与えない状
態ではホイーリングダイオードD₁〜D₆等があるため交流
電圧（トランス２次電圧）のに充電される。

この状態からさらに直流電圧V_dを増加させるにはコンバ
ータCONVにゲート信号を与え、第４図で示したように、
コンバータの出力電圧V_cを電源電圧V_Sに対して、位相α
だけ遅らせる。これによって、交流リアクトルL_SにはV_L
＝V_S−V_Lの電圧が印加_Ｌ＝_Ｓ−_ｃを満足している。このとき、入力電流_Ｓはとなる。

この状態から平滑コンデンサC_dの電圧V_dを増加させるた
めに、位相角をαからα′に増加させると、交流リアク
トルL_Sの印加電圧は、_Ｌ ′＝_Ｓ−_ｃ′ となり、入力電流_Ｓ′はとなる。I_S′は有効分I_P′と無効分I_Q′に分離できる
が、当該有効電流分I_P′の増加によって、電源から平滑
コンデンサC_dへ供給される電力が増大し、直流電圧V_dを
上昇させることができる。

直流電圧V_dを減少させるには、上記遅れ位相角αを小さ
くすればよい。

たらに負荷装置ＬADがインバータ駆動の誘導電動機等
である場合、回生ブレーキをかけたときには、平滑コン
デンサC_dの直流電圧V_dが上昇してくるが、このときに
は、コンバータの交流側発生電圧V_cの電源電圧V_Sに対す
る位相を進み位相とすることにより、交流リアクトルL_S
に印加される電圧V_Lを反転し、有効電力を電源にもどす
ことができる。このときには、上記進み位相角−αを増
大させれば、より多く電力が回生され、直流電圧V_dを減
少させることができる。

第６図は、第１図の位相制御回路PHCの具体的な構成図
を示すもので、破線で囲まれた部分がPHCである。

図中CVは３相/2相変換回路、DTCは位相差演算回路、TBL
3は、ROMメモリ等に記憶された逆正弦テーブル、C₃は比
較器、Ｋαは比例増幅器、ADDは加算器、FOは基準周波
数設定器、V/Fは電圧／周波数変換器、CNTはカウンタ、
TBL1は正弦、余弦テーブル、TBL2は矩形波テーブル、GC
はゲートアンプ回路である。

直流電圧制御補償回路G_V（_Ｓ）から位相差指令値α^＊が
与えられる。

比較器C₃によって上記位相差指令値α^＊と位相差検出値
αが比較され、当該偏差ε_３＝α^＊−αが比例増幅器Ｋ
αを介して、加算器ADDに入力される。また、基準周波
数設定器FOは、次の電圧／周波数変換器V/Fを介して、
電源周波数_Ｓのｎ倍の周波数_Ｏ＝ｎ・_Ｓのパルス
列を発生させる設定器で、加算器ADDによって上記Ｋα
の出力と減算される。加算器ADDの出力信号をV/F変換
し、周波数_Ｏ−Δのパルス列が得られる。次のカウ
ンタCNTはV/F変換器からのパルス列を計数するもので、
計数値ｎを最大とし、０にもどる。正弦、余弦テーブル
TBL1はリードオンリーメモリROMに正弦波及び余弦波を
記憶させたもので、上記カウンタCNTの計数値を番地と
する入力を与えてやると、それに応じた正弦波及び余弦
波が出力される。

比例増幅器Ｋαからの出力信号Δが零の場合、テーブ
ルTBL1の出力信号は次の正弦波Ｘ及び余弦波Ｙが発生さ
せられる。

Ｘ＝sin（ω_St−α）Ｙ＝cos（ω_St−α）ただし、ω_Ｓ＝２π_Ｓは電源電圧V_Sの角周波数、αは
電源電圧V_Sに対する位相差である。

また矩形波テーブルTBL2はカウンタCNTの計数値によっ
て、上記正弦波Ｘ及び余弦波Ｙに同期した矩形波を発生
するもので、ゲートアンプGCを介して、コンバータCONV
のゲート信号を与える。

第４図のコンバータの交流側発生電圧V_cUの基本波成分
（破線で表わしたもの）が上記正弦波Ｘに対応し、その
ときゲートアンプGCからは、コンバータCONV−１に対し
て、第４図のSGの信号が与えられる。

一方、電源電圧V_Sに対するコンバータの交流側発生電圧
V_cの位相差αは次のように検出される。

まず、計器用トランス等により、３相交流電源の電圧
V_U,V_V,V_Wを検出し、３相/2相変換器CVに入力する、３相
電圧を V_U＝V_m・sinω_St V_V＝V_m・sin（ω_St−２π/3）ＶW＝Ｖm・sin（ωs t＋２π/3）とした場合、２相出力X_S,Y_Sは X_S＝V_U/V_m＝sinω_St から求められる。

位相差演算回路DTCは、当該２相出力X_S,Y_Sと前述のテー
ブルTBL1の出力信号X,Yを用いて、次の演算を行うこと
により、位相差αの正弦値を出力する。

sinα＝X_S・Ｙ−Y_S・Ｘ＝sinω_St×cos（ω_St−α）−cosω_St×sin（ω
_St−α）＝sin｛ω_St−（ω_St−α）｝この正弦値sin αを番地として、逆正弦テーブルTBL3の
メモリから位相差αを読み出すことができる。

位相差指令値α^＊に対して、検出位相差αが小さい場
合、偏差ε_３＝α^＊−αは正の値となり、Δを増加さ
せる。故に、V/F変換器の周波数_Ｏ−Δは低くな
り、カウンタCNTの進み速度を遅くする。従って、コン
バータの点弧、タイミングがその分だけ遅れ、位相差α
を大きくする。この結果は、テーブルTBL1の出力信号X,
Yにも現われる。すなわち、sin（ω_St−α）及びcos
（ω_St−α）のαが大きくなり、検出位相差αが大きく
する。

逆に、α^＊＜αとなった場合、偏差ε_３は負の値とな
り、V/F変換器の出力周波数_Ｏ−Δを高める。故に
位相遅れ角αが小さくなって、α^＊＝αとなって落ち着
く。

すなわちコンバータCONVの交流側発生電圧V_cの電源電圧
V_Sに対する位相遅れ角αは、直流電圧制御補償回路から
の指令値α^＊に一致するように制御される。

次に、受電端の無効電力制御の動作を説明する。

まず、受電端の３相交流電圧及び、３相交流電流を変成
器PT及び変流器CTによって検出する。

無効電力演算回路VARは上記電圧、電流値から無効電力
値Ｑを演算するもので、具体的には、上記電圧検出値を
90゜ずらした値に、検出電流値を乗じ、それを３相分加
え合わせたものが、瞬時の無効電力Ｑとなる。無効電力
検出値Ｑは、比較器C₁に入力され無効電力設定値Ｑ^＊と
比較される。通常受電端の入力力率は１にするのが望ま
しく、上記指令値Ｑ^＊は零に設定される。

比較器C₁は偏差ε_１＝Q^＊−Ｑを次の無効電力制御補償
回路H_Q（_Ｓ）に入力する。

H_Q（_Ｓ）の出力ΔV_d ^＊は加算器ADに入力され、直流電圧
設定器VRVの出力信号V_dO ^＊に加算される。

無効電力検出値Ｑ（進みを正とする）が指令値Q^＊より
小さくなった場合、偏差ε_１は正の値となり直流電圧指
令値V_d ^＊＝V_dO ^＊＋Δ_ｄ ^＊を増加させる。直流電圧V_dは
当該指令値V_d ^＊に一致するようにコンバータCONVの交流
側発生電圧V_cの位相角αが制御される。

直流電圧V_dが大きくなることにより、コンバータの交流
側発生電圧V_cの振幅値（波高値）が増大する。この結
果、交流リアクトルL_Sに印加される電圧V_L＝V_S−V_cのう
ち電源電圧V_Sと逆相成分が増大し入力電流I_Sの進み無効
電流成分が増加させる。故にＱ（進み）が増加し、Ｑ＝
Q^＊となるように制御される。

第７図は、交流側電圧電流のベクトル図の他の例を示す
もので、電源電圧V_Sに対して入力電流I_Sは角度δだけ遅
れて流れている場合を表わす。その有効分I_P及び無効分
I_Qは、次のように表わされる。

I_P＝I_S・cosδ I_Q＝I_S・sinδ このため、受電端の無効電力Ｑは遅れ（負の値）となり
Q^＊＝１に設定した場合、偏差ε_１＝Q^＊−Ｑは正の値と
なる。

故に直流電圧V_dはその指令値V_d ^＊に従ってΔV_dだけ増加
し、コンバータ交流電圧V_cをΔV_c∝Δv_dだけ増加させ
る。従って交流リアクトルL_Sには、_Ｌ′＝_Ｓ−（
_ｃ＋Δ_ｃ）の電圧が印加され、入力電流_Ｓを_Ｓ′
のように変化させる。すなわち、無効電流成分I_Qを減少
させるように制御される。

なお、このとき有効電流成分I_Pが増加するため直流電圧
V_dの値を、指令値V_d ^＊より大きくする傾向にあるが、そ
の分、今度は位相差αが小さくなり、V_Lを減少させて、
I_Pを減らす。最終的にはＱ＝Q^＊、V_d＝V_d ^＊となって落
ち着く。

Q^＊＜Ｑとなった場合には、偏差ε_１は負の値となり、
直流電圧V_dを減少させることにより、最終的にＱ＝Q^＊
になるように制御される。

る。

第８図は、負荷電流I_Lに対する直流電圧値V_d及びコンバ
ータ交流電圧V_cの位相差αを表わしたもので、そのとき
の交流側電圧電流ベクトル図を第９図に示す。

すなわち、入力電流I_Sは電源電圧V_Sと同相（力率＝１）
に制御され、負荷電流I_Lに比例してI_Sの大きさを増加す
る。

交流リアクトルL_Sに印加される電圧V_Lは、_Ｌ＝ｊωL_S
_Ｓで決定され、コンバータ交流電圧V_cは_ｃ＝_Ｓ−
_Ｌで決まる。故に、となる。

〔発明の効果〕

以上、詳述したように本発明によれば、自励コンバータ
CONVをパルス幅変調制御することなく、交直電力変換を
行うことができ、しかも受電端の基本波力率を常に１に
保持することも可能となる。

従って、コンバータを構成するスイッチング素子のスイ
ッチング周波数は、電源周波数程度となり、必ずしも自
己消弧素子（ゲートターンオフサイリスタや大電力トラ
ンジスタ等）を用いなくとも、従来の強制転流回路を有
するサイリスタ回路でも達成できるようになる。故に大
容量化が容易となり、電鉄変電所用の交直変換器等、大
規模なシステムにも実現可能となる。

また、自己消弧素子を使った場合でも素子のスイッチン
グ損失やスナバ回路の損失が小さくなり、変換効率を向
上させるだけでなく、冷却装置の容易低減が図れるよう
になる。

さらに、従来のPWM変換器で問題となっていたゲートタ
ーンオフサイリスタ等の最小オン・オフ時間の確保のた
めのむだ時間が、コンバータの利用率を低下させていた
が、本発明装置ではスイッチング周波数が低いため、そ
の影響はほとんどなくなっている。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成
図、第２図は第１図の装置の自励コンバータの具体的例
を示す構成図、第３図は第２図の電源トランスの１次側
結線図、第４図は第２図の自励コンバータの動作を示す
タイムチャート図、第５図、第７図、第９図は第１図の
装置の動作を説明するための電圧電流ベクトル図、第６
図は第１図の装置の位相制御回路の具体的構成図、第８
図は、本発明装置を説明するための特性図、第10図は従
来の電力従来装置の構成図である。 BUS……３相交流電源の電線路、L_S……交流リアクト
ル、TR……電源トランス、CONV……自励コンバータ、C_d
……平滑コンデンサ、ＬAD……負荷装置、CT……変流
器、PT……変成器、VAR……無効電力演算回路、ISO……
絶縁増幅器、C₁,C₂……比較器、VRQ……無効電力設定
器、H_Q（_Ｓ）……無効電力制御補償回路、VRV……直流
電圧設定器、AD……加算器、G_V（_Ｓ）…直流電圧制御補
償回路、PHC……位相制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、該交流電源に交流リアクトル
を介して交流側が接続された自励コンバータと、該自励
コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、該
平滑コンデンサを直流電源とする負荷装置を備えた電力
交換装置において、前記交流電源の電圧及び電流から無効電力を演算する無
効電力演算手段と、前記交流電源の無効電力を設定する無効電力設定手段
と、該無効電力設定手段の出力と前記無効電力演算手段の出
力との偏差信号が印加され前記交流電源から供給される
無効電力を制御する無効電力制御手段と、前記平滑コンデンサの電圧を設定する直流電圧設定手段
と、該直流電圧設定手段の出力と前記無効電力制御手段の出
力の加算値を直流電圧の指令値とし、前記平滑コンデン
サの検出電圧を帰還値として印加され、前記交流電源の
電圧と前記自励コンバータの交流側発生電圧との位相差
指令値を出力する直流電圧制御手段と、少くとも前記交流電源の電圧が印加され、前記自励コン
バータの交流側発生電圧の前記交流電源電圧に対する位
相差を演算する位相差演算手段と、前記直流電圧制御手段の出力を基準信号とし、前記位相
差演算手段の出力を帰還信号として印加され、前記自励
コンバータへのゲート信号を発生する手段を具備してな
る電力変換装置。