JPH10215518A - 電源監視ｉｃ及び電池パック - Google Patents
電源監視ｉｃ及び電池パックInfo
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- JPH10215518A JPH10215518A JP9015099A JP1509997A JPH10215518A JP H10215518 A JPH10215518 A JP H10215518A JP 9015099 A JP9015099 A JP 9015099A JP 1509997 A JP1509997 A JP 1509997A JP H10215518 A JPH10215518 A JP H10215518A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源監視ＩＣにおいて、回路の消費電流の増
大及び不感応時間のばらつきを抑えながら、不感応時間
設定コンデンサの放電を行う能力を増大させる。 【解決手段】 電源監視ＩＣは、不感応時間設定コンデ
ンサ５と、コンデンサ５の充電を行う電流源４と、コン
デンサ５の放電を行うダーリントン接続されたトランジ
スタ３と、コンデンサ５の両端の電圧を所定の不感応時
間設定電圧と比較する比較手段６とを備える。ダイオー
ド化したトランジスタ７により、コンデンサ５の放電を
行うときのトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧
と同じ電圧のオフセットを不感応時間設定電圧に加え
る。
大及び不感応時間のばらつきを抑えながら、不感応時間
設定コンデンサの放電を行う能力を増大させる。 【解決手段】 電源監視ＩＣは、不感応時間設定コンデ
ンサ５と、コンデンサ５の充電を行う電流源４と、コン
デンサ５の放電を行うダーリントン接続されたトランジ
スタ３と、コンデンサ５の両端の電圧を所定の不感応時
間設定電圧と比較する比較手段６とを備える。ダイオー
ド化したトランジスタ７により、コンデンサ５の放電を
行うときのトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間電圧
と同じ電圧のオフセットを不感応時間設定電圧に加え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はリチウムイオン電池
等の電圧の監視を行う電源監視ＩＣ（IntegratedCircui
t）に関し、特にコンデンサを使用することにより不感
応時間を設定して制御信号を出力する電源監視ＩＣに関
する。
等の電圧の監視を行う電源監視ＩＣ（IntegratedCircui
t）に関し、特にコンデンサを使用することにより不感
応時間を設定して制御信号を出力する電源監視ＩＣに関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電源監視ＩＣの不感応回路につい
て説明する。電源監視ＩＣはリチウムイオン電池等の電
池の電圧を監視し、電池が過充電状態や過放電状態とな
らないように制御する。電源監視ＩＣは電池の電圧を監
視し、過充電電圧よりも高くなると制御信号を出力する
ことにより、例えば電池に直列に接続したスイッチング
素子をオフすることにより電池の使用を禁止する。リチ
ウムイオン電池の場合、過充電電圧は例えば４．２Ｖで
ある。
て説明する。電源監視ＩＣはリチウムイオン電池等の電
池の電圧を監視し、電池が過充電状態や過放電状態とな
らないように制御する。電源監視ＩＣは電池の電圧を監
視し、過充電電圧よりも高くなると制御信号を出力する
ことにより、例えば電池に直列に接続したスイッチング
素子をオフすることにより電池の使用を禁止する。リチ
ウムイオン電池の場合、過充電電圧は例えば４．２Ｖで
ある。
【０００３】しかし、図４に示すように過充電電圧ＶＨ
近くに充電された電池電圧（検出電圧）がノイズ等のた
めに一時的に高くなって過充電電圧ＶＨを越えてしまう
場合、すぐに反応して制御信号が出力されると誤検出と
なり、電池電圧をＶＨ近くまで充分に充電することがで
きなくなり、電池の使用時間が短くなってしまう。そこ
で、従来では図３に示すような不感応時間設定回路を用
いて、不感応時間を設定する。そして、検出電圧が過充
電電圧より高い状態が不感応時間継続したときに制御信
号を出力するようにする。これにより、誤検出を防止す
る。
近くに充電された電池電圧（検出電圧）がノイズ等のた
めに一時的に高くなって過充電電圧ＶＨを越えてしまう
場合、すぐに反応して制御信号が出力されると誤検出と
なり、電池電圧をＶＨ近くまで充分に充電することがで
きなくなり、電池の使用時間が短くなってしまう。そこ
で、従来では図３に示すような不感応時間設定回路を用
いて、不感応時間を設定する。そして、検出電圧が過充
電電圧より高い状態が不感応時間継続したときに制御信
号を出力するようにする。これにより、誤検出を防止す
る。
【０００４】図３において、定電流源１がスイッチング
素子２を介してトランジスタ３ｃのベースに接続され
る。スイッチング素子２にはスイッチング用のトランジ
スタ等が使用される。トランジスタ３ｃのエミッタが接
地される。トランジスタ３ｃのコレクタ側に定電流源４
が接続される。
素子２を介してトランジスタ３ｃのベースに接続され
る。スイッチング素子２にはスイッチング用のトランジ
スタ等が使用される。トランジスタ３ｃのエミッタが接
地される。トランジスタ３ｃのコレクタ側に定電流源４
が接続される。
【０００５】トランジスタ３ｃのコレクタ側とグランド
の間に不感応時間設定コンデンサ５が接続される。ま
た、コンデンサ５の電圧を検出するために比較器６の非
反転入力端子（＋）がトランジスタ３ｃのコレクタ側に
接続される。比較器６の反転入力端子（−）にはグラン
ドレベルより不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆだけ高い電圧
が入力される。
の間に不感応時間設定コンデンサ５が接続される。ま
た、コンデンサ５の電圧を検出するために比較器６の非
反転入力端子（＋）がトランジスタ３ｃのコレクタ側に
接続される。比較器６の反転入力端子（−）にはグラン
ドレベルより不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆだけ高い電圧
が入力される。
【０００６】上記構成により、電源監視ＩＣが検出した
電池電圧が過充電電圧より高くなると、スイッチング素
子２をオフしてトランジスタ３ｃをオフ状態とする。定
電流源４からの電流Ｉ２がコンデンサ５に送られて充電
を行う。これにより、コンデンサ５の電圧Ｖｃが図５に
示すように直線的に増加する。比較器６は電圧Ｖｃと所
定の不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆを比較して電圧Ｖｃが
Ｖｒｅｆより高ければハイレベルの信号Ｓ２を出力す
る。一方、低ければローレベルを出力する。
電池電圧が過充電電圧より高くなると、スイッチング素
子２をオフしてトランジスタ３ｃをオフ状態とする。定
電流源４からの電流Ｉ２がコンデンサ５に送られて充電
を行う。これにより、コンデンサ５の電圧Ｖｃが図５に
示すように直線的に増加する。比較器６は電圧Ｖｃと所
定の不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆを比較して電圧Ｖｃが
Ｖｒｅｆより高ければハイレベルの信号Ｓ２を出力す
る。一方、低ければローレベルを出力する。
【０００７】図５に示すように不感応時間より短い時間
で検出電圧が過充電電圧ＶＨより低くなると、リセット
信号Ｓ１によりスイッチング素子２をオンして電流Ｉ１
をトランジスタ３ｃに供給する。これにより、コレクタ
電流β・Ｉ１（ただし、βはトランジスタ３ｃの電流増
幅度）が流れ、コンデンサ５の放電が行われる。このよ
うに、ノイズ等のために一時的に検出電圧が過充電電圧
より高くなっても、比較器６から信号Ｓ２が出力されな
くなる。
で検出電圧が過充電電圧ＶＨより低くなると、リセット
信号Ｓ１によりスイッチング素子２をオンして電流Ｉ１
をトランジスタ３ｃに供給する。これにより、コレクタ
電流β・Ｉ１（ただし、βはトランジスタ３ｃの電流増
幅度）が流れ、コンデンサ５の放電が行われる。このよ
うに、ノイズ等のために一時的に検出電圧が過充電電圧
より高くなっても、比較器６から信号Ｓ２が出力されな
くなる。
【０００８】一方、図６に示すように検出電圧が過充電
電圧よりも高い状態を期間Ｔ１以上継続すると、電圧Ｖ
ｃが高くなり電圧Ｖｒｅｆより高くなったところで信号
Ｓ２が出力され、電源監視ＩＣより制御信号が出力され
る。この期間Ｔ１が不感応時間であり、次式で表され
る。 Ｔ１＝Ｃ・（Ｖｒｅｆ−Ｖｓａｔ）／Ｉ２ ≒Ｃ・Ｖｒｅｆ／Ｉ２ （ただし、Ｃはコンデンサ５の静電容量である。Ｖｓａ
ｔはコンデンサ５の放電時におけるトランジスタ３ｃの
コレクタ−エミッタ間電圧であり、Ｖｓａｔ≒０であ
る）
電圧よりも高い状態を期間Ｔ１以上継続すると、電圧Ｖ
ｃが高くなり電圧Ｖｒｅｆより高くなったところで信号
Ｓ２が出力され、電源監視ＩＣより制御信号が出力され
る。この期間Ｔ１が不感応時間であり、次式で表され
る。 Ｔ１＝Ｃ・（Ｖｒｅｆ−Ｖｓａｔ）／Ｉ２ ≒Ｃ・Ｖｒｅｆ／Ｉ２ （ただし、Ｃはコンデンサ５の静電容量である。Ｖｓａ
ｔはコンデンサ５の放電時におけるトランジスタ３ｃの
コレクタ−エミッタ間電圧であり、Ｖｓａｔ≒０であ
る）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源監視ＩＣ（図３参照）では図５の波形図を拡大
した図７に示すように、コンデンサの放電には時間Ｔ２
を要し、この期間Ｔ２を充電期間Ｔ１の数１００〜数１
０００分の１の短時間にすることは難しかった。そのた
め、例えば携帯電話のように高周波クロックを内蔵して
いるような機器では、高周波の連続ノイズのために検出
電圧が図８に示すような状態となる場合がある。このと
き、充分に放電されないままコンデンサ５の充電が開始
されるので徐々に電圧Ｖｃが高くなり、ついには時点ｔ
１で電圧Ｖｒｅｆに到達する。これにより、比較器６
（図３参照）からハイレベルの信号Ｓ２が出力される。
このように、高周波ノイズは誤動作の原因となる。
来の電源監視ＩＣ（図３参照）では図５の波形図を拡大
した図７に示すように、コンデンサの放電には時間Ｔ２
を要し、この期間Ｔ２を充電期間Ｔ１の数１００〜数１
０００分の１の短時間にすることは難しかった。そのた
め、例えば携帯電話のように高周波クロックを内蔵して
いるような機器では、高周波の連続ノイズのために検出
電圧が図８に示すような状態となる場合がある。このと
き、充分に放電されないままコンデンサ５の充電が開始
されるので徐々に電圧Ｖｃが高くなり、ついには時点ｔ
１で電圧Ｖｒｅｆに到達する。これにより、比較器６
（図３参照）からハイレベルの信号Ｓ２が出力される。
このように、高周波ノイズは誤動作の原因となる。
【００１０】このような誤検出を防止するため、図９に
示すように放電能力を高めて期間Ｔ２（図７参照）を短
くすることが必要であるが、上記従来の電源監視ＩＣで
は、トランジスタ３ｃのコレクタ電流β・Ｉ１で放電を
行っているため、放電能力を増大させようとすれば、電
流Ｉ１を増やさなければならない。その場合には電源監
視ＩＣの消費電流が増大するという問題があった。この
電源監視ＩＣは電池からの電流によって監視を行うの
で、消費電流の増大は問題となる。
示すように放電能力を高めて期間Ｔ２（図７参照）を短
くすることが必要であるが、上記従来の電源監視ＩＣで
は、トランジスタ３ｃのコレクタ電流β・Ｉ１で放電を
行っているため、放電能力を増大させようとすれば、電
流Ｉ１を増やさなければならない。その場合には電源監
視ＩＣの消費電流が増大するという問題があった。この
電源監視ＩＣは電池からの電流によって監視を行うの
で、消費電流の増大は問題となる。
【００１１】また、電圧Ｖｓａｔは温度に依存する性質
があり、素子のばらつきや温度特性により不感応時間の
設定が不正確となる問題もあった。
があり、素子のばらつきや温度特性により不感応時間の
設定が不正確となる問題もあった。
【００１２】本発明は上記課題を解決し、回路の消費電
流の増大及び不感応時間のばらつきを抑えながら、不感
応時間設定コンデンサの放電を行う能力を増大させるこ
とにより高周波の連続ノイズによる誤動作を防止する電
源監視ＩＣを提供することを目的とする。
流の増大及び不感応時間のばらつきを抑えながら、不感
応時間設定コンデンサの放電を行う能力を増大させるこ
とにより高周波の連続ノイズによる誤動作を防止する電
源監視ＩＣを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の第１の構成では、不感応時間設定コンデン
サと、前記コンデンサの充電を行う電流源と、前記コン
デンサの放電を行うトランジスタと、前記コンデンサの
両端の電圧を所定の不感応時間設定電圧と比較する比較
手段とを備えた電源監視ＩＣにおいて、ダイオードの順
方向電圧によってオフセットを前記不感応時間設定電圧
に加えている。
め、本発明の第１の構成では、不感応時間設定コンデン
サと、前記コンデンサの充電を行う電流源と、前記コン
デンサの放電を行うトランジスタと、前記コンデンサの
両端の電圧を所定の不感応時間設定電圧と比較する比較
手段とを備えた電源監視ＩＣにおいて、ダイオードの順
方向電圧によってオフセットを前記不感応時間設定電圧
に加えている。
【００１４】このような構成によると、電源監視ＩＣは
電池の監視を行い、例えば電池の電圧が所定の過充電電
圧よりも高くなると、スイッチング素子等を用いて上記
トランジスタをオフ状態とし、上記電流源を用いてコン
デンサの充電を行う。これにより、コンデンサの電圧を
徐々に高くして比較器等の比較手段で不感応設定時間電
圧と比較する。不感応時間が経過するとコンデンサの電
圧が不感応設定時間電圧よりも高くなり、比較手段より
信号が出力される。この信号により電源監視ＩＣは例え
ば電池に直列に接続されたスイッチング素子をオフして
電池の使用を禁止する。
電池の監視を行い、例えば電池の電圧が所定の過充電電
圧よりも高くなると、スイッチング素子等を用いて上記
トランジスタをオフ状態とし、上記電流源を用いてコン
デンサの充電を行う。これにより、コンデンサの電圧を
徐々に高くして比較器等の比較手段で不感応設定時間電
圧と比較する。不感応時間が経過するとコンデンサの電
圧が不感応設定時間電圧よりも高くなり、比較手段より
信号が出力される。この信号により電源監視ＩＣは例え
ば電池に直列に接続されたスイッチング素子をオフして
電池の使用を禁止する。
【００１５】また、ノイズ等のために検出した電圧が一
時的に過充電電圧よりも高くなった場合には、上記トラ
ンジスタによりコンデンサの放電を行う。これにより、
不感応時間よりも短い期間、過充電電圧よりも高くなっ
ても比較手段から信号が出力されない。更に、不感応設
定時間電圧にダイオードによってオフセットを加えるこ
とにより、トランジスタの温度特性をキャンセルするこ
とができるので不感応時間のばらつきを抑制することが
できる。
時的に過充電電圧よりも高くなった場合には、上記トラ
ンジスタによりコンデンサの放電を行う。これにより、
不感応時間よりも短い期間、過充電電圧よりも高くなっ
ても比較手段から信号が出力されない。更に、不感応設
定時間電圧にダイオードによってオフセットを加えるこ
とにより、トランジスタの温度特性をキャンセルするこ
とができるので不感応時間のばらつきを抑制することが
できる。
【００１６】また、本発明の第２の構成では、上記第１
の構成において、前記トランジスタがダーリントン接続
されている。
の構成において、前記トランジスタがダーリントン接続
されている。
【００１７】このような構成によると、トランジスタが
ダーリントン接続されていることにより、コンデンサの
放電を行う能力が高くなっている。また、トランジスタ
のベース電流を小さくしても放電の能力が高いので、電
源監視ＩＣの消費電流を小さくすることができる。
ダーリントン接続されていることにより、コンデンサの
放電を行う能力が高くなっている。また、トランジスタ
のベース電流を小さくしても放電の能力が高いので、電
源監視ＩＣの消費電流を小さくすることができる。
【００１８】また、本発明の第３の構成では、第１の電
流源をスイッチング素子を介してダーリントン接続され
たトランジスタのベースに接続し、前記トランジスタの
コレクタ側に第２の電流源を接続し、前記トランジスタ
のコレクタ側と所定の定電圧の間にコンデンサを接続
し、更に比較器を設け、前記比較器の一方の入力端子を
前記トランジスタのコレクタ側に接続し、他方の入力端
子に所定の不感応時間設定電圧を入力し、その不感応時
間設定電圧に前記コンデンサの放電時における前記トラ
ンジスタのコレクタ−エミッタ間電圧と同じ電圧をダイ
オードの順方向電圧によって加えている。
流源をスイッチング素子を介してダーリントン接続され
たトランジスタのベースに接続し、前記トランジスタの
コレクタ側に第２の電流源を接続し、前記トランジスタ
のコレクタ側と所定の定電圧の間にコンデンサを接続
し、更に比較器を設け、前記比較器の一方の入力端子を
前記トランジスタのコレクタ側に接続し、他方の入力端
子に所定の不感応時間設定電圧を入力し、その不感応時
間設定電圧に前記コンデンサの放電時における前記トラ
ンジスタのコレクタ−エミッタ間電圧と同じ電圧をダイ
オードの順方向電圧によって加えている。
【００１９】このような構成によると、電源監視ＩＣは
監視している電池の電圧を監視し、例えば過充電電圧よ
り高ければトランジスタ等のスイッチング素子をオフし
てコンデンサの充電を行い、一方、低くなればスイッチ
ング素子をオンしてコンデンサの放電を行う。これによ
り、上記構成と同様に不感応時間が設定される。尚、コ
ンデンサに接続する前記所定の定電圧は例えばグランド
レベルである。
監視している電池の電圧を監視し、例えば過充電電圧よ
り高ければトランジスタ等のスイッチング素子をオフし
てコンデンサの充電を行い、一方、低くなればスイッチ
ング素子をオンしてコンデンサの放電を行う。これによ
り、上記構成と同様に不感応時間が設定される。尚、コ
ンデンサに接続する前記所定の定電圧は例えばグランド
レベルである。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の一実施形態を図１に示
す。図１は本実施形態の電源監視ＩＣの不感応時間設定
回路の回路図である。尚、図１において図３と同一の部
分については同一の符号を付し、重複説明を省略する。
す。図１は本実施形態の電源監視ＩＣの不感応時間設定
回路の回路図である。尚、図１において図３と同一の部
分については同一の符号を付し、重複説明を省略する。
【００２１】定電流源１がスイッチング素子２を介して
ダーリントン接続されたトランジスタ３のベースに接続
される。スイッチング素子２には例えばスイッチング用
のトランジスタが使用される。トランジスタ３のエミッ
タが接地される。トランジスタ３のコレクタ側に定電流
源４が接続される。トランジスタ３のコレクタ側とグラ
ンドの間に不感応時間設定コンデンサ５が接続される。
ダーリントン接続されたトランジスタ３のベースに接続
される。スイッチング素子２には例えばスイッチング用
のトランジスタが使用される。トランジスタ３のエミッ
タが接地される。トランジスタ３のコレクタ側に定電流
源４が接続される。トランジスタ３のコレクタ側とグラ
ンドの間に不感応時間設定コンデンサ５が接続される。
【００２２】また、コンデンサ５の電圧を検出するため
に比較器６の非反転入力端子（＋）がトランジスタ３の
コレクタ側に接続される。比較器６の反転入力端子
（−）には定電流源８からの電流Ｉ３によって抵抗Ｒ１
での電圧降下で与えられる不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆ
が入力される。また、抵抗Ｒ１に直列にダイオード化し
たトランジスタ７を順方向に挿入する。トランジスタ７
のエミッタが接地され、ベース及びコレクタが抵抗Ｒ１
に接続される。
に比較器６の非反転入力端子（＋）がトランジスタ３の
コレクタ側に接続される。比較器６の反転入力端子
（−）には定電流源８からの電流Ｉ３によって抵抗Ｒ１
での電圧降下で与えられる不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆ
が入力される。また、抵抗Ｒ１に直列にダイオード化し
たトランジスタ７を順方向に挿入する。トランジスタ７
のエミッタが接地され、ベース及びコレクタが抵抗Ｒ１
に接続される。
【００２３】次に電源監視ＩＣの動作を説明する。定電
流源１より電流Ｉ１が出力される。スイッチング素子２
はリセット信号Ｓ１によりオン／オフ制御される。スイ
ッチング素子２がオンのときダーリントン接続されたト
ランジスタ３により、トランジスタ３のコレクタ電流が
β2・Ｉ１となる。
流源１より電流Ｉ１が出力される。スイッチング素子２
はリセット信号Ｓ１によりオン／オフ制御される。スイ
ッチング素子２がオンのときダーリントン接続されたト
ランジスタ３により、トランジスタ３のコレクタ電流が
β2・Ｉ１となる。
【００２４】上記従来の回路（図３）ではトランジスタ
３ｃのコレクタ電流はβ・Ｉ１であったが、本実施形態
ではβ2・Ｉ１となるので放電能力が増大している。そ
のため、図９に示すように高周波の連続ノイズによって
もコンデンサ５に電荷が蓄積されなくるので誤検出によ
る誤動作が防止される。また、放電能力が増大している
ため、電流Ｉ１を小さくすることができる。これによ
り、電源監視ＩＣの消費電流を小さくすることができ
る。
３ｃのコレクタ電流はβ・Ｉ１であったが、本実施形態
ではβ2・Ｉ１となるので放電能力が増大している。そ
のため、図９に示すように高周波の連続ノイズによって
もコンデンサ５に電荷が蓄積されなくるので誤検出によ
る誤動作が防止される。また、放電能力が増大している
ため、電流Ｉ１を小さくすることができる。これによ
り、電源監視ＩＣの消費電流を小さくすることができ
る。
【００２５】更に、不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆにトラ
ンジスタ７によってオフセットΔＶｆ２が加えられてい
る。ただし、ΔＶｆ２≒ΔＶｆ１＋Ｖｓａｔである。Δ
Ｖｆ１はコンデンサ５の放電時におけるトランジスタ３
ａのベース−エミッタ間電圧である。Ｖｓａｔはコンデ
ンサ５の放電時におけるトランジスタ３ｂのコレクタ−
エミッタ間電圧である。これにより、コンデンサ５で設
定される不感応時間Ｔ１は次式で表される。 Ｔ１＝Ｃ・（Ｖｒｅｆ＋ΔＶｆ２−（ΔＶｆ１＋Ｖｓａｔ））／Ｉ２ ≒Ｃ・Ｖｒｅｆ／Ｉ２ （ただし、Ｃはコンデンサ５の静電容量である）
ンジスタ７によってオフセットΔＶｆ２が加えられてい
る。ただし、ΔＶｆ２≒ΔＶｆ１＋Ｖｓａｔである。Δ
Ｖｆ１はコンデンサ５の放電時におけるトランジスタ３
ａのベース−エミッタ間電圧である。Ｖｓａｔはコンデ
ンサ５の放電時におけるトランジスタ３ｂのコレクタ−
エミッタ間電圧である。これにより、コンデンサ５で設
定される不感応時間Ｔ１は次式で表される。 Ｔ１＝Ｃ・（Ｖｒｅｆ＋ΔＶｆ２−（ΔＶｆ１＋Ｖｓａｔ））／Ｉ２ ≒Ｃ・Ｖｒｅｆ／Ｉ２ （ただし、Ｃはコンデンサ５の静電容量である）
【００２６】ΔＶｆ２≒ΔＶｆ１＋Ｖｓａｔでオフセッ
トがキャンセルされるので、上記従来の電源監視ＩＣ
（図３）と同じ不感応時間Ｔ１≒Ｃ・Ｖｒｅｆ／Ｉ２が
設定される。また、トランジスタ７とトランジスタ３は
素子のばらつきを互いにキャンセルし、温度特性もキャ
ンセルする効果があるので、不感応時間のばらつきが抑
制される。尚、不感応時間は数十ミリ秒〜数秒程度で自
由に設定できる。
トがキャンセルされるので、上記従来の電源監視ＩＣ
（図３）と同じ不感応時間Ｔ１≒Ｃ・Ｖｒｅｆ／Ｉ２が
設定される。また、トランジスタ７とトランジスタ３は
素子のばらつきを互いにキャンセルし、温度特性もキャ
ンセルする効果があるので、不感応時間のばらつきが抑
制される。尚、不感応時間は数十ミリ秒〜数秒程度で自
由に設定できる。
【００２７】次に図２を用いて上記不感応時間設定回路
（図１参照）を電源監視ＩＣ１０に組み込んだリチウム
イオン電源装置（以下「電池パック」という）１１につ
いて説明する。図２は電池パック１１の回路図である。
リチウムイオン電池１５は過充電状態となると発煙等の
危険があるため、電源監視ＩＣ１０で電池１５の電圧を
監視して過充電状態とならないようにしている。
（図１参照）を電源監視ＩＣ１０に組み込んだリチウム
イオン電源装置（以下「電池パック」という）１１につ
いて説明する。図２は電池パック１１の回路図である。
リチウムイオン電池１５は過充電状態となると発煙等の
危険があるため、電源監視ＩＣ１０で電池１５の電圧を
監視して過充電状態とならないようにしている。
【００２８】電池１５の高電位側が端子Ｔ１及びＰチャ
ネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field
Effect Transistor）１２のソースに接続される。そし
て、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレインが（＋）端子１３に接
続される。ＭＯＳＦＥＴ１２のゲートは電源監視ＩＣ１
０の端子Ｔ３に接続され、電源監視ＩＣ１０によりオン
／オフ制御される。ＭＯＳＦＥＴ１２はスイッチング素
子である。電池１５の低電位側が端子Ｔ２及び（−）端
子１４に接続される。
ネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field
Effect Transistor）１２のソースに接続される。そし
て、ＭＯＳＦＥＴ１２のドレインが（＋）端子１３に接
続される。ＭＯＳＦＥＴ１２のゲートは電源監視ＩＣ１
０の端子Ｔ３に接続され、電源監視ＩＣ１０によりオン
／オフ制御される。ＭＯＳＦＥＴ１２はスイッチング素
子である。電池１５の低電位側が端子Ｔ２及び（−）端
子１４に接続される。
【００２９】電源監視ＩＣ１０の内部において、端子Ｔ
１、Ｔ２に抵抗Ｒ２とＲ３を直列に接続した回路が接続
される。抵抗Ｒ２とＲ３の接続中点が比較器１９の非反
転入力端子（＋）に接続される。比較器１９の反転入力
端子（−）にはグランドレベルよりも電圧Ｖａだけ高い
電圧が入力される。比較器１９の出力側がトランジスタ
２０のベースに接続される。トランジスタ２０のエミッ
タは接地され、コレクタは定電流源１に接続される。ト
ランジスタ２０のコレクタ側がダーリントン接続された
トランジスタ３のベースに接続される。
１、Ｔ２に抵抗Ｒ２とＲ３を直列に接続した回路が接続
される。抵抗Ｒ２とＲ３の接続中点が比較器１９の非反
転入力端子（＋）に接続される。比較器１９の反転入力
端子（−）にはグランドレベルよりも電圧Ｖａだけ高い
電圧が入力される。比較器１９の出力側がトランジスタ
２０のベースに接続される。トランジスタ２０のエミッ
タは接地され、コレクタは定電流源１に接続される。ト
ランジスタ２０のコレクタ側がダーリントン接続された
トランジスタ３のベースに接続される。
【００３０】トランジスタ３のエミッタが接地される。
トランジスタ３のコレクタが定電流源４に接続される。
トランジスタ３のコレクタ側とグランドの間に不感応時
間設定コンデンサ５が接続される。また、比較器６の非
反転入力端子（＋）がトランジスタ３のコレクタ側に接
続される。比較器６の反転入力端子（−）には定電流源
８からの電流Ｉ３によって抵抗Ｒ１での電圧降下で与え
られる不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆが入力される。ま
た、抵抗Ｒ１に直列となるように、ダイオード化したト
ランジスタ７を挿入する。
トランジスタ３のコレクタが定電流源４に接続される。
トランジスタ３のコレクタ側とグランドの間に不感応時
間設定コンデンサ５が接続される。また、比較器６の非
反転入力端子（＋）がトランジスタ３のコレクタ側に接
続される。比較器６の反転入力端子（−）には定電流源
８からの電流Ｉ３によって抵抗Ｒ１での電圧降下で与え
られる不感応時間設定電圧Ｖｒｅｆが入力される。ま
た、抵抗Ｒ１に直列となるように、ダイオード化したト
ランジスタ７を挿入する。
【００３１】比較器６の出力側がバッファ回路２１に接
続される。バッファ回路２１は比較器６よりハイレベル
の信号を入力すると端子Ｔ３に接続されたＭＯＳＦＥＴ
１２をオフするように制御信号を出力する。尚、図２に
おいて図１と同一の部分について同一の符号を付し、重
複説明を省略する。
続される。バッファ回路２１は比較器６よりハイレベル
の信号を入力すると端子Ｔ３に接続されたＭＯＳＦＥＴ
１２をオフするように制御信号を出力する。尚、図２に
おいて図１と同一の部分について同一の符号を付し、重
複説明を省略する。
【００３２】このような構成により、電池１５の放電時
には電池パック１１は（＋）端子１３及び（−）端子１
４に接続された携帯電話やパーソナルコンピュータ等の
機器に電力を供給する。また、充電時には電池パック１
１は（＋）端子１３及び（−）端子１４に接続された直
流電源から電流を電池１５に送る。
には電池パック１１は（＋）端子１３及び（−）端子１
４に接続された携帯電話やパーソナルコンピュータ等の
機器に電力を供給する。また、充電時には電池パック１
１は（＋）端子１３及び（−）端子１４に接続された直
流電源から電流を電池１５に送る。
【００３３】比較器１９で電池１５の電圧が過充電電圧
より高いかどうか判断する。過充電電圧は前述のように
例えば４．２Ｖである。電池１５の電圧が過充電電圧よ
り高くなると比較器１９の出力はハイレベルとなり、ト
ランジスタ２０をオンする。これにより定電流源１から
の電流Ｉ１はトランジスタ２０側に流れ、ダーリントン
接続されたトランジスタ３に流れなくなる。そのため、
定電流源４からの電流Ｉ２がコンデンサ５に流れ込み、
コンデンサ５の充電を行う。
より高いかどうか判断する。過充電電圧は前述のように
例えば４．２Ｖである。電池１５の電圧が過充電電圧よ
り高くなると比較器１９の出力はハイレベルとなり、ト
ランジスタ２０をオンする。これにより定電流源１から
の電流Ｉ１はトランジスタ２０側に流れ、ダーリントン
接続されたトランジスタ３に流れなくなる。そのため、
定電流源４からの電流Ｉ２がコンデンサ５に流れ込み、
コンデンサ５の充電を行う。
【００３４】そして、前述したように電池１５の電圧が
過充電電圧より高い状態を不感応時間継続していれば、
比較器６の出力がハイレベルとなる。そして、この比較
器６からの信号によりバッファ回路２１が制御信号を出
力してＭＯＳＦＥＴ１２をオフし、電池１５の使用を禁
止する。
過充電電圧より高い状態を不感応時間継続していれば、
比較器６の出力がハイレベルとなる。そして、この比較
器６からの信号によりバッファ回路２１が制御信号を出
力してＭＯＳＦＥＴ１２をオフし、電池１５の使用を禁
止する。
【００３５】また、電源監視ＩＣ１０には電池１５の過
充電電圧の検出だけでなく、過放電電圧や過電流を検出
するようにしてもよい。リチウムイオン電池の場合、過
放電電圧は例えば２．２Ｖである。そして、電池１５の
電圧を検出し、過放電電圧より低くなったときに電池１
５と直列となるように挿入されたＭＯＳＦＥＴをオフし
て電池１５の使用を禁止する。
充電電圧の検出だけでなく、過放電電圧や過電流を検出
するようにしてもよい。リチウムイオン電池の場合、過
放電電圧は例えば２．２Ｖである。そして、電池１５の
電圧を検出し、過放電電圧より低くなったときに電池１
５と直列となるように挿入されたＭＯＳＦＥＴをオフし
て電池１５の使用を禁止する。
【００３６】過電流を検出するには例えばＭＯＳＦＥＴ
１２を使用してＭＯＳＦＥＴ１２の電圧降下から電流を
検出し、所定の電流値より大きくなれば、電池１５と直
列となるように挿入されたＭＯＳＦＥＴをオフして過電
流を防止する。尚、コンデンサ５は電源監視ＩＣ１０に
内蔵又は外付けのいずれでもよい。また、ＭＯＳＦＥＴ
１２はＮチャネルＭＯＳＦＥＴを（−）端子側（Ａで示
す位置）に設けるようにしてもよい。更に、電池パック
１１は複数のリチウムイオン電池の電圧をそれぞれ監視
して制御するものでも、同様な構成を複数並列に設ける
ことによって対応できる。
１２を使用してＭＯＳＦＥＴ１２の電圧降下から電流を
検出し、所定の電流値より大きくなれば、電池１５と直
列となるように挿入されたＭＯＳＦＥＴをオフして過電
流を防止する。尚、コンデンサ５は電源監視ＩＣ１０に
内蔵又は外付けのいずれでもよい。また、ＭＯＳＦＥＴ
１２はＮチャネルＭＯＳＦＥＴを（−）端子側（Ａで示
す位置）に設けるようにしてもよい。更に、電池パック
１１は複数のリチウムイオン電池の電圧をそれぞれ監視
して制御するものでも、同様な構成を複数並列に設ける
ことによって対応できる。
【００３７】
＜請求項１の効果＞上述のように、本発明によれば、不
感応時間設定電圧にコンデンサの放電を行うときのトラ
ンジスタの電圧と同電圧のオフセットを例えばダイオー
ド化したトランジスタで加えることにより、トランジス
タの素子のばらつきを互いにキャンセルする。また、温
度特性をキャンセルするので、設定した不感応時間のば
らつきが小さくなる。
感応時間設定電圧にコンデンサの放電を行うときのトラ
ンジスタの電圧と同電圧のオフセットを例えばダイオー
ド化したトランジスタで加えることにより、トランジス
タの素子のばらつきを互いにキャンセルする。また、温
度特性をキャンセルするので、設定した不感応時間のば
らつきが小さくなる。
【００３８】＜請求項２の効果＞ダーリントン接続され
たトランジスタでコンデンサの放電を行うことにより、
放電能力が増大する。これにより、高周波の連続ノイズ
による誤動作が防止される。また、電源監視ＩＣの消費
電流を小さくすることもできる。
たトランジスタでコンデンサの放電を行うことにより、
放電能力が増大する。これにより、高周波の連続ノイズ
による誤動作が防止される。また、電源監視ＩＣの消費
電流を小さくすることもできる。
【００３９】＜請求項３の効果＞上記効果と同じく、不
感応時間のばらつきが抑制され、消費電流も小さくする
ことができる。また、放電能力の増大により、高周波の
連続ノイズによる誤動作が防止される。
感応時間のばらつきが抑制され、消費電流も小さくする
ことができる。また、放電能力の増大により、高周波の
連続ノイズによる誤動作が防止される。
【図１】 本発明の一実施形態の不感応時間設定回路の
回路図。
回路図。
【図２】 その不感応時間設定回路を組み込んだ電池パ
ックの回路図。
ックの回路図。
【図３】 従来の電源監視ＩＣにおける不感応時間設定
回路の回路図。
回路の回路図。
【図４】 不感応時間を設定しないときの検出電圧と制
御信号の関係を示す波形図。
御信号の関係を示す波形図。
【図５】 不感応時間を設定したときのノイズによる検
出電圧と電圧Ｖｃの関係を示す波形図。
出電圧と電圧Ｖｃの関係を示す波形図。
【図６】 その不感応時間経過後に制御信号を出力する
例を示す波形図。
例を示す波形図。
【図７】 図５を拡大した波形図。
【図８】 高周波の連続ノイズによる誤検出の例を示す
波形図。
波形図。
【図９】 放電能力が高いときに誤検出が防止されるこ
とを示す波形図。
とを示す波形図。
１、４、８ 定電流源 ２ スイッチング素子 ３ ダーリントン接続されたトランジスタ ５ 不感応時間設定コンデンサ ６ 比較器 ７ ダイオード化したトランジスタ １０ 電源監視ＩＣ １１ 電池パック １２ ＭＯＳＦＥＴ １３ （＋）端子 １４ （−）端子 １５ リチウムイオン電池 １９ 比較器 ２０ トランジスタ ２１ バッファ回路 Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗 Ｔ１〜Ｔ３ 端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｊ 7/10 Ｇ０６Ｆ 1/00 ３３３Ｃ
Claims (4)
- 【請求項１】 不感応時間設定コンデンサと、前記コン
デンサの充電を行う電流源と、前記コンデンサの放電を
行うトランジスタと、前記コンデンサの両端の電圧を所
定の不感応時間設定電圧と比較する比較手段とを備えた
電源監視ＩＣにおいて、 ダイオードの順方向電圧によってオフセットを前記不感
応時間設定電圧に加えたことを特徴とする電源監視Ｉ
Ｃ。 - 【請求項２】 前記トランジスタはダーリントン接続さ
れていることを特徴とする請求項１に記載の電源監視Ｉ
Ｃ。 - 【請求項３】 第１の電流源をスイッチング素子を介し
てダーリントン接続されたトランジスタのベースに接続
し、前記トランジスタのコレクタ側に第２の電流源を接
続し、前記トランジスタのコレクタ側と所定の定電圧の
間にコンデンサを接続し、更に比較器を設け、前記比較
器の一方の入力端子を前記トランジスタのコレクタ側に
接続し、他方の入力端子に所定の不感応時間設定電圧を
入力し、その不感応時間設定電圧に前記コンデンサの放
電時における前記トランジスタのコレクタ−エミッタ間
電圧と同じ電圧をダイオードの順方向電圧によって加え
ることを特徴とする電源監視ＩＣ。 - 【請求項４】 請求項１又は請求項２に記載の電源監視
ＩＣを用いて電池の監視を行い、その監視結果によって
前記電池に直列となるように接続されたスイッチング素
子をオン／オフ制御することを特徴とする電池パック。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01509997A JP3753492B2 (ja) | 1997-01-29 | 1997-01-29 | 電源監視ｉｃ及び電池パック |
| CA002278704A CA2278704C (en) | 1997-01-29 | 1998-01-28 | Power supply monitoring ic and battery pack |
| US09/341,685 US6154009A (en) | 1997-01-29 | 1998-01-28 | Power supply monitoring IC and battery pack |
| KR1019997006466A KR100331949B1 (ko) | 1997-01-29 | 1998-01-28 | 전원감시 ｉｃ 및 전지팩 |
| PCT/JP1998/000380 WO1998033257A1 (fr) | 1997-01-29 | 1998-01-28 | Circuit integre controlant un ensemble alimentation electrique et batterie |
| EP98901050A EP0999635A4 (en) | 1997-01-29 | 1998-01-28 | INTEGRATED CIRCUIT FOR TRANSMITTING THE POWER SUPPLY AND BATTERY SET |
| CN98802168A CN1246215A (zh) | 1997-01-29 | 1998-01-28 | 电源监控集成电路及电池组 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01509997A JP3753492B2 (ja) | 1997-01-29 | 1997-01-29 | 電源監視ｉｃ及び電池パック |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10215518A true JPH10215518A (ja) | 1998-08-11 |
| JP3753492B2 JP3753492B2 (ja) | 2006-03-08 |
Family
ID=11879404
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01509997A Expired - Fee Related JP3753492B2 (ja) | 1997-01-29 | 1997-01-29 | 電源監視ｉｃ及び電池パック |
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| EP (1) | EP0999635A4 (ja) |
| JP (1) | JP3753492B2 (ja) |
| KR (1) | KR100331949B1 (ja) |
| CN (1) | CN1246215A (ja) |
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- 1998-01-28 CN CN98802168A patent/CN1246215A/zh active Pending
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