JPH11509058A - Ｃｄｍａモデム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ＣＤＭＡモデムはモデム送信器を含み、このモデム送信器は、関連づけられたパイロット符号信号を提供するとともに複数のメッセージ符号信号を発生する符号発生器と、各情報信号を各メッセージ符号信号と組み合わせることにより拡散帯域メッセージ信号を生成する拡散回路と、上記メッセージ符号信号の同期化対象であるグローバルパイロット符号信号を提供するグローバルパイロット符号発生器とを有する。ＣＤＭＡモデムはモデム受信器をも含み、このモデム受信器は、関連づけられたパイロット符号発生器と、上記関連パイロット信号の符号位相遅延バージョンを受信ＣＤＭ信号に相関させて収縮関連パイロット信号を生成する一群の関連づけられたパイロット符号相関器とを有する。上記関連づけられたパイロット信号の符号位相は、パイロット信号が受信されるまでの間、捕捉信号値に応答して変更される。関連づけられたパイロット符号トラッキング論理は、上記捕捉信号に応答しで上記関連パイロット符号信号を同位相に調節し、これにより、該収縮関連パイロット符号信号の信号出力レベルが最大化される。最後に、上記ＣＤＭＡモデム受信器は、それぞれ複数の受信メッセージ信号相関器を含む一群のメッセージ信号捕捉回路を含み、この受信メッセージ信号相関器は、各ローカル受信メッセージ符号信号を上記ＣＤＭ信号に相関させて各収縮受信メッセージ信号を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】 ＣＤＭＡモデム 発明の背景 地方の電話システムおよび発展途上国における電話システムなどのリモートと して分類されるユーザグループに高品質のテレコミュニケーションサービスを提 供することは、近年課題となってきている。これらのサービスによって生み出さ れた過去の需要の一部は、固定または移動周波数分割多重（ＦＤＭ）システム、 周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システム、時分割多重（ＴＤＭ）システム、時 分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割および時分割組み合わせシステ ム（ＦＤ／ＴＤＭＡ）、ならびに他の陸上移動無線システムなどのワイヤレス無 線サービスによって満たされている。しばしば、これらの遠隔サービスは、周波 数またはスペクトル帯域幅容量によって同時にサポートされ得るよりも多くの潜 在的ユーザに直面する。 ワイヤレス通信における近年の進歩によると、これらの制限を認識して、拡散 帯域変調技術を用いて複数のユーザによる同時通信を提供している。拡散帯域変 調とは、拡散符号信号を用いて情報信号を変調することを指す。拡散符号信号は 、符号発生器によって生成され、拡散符号の周期Ｔｃは、実質的に、情報データ ビットまたはシンボル信号の周期よりも短い。符号は、情報が送信されたときの 搬送波周波数を変調し得る（周波数ホップ（frequency-hopped）拡散と呼ばれる ）か、または情報データ信号を用いて拡散符号を多重化することによって信号を 直接変調し得る（直接シーケンス拡散（ＤＳ）と呼ばれる）。拡散帯域変調は、 情報信号を送信するために必要な帯域幅よりも実質的に大きい帯域幅を有する信 号を生成し、また、受信器復調器における信号の同期受信および収縮によって元 の情報は復元される。同期復調器は、基準信号を用いて、収縮回路を入力拡散帯 域変調信号と同期させ、搬送波信号および情報信号を復元する。基準信号は、情 報信号によって変調されない拡散符号であり得る。 ワイヤレスネットワークにおける拡散帯域変調では、複数のユーザが、互いの 受信器への干渉を最小限に抑えながら同一の周波数帯域を用い得るため、多くの 利点が提供される。拡散帯域変調はまた、他のソースからの干渉の影響も低減す る。さらに同期拡散帯域変調および復調技術は、単一のユーザに複数のメッセー ジチャネルを提供し、それぞれが異なる拡散符号を有して拡散し、かつ、単一の 基準信号のみをユーザに送信することによって発展し得る。 拡散帯域技術が用いられる１つの領域は、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ） を提供するためのセルラー移動通信の分野である。このようなシステムは、多数 のユーザをサポートし、ドップラーシフトおよびフェードを制御し、ビット誤り 率が低い高速ディジタルデータ信号を提供するのが望ましい。これらのシステム は、直交または準直交拡散符号群を用い、パイロット拡散符号シーケンスは、こ れらの符号群と同期される。各ユーザは、拡散符号の１つを拡散機能として割り 付けられる。このようなシステムについての関連した問題は、直交符号を用いて 多数のユーザをサポートすること、遠隔ユニットが利用できる低減された電力を 取り扱うこと、およびマルチパスフェーディング効果を取り扱うことである。こ のような問題に対する解決法としては、位相アレイアンテナを用いて複数の操作 可能なビームを生成すること、中央基準に同期した符号を循環シフトすることで 再利用される非常に長い直交符号シーケンスまたは準直交符号シーケンスを利用 すること、およびマルチパス信号を多様に組み合わせることが挙げられる。 発明の要旨 本発明によるモデムを含むシステムの一例は、１つ以上の基地ステーションと 複数の遠隔加入者ユニットとの間に無線リンクを用いたローカルループ電話サー ビスを提供する。実施形態の一例においては、上記無線リンクが固定加入者ユニ ット（ＦＳＵ）と通信する基地ステーション用として記載しているが、本システ ムは、ＦＳＵおよび移動加入者ユニット（ＭＳＵ）の両方への無線リンクを有す る複数の基地ステーションを含むシステムにも同様に適用可能である。この結果 、上記遠隔加入者ユニットを、本明細書中では加入者ユニット（ＳＵ）と呼ぶ。 図１を参照して、上記システム例において、基地ステーション（ＢＳ）１０１は 、ローカル交換(local exchange)（ＬＥ）１０３等、および電話ネットワーク切 り 替えインターフェースへのコール接続を提供し、無線搬送波局ＲＣＳ（１０４） を含む。１つ以上のＲＣＳ１０４、１０５および１１０が、リンク１３１、１３ ２、１３７、１３８および１３９を介して無線分配ユニット（ＲＤＵ）１０２に 接続し、そして、ＲＤＵ１０２は、コールセットアップ、制御および情報信号を テルコリンク１４１、１４２および１５０を介して送信および受信することによ ってＬＥ１０３とインターフェースをとる。ＳＵ１１６、１１９は、無線リンク １６１、１６２、１６３、１６４および１６５を介してＲＣＳ１０４と通信する 。ＲＣＳおよびＳＵは共に、無線リンクを確立し、維持するＣＤＭＡモデムを含 む。あるいは、本発明の別の実施形態は、いくつかのＳＵと、ＲＣＳと同様に機 能してこれらＳＵ間の通信を可能にする「マスター」ＳＵとを含み得る。このよ うな実施形態は、ローカル電話ネットワークへの接続を有していても良いし、あ るいは有していなくてもよい。 記載した実施形態では、送受信拡散帯域チャネルに対する搬送波を中心とした 拡散帯域幅を用いているが、本発明の方法は、送信チャネル用に複数の拡散帯域 幅、そして受信チャネル用に複数の拡散スペクトル帯域幅を用いたシステムに容 易に拡張される。あるいは、拡散帯域通信システムは、あるユーザの送信が他の ユーザの収縮受信器に対して雑音として現れる固有の特徴を有するので、実施形 態では、送信パスチャネルおよび受信パスチャネルの両方に対して同じ拡散帯域 チャネルを用い得る。換言すると、アップリンクおよびダウンリンク送信が、同 一の周波数帯域を占有し得る。 拡散バイナリシンボル情報は、本実施形態において、ナイキストパルス整形さ れながら、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調を用いて無線リンク１６ １〜１６５によって送信される。本実施形態における整形には、オフセットＱＰ ＳＫ（ＯＱＰＳＫ）および最小シフトキーイング（ＭＳＫ）が含まれるが、これ らに限定されるものではなく、他の変調技術を用いることも可能である。 ＲＣＳおよびＳＵはそれぞれ、情報信号および接続制御信号を含むテレコミュ ニケーション信号を送信および受信するための本発明によるＣＤＭＡモデムを有 する。本発明の一実施形態を含むＣＤＭＡモデムは、モデム送信器を有する。モ デム送信器は、関連のパイロット符号信号を提供し、複数のメッセージ符号信号 を生成する符号発生器と、情報信号のそれぞれとメッセージ符号信号のそれぞれ とを組み合わせて拡散帯域処理メッセージ信号を生成する拡散手段と、メッセー ジ符号信号が同期されるグローバルパイロット符号信号を提供するグローバルパ イロット符号発生器とを有する。 本ＣＤＭＡモデム例はまた、関連のパイロット符号捕捉およびトラッキング論 理を備えたモデム受信器を有する。関連のパイロット符号捕捉論理は、関連のパ イロット符号生成器と、関連のパイロット信号の符号位相遅延バージョンを収縮 した関連のパイロット信号を生成するための受信ＣＤＭ信号に相関させる関連の パイロット符号相関器のグループとを有する。関連のパイロット信号の符号位相 は、検出器が、捕捉信号値を変化させることによって収縮した関連のパイロット 符号信号の存在を示すまで、捕捉信号値に応答して変化する。関連のパイロット 符号信号は、グローバルパイロット信号に同期される。関連のパイロット符号ト ラッキング論理は、捕捉信号に応答して、関連のパイロット符号信号の位相を調 整し、収縮した関連のパイロット符号信号の信号電力レベルを最大にする。最後 に、ＣＤＭＡモデム受信器は、メッセージ信号捕捉回路のグループを有する。各 メッセージ信号捕捉回路は、ローカル受信メッセージ符号信号の１つをＣＤＭ信 号に相関させて各収縮した受信メッセージ信号を生成するための複数の受信メッ セージ信号相関器を有する。 ＣＤＭＡモデムによって用いられるほぼ互いに直交した大きな符号群を生成す るために、本モデム例は、符号シーケンス発生器を有する。符号シーケンスは、 ＲＦ通信チャネルによる同位相（Ｉ）および直交（Ｑ）送信を含む拡散帯域通信 システムの各論理チャネルに割り付けされている。１セットのシーケンスは、デ ータ信号によって変調されずに送信される符号シーケンスであるパイロットシー ケンスとして用いられる。符号シーケンス生成回路は、線形フィードバックシフ トレジスタと、短い均一符号シーケンスを提供するメモリと、フィードフォワー ド回路に与えられる符号シーケンスと最小の相関を示す符号群の他のメンバーを 提供する複数の循環シフトフィードフォワード部とを有する長い符号シーケンス 発生器を有する。符号シーケンス発生器はさらに、長い符号シーケンスの位相シ フトバージョンのそれぞれと、短い均一な符号シーケンスとを組み合わせて、比 較的低い相互相関を有する長い符号のシーケンスのグループまたは群を生成する ための符号シーケンス組合せ器のグループを有する。 図面の簡単な説明 図１は、本発明による符号分割多元接続通信システムのブロック図である。 図2aは、本発明の符号発生器の長い拡散符号と共に用いるのに適した３６ステ ージの線形シフトレジスタのブロック図である。 図2bは、符号発生器のフィードフォワード動作を示す回路のブロック図である 。 図2cは、長い拡散符号および短い拡散符号から拡散符号シーケンスを生成する ための回路を有する本発明の例示的な符号発生器のブロック図である。 図2dは、電気回路遅延を補償する遅延素子を有する符号生成回路の他の実施態 様である。 図3aは、パイロット拡散符号ＱＰＳＫ信号の点のグラフである。 図3bは、メッセージチャネルＱＰＳＫ信号の点のグラフである。 図3cは、本発明の受信した拡散符号位相をトラックする方法を実行する例示的 な回路のブロック図である。 図４は、受信したマルチパス信号成分の中央値をトラックするトラッキング回 路のブロック図である。 図5aは、受信したマルチパス信号成分の中心軌跡をトラックするトラッキング 回路のブロック図である。 図5bは、適応ベクトル相関器のブロック図である。 図６は、受信したパイロット符号の正しい拡散符号位相の捕捉決定方法を実行 する本発明の例示的な回路のブロック図である。 図７は、パイロット拡散符号を収縮するためのトラッキング回路およびディジ タル位相ロックループ、ならびに重み付け係数の発生器を有する本発明の例示的 なパイロットレイクフィルタのブロック図である。 図8aは、マルチパス成分を収縮および組み合わせるための本発明の例示的な適 応ベクトル相関器および整合フィルタのブロック図である。 図8bは、マルチパス成分を収縮および組み合わせるための本発明の適応ベクト ル相関器および適応整合フィルタの他の実装のブロック図である。 図8cは、マルチパス成分を収縮および組み合わせるための本発明の適応ベクト ル相関器および適応整合フィルタの他の実施態様のブロック図である。 図8dは、本発明の１つの実施態様の適応整合フィルタのブロック図である。 図９は、本発明の例示的な無線搬送波ステーション（ＲＣＳ）の要素のブロッ ク図である。 図10は、図９に示すＲＣＳの例示的なモデムインターフェースユニット（ＭＩ Ｕ）の要素のブロック図である。 図11は、ＣＤＭＡモデムの送信、受信、制御および符号生成回路を示す高レベ ルブロック図である。 図12は、ＣＤＭＡモデムの送信部のブロック図である。 図13は、例示的なモデム入力信号受信器のブロック図である。 図14は、本発明において用いられる例示的な重畳符号化器のブロック図である 。 図15は、ＣＤＭＡモデムの受信部のブロック図である。 図16は、ＣＤＭＡモデム受信部において用いられる例示的な適応整合フィルタ のブロック図である。 図17は、ＣＤＭＡモデム受信部において用いられる例示的なパイロットレイク のブロック図である。 図18は、ＣＤＭＡモデム受信部において用いられる例示的な補助パイロットレ イクのブロック図である。 例示的な実施態様の説明 図１を参照して、無線リンク１６１から１６５は、送信モードとして、広帯域 符号分割多元接続（Ｂ−ＣＤＭＡ^TM）をアップリンクおよびダウンリンク方向の 両方に導入する。多元接続システムにおいて用いられるＣＤＭＡ（拡散帯域とし ても知られている）通信技術は周知である。記載されるシステム例は、直接シー ケンス（ＤＳ）拡散技術を用いる。各モデムにおいて、１つ以上のＣＤＭＡ変調 器が、拡散帯域拡散符号シーケンスの生成を行う。さらに、モデムは、例えば、 擬似雑音（ＰＮ）拡散シーケンスを生成し、また、同位相（Ｉ）チャネルおよび 直交（Ｑ）チャネルに対する直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）信号を生成 するために複合ＤＳ変調を成し遂げる。パイロット信号は、変調信号を有し発生 され送信される。本実施態様のパイロット信号はデータによって変調されない拡 張符号である。パイロット信号は、同期、搬送波位相復元、および無線チャネル のインパルス応答を見積もるために用いられる。各ＳＵは、単一のパイロット発 生器と、共にＣＤＭＡモデムとして知られる少なくとも１つのＣＤＭＡ変調器お よび復調器とを有する。各ＲＣＳ１０４、１０５および１１０は、単一のパイロ ット発生器と、すべてのＳＵによって使用されるすべての論理チャネルに対する 十分なＣＤＭＡ変調器および復調器を有する。 ＣＤＭＡ復調器は、適切な処理を用いて信号を収縮し、マルチパスの伝播効力 に対抗またはこの効力を利用する。受信電力レベルに関するパラメータを用いて 自動電力制御（ＡＰＣ）情報が生成され、次にこの情報は通信リンクの他端に送 信される（即ち、ＳＵからＲＣＳへ、あるいは、ＲＣＳからＳＵへ）。ＡＰＣ情 報は、自動順方向電力制御（ＡＦＰＣ）リンクおよび自動逆方向電力制御（ＡＲ ＰＣ）リンクの送信電力を制御するために用いられる。さらに、各ＲＣＳ１０４ 、１０５および１１０は、ＡＰＣと同様に、メンテナンス電力制御（ＭＰＣ）を 成し遂げ、各ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８の初期送信電力 を調整し得る。 ＲＣＳ１０４、１０５および１１０の無線アンテナにおける多様な組合せは必 要ではない。なぜなら、ＣＤＭＡは、拡散帯域幅によって固有の周波数多様性を 有するからである。受信器は、マルチパス信号を組み合わせる適応整合フィルタ （ＡＭＦ）（図１に示していない）を有する。これは、マルチパス信号を組み合 わせる。本実施態様例において、ＡＭＦは、最大比組合せ（Maximal Ratio Comb ining）を成し遂げる。 論理通信チャネル 従来技術の「チャネル」は通常、インターフェースの一部であり、かつその内 容に関係なく、そのインターフェースの他のパスと区別され得る、通信パスとみ なされる。しかし、ＣＤＭＡの場合、個々の通信パスは、その内容によってのみ 区別される。「論理チャネル」という用語は、個々のデータストリームを区別す るために使用され、データストリームは論理的には従来の意味でのチャネルと同 等である。本発明のすべての論理チャネルおよびサブチャネルは、一般的な毎秒 ６４キロシンボル（ksym/s）のＱＰＳＫストリームにマップされる。いくつかの チャネルは、システムのグローバルパイロット符号と同様に発生し、それと同様 の機能を果たす関連したパイロット符号と同期化される。しかし、システムパイ ロット信号は、論理チャネルとはみなされない。 いくつかの論理通信チャネルは、ＲＣＳとＳＵとの間のＲＦ通信リンク上で使 用される。各論理通信チャネルは、固定の、あらかじめ決定された拡散符号か、 または動的に割り当てられた拡散符号を有する。あらかじめ決定された符号およ び割り当てられた符号とも、符号位相は、パイロット符号と同期化される。論理 通信チャネルは、２つのグループに分けられる。グローバルチャネル（ＧＣ）グ ループは、基地ステーションのＲＣＳから全遠隔ＳＵに送信されるか、あるいは ＳＵのアイデンティティにかかわらず、任意のＳＵから基地ステーションのＲＣ Ｓに送信されるチャネルを含む。これらのチャネルは全てのユーザについてのも のを含み、メッセージ通信チャネルへの接続を獲得するためにＳＵによって用い られるチャネルを含む。割り当てられたチャネル（ＡＣ）グループのチャネルは 、ＲＣＳと特定のＳＵとの間の通信専用のチャネルである。 グローバルチャネル（ＧＣ）グループは、１）全ＳＵへのメッセージの同時通 信およびＳＵへのメッセージのページングのための、ポイントツーマルチポイン トサービスを提供する、同時通信制御論理チャネル、および２）ＳＵがシステム にアクセスし、割り当てられたチャネルを得るために、グローバルチャネル上で ポイントツーポイントサービスを提供する、アクセス制御論理チャネルを提供す る。 割り当てられたチャネル（ＡＣ）グループは、ＲＣＳとＳＵとの間の単一のテ レコミュニケーション接続を制御する論理チャネルを含む。ＡＣグループが形成 されるときに生じる機能は、一対の電力制御論理メッセージチャネルを、アップ リンクおよびダウンリンク接続それぞれのために含み、接続のタイプにより、１ つまたはそれ以上の対のトラフィックチャネルを含む。ベアラ制御機能（Bearer Control function）は、必要な順方向誤り制御およびベアラレート修正を行い、 そして符号化（encryption）機能を果たす。ＢＣおよびＡＣグループを構成する 論理チャネルを、以下の表１にまとめる。 ＡＰＣデータ速度は、６４kbit/secで送られる。ＡＰＣ論理チャネルは、遅延 を避けるため、ＦＥＣ符号化されず、ＡＰＣ用に使用される容量を最小限にする ため、低電力レベルで送信される。あるいは、ＡＰＣおよびオーダーワイヤ（Ｏ Ｗ）は、複素拡散符号シーケンスを用いて、別々に変調され得るか、または１６ kbit/sトラフィックチャネルを用いて時分割多重化され得る。 拡散符号 本発明の論理チャネルを符号化するために使用されるＣＤＭＡ符号発生器は、 当該分野では周知の方法である、フィードバック論理を用いた線形シフトレジス タ（ＬＳＲ）を使用する。本発明の本実施形態の符号発生器は、６４の同期固有 シーケンスを発生させる。各ＲＦ通信チャネルは、論理チャネルの複素拡散（同 位相および直交位相）のために、これらのシーケンスの一対を使用して、発生器 は３２の複素拡散シーケンスを与える。シーケンスは、シフトレジスタ回路に最 初にロードされる１つのシードによって発生される。 拡散符号シーケンスの発生およびシード選択 本発明の拡散符号周期は、シンボル長の整数倍として定義され、符号周期の開 始は、シンボルの開始でもある。本発明の例示的な実施形態に選ばれた帯域幅と シンボル長の関係は以下の通りである。 ＢＷ（ＭＨＺ） Ｌ（チップ／シンボル） ７ ９１ １０ １３０ １０．５ １３３ １４ １８２ １５ １９５ 拡散符号長もまた、ＩＳＤＮフレームサポートのために６４および９６の倍数 である。拡散符号は、チップまたはチップ値と呼ばれる、シンボルのシーケンス である。ガロア体数学を用いる、疑似ランダムシーケンスを発生させる一般的な 方法は、当業者には公知である。しかし、本発明のために、本願発明者は、符号 シーケンスの固有のセット、またはファミリを導いた。まず、符号シーケンスを 発生させるための線形フィードバックシフトレジスタの長さが選択され、レジス タの初期値は「シード」と呼ばれる。次に、制約が課され、符号シードによって 発生された符号シーケンスが、同一の符号シードによって発生された別の符号シ ーケンスの循環シフトとなり得ないようにする。最後に、１つのシードから発生 された符号シーケンスは、別のシードによって発生された符号シーケンスの循環 シフトとなり得ない。 本願発明者は、本発明のチップ値の拡散符号長を以下のように決定した。 １２８×２３３４１５＝２９８７７１２０ （１） 拡散符号は、周期２３３４１５の線形シーケンスと周期１２８の非線形シーケ ンスを組み合わせることによって発生される。 長さ１２８の非線形シーケンスは、フィードバック接続でシフトレジスタにロ ードされる固定シーケンスとして実現される。固定シーケンスは、当該分野では 周知のごとく、１つの余分な論理０、１、またはランダム値でパッドされる、長 さ１２７のｍ−シーケンスによって発生され得る。 長さＬ＝２３３４１５の線形シーケンスは、３６ステージを有する線形フィー ドバックシフトレジスタ（ＬＦＳＲ）回路を用いて発生される。フィードバック 接続は、３６次既約多項式ｈ（ｎ）に相当する。本発明の例示的な実施形態のた めに本願発明者によって選ばれた多項式ｈ（ｘ）は、 h(x)＝x³⁶＋x³⁵＋x³⁰＋x²⁸＋x²⁶＋x²⁵＋x²²＋x²⁰＋x¹⁹＋x¹⁷ ＋x¹⁶＋x¹⁵＋x¹⁴＋x¹²＋x¹¹＋x⁹＋x⁸＋x⁴＋x³＋x²＋1 （２） である。 互いにほぼ直交する符号シーケンスを発生させる、方程式（２）の多項式ｈ（ ｘ）を表す、ＬＦＳＲのための「シード」値のグループが決定される。シード値 の第１の必要条件は、シード値が、単に互いの循環シフトである２つの符号シー ケンスを発生させないことである。 本発明は、あらかじめ決定された符号シーケンスの、ある循環シフトが同時に 使用され得るということを認めることによって、ＣＤＭＡ通信システムでの使用 に利用可能なシードの数を増やす方法を含む。本発明のセルサイズおよび帯域幅 のラウンドトリップ遅延は、３０００チップを下回る。本発明の一実施形態では 、シーケンスの、十分に間隔をあけられた循環シフトは、符号シーケンスを決定 しようとしているレシーバに曖昧さを引き起こすことなく、同一のセル内で使用 され得る。この方法は、使用可能なシーケンスのセットを拡大する。 前述のテストを実施することにより、合計３８７９の一次シードが、数値計算 によって決定された。これらのシードは、数学的に、 ｈ（ｘ）を法としたｄⁿ （３） として与えられ、ｎの３８７９の値は、ｄ＝（００，．．．００１１１）を用い て、アペンディクスに挙げた。 すべての一次シードがわかっているとき、本発明のすべての二次シードは、一 次シードをｈ（ｘ）を法として４０９５チップの倍数だけシフトすることにより 、一次シードから派生される。一旦シード値のファミリが決定されれば、これら の値はメモリに格納され、必要に応じて、論理チャネルに割り当てられる。一旦 割り当てられれば、初期シード値は、そのシード値に関連する、必要な拡散符号 シ ーケンスを生成するために、ＬＦＳＲに単にロードされる。 エポック構造およびサブエポック構造 本発明の例示的なシステムで使用される長い複合拡散符号は、続いて符号を反 復するための多くのチップを有する。拡散シーケンスの反復期間をエポックと呼 ぶ。論理チャネルをCDMA拡散符号にマッピングするために、本発明はエポックお よびサブエポック構造を用いる。CDMA拡散符号が論理チャネルを変調する符号期 間は29877120チップ／符号期間であり、これはすべての帯域幅に対して同じチッ プ数である。符号期間が本発明のエポックであり、次の表２は、サポートされた チップレートに対するエポック持続時間を定義している。さらに、拡散符号エポ ックにわたって２つのサブエポックが定義され、これらは233415チップおよび12 8チップの長さである。 233415チップのサブエポックは長いサブエポックと呼ばれ、符号化鍵の切り替 えおよびグローバル符号から割り付け符号への変更などのRF通信インタフェース での同期化イベントに使用される。128チップの短いエポックは、追加的なタイ ミング基準として使用するために定義される。単−CDMA符号で使用される最高シ ンボルレートは64ksym/secである。サポートされたシンボルレート64、32、16、 および８ksym/sにおいて、シンボル持続時間内のチップ数はいつでも整数である 。 *欄内の数値は５桁に四捨五入されている。 従来の環状シーケンスは、線形フィードバックシフトレジスタ(LFSR)回路を用 いて生成される。しかし、この方法は同じ長さのシーケンスを生成しない。既に 生成された符号シードを用いる拡散符号シーケンス生成器の１つの実施態様を図 2a、図2b、および図2cに示す。本システム例は、36段のLFSR201を用いて、期間N '=233415=3³×5×7×13×19のシーケンスを生成する。このシーケンスは図2aで 論理和）を表す。上記のように設計されたシーケンス生成器は、複素シーケンス セットの同位相部分および直交部分を生成する。36段LFSRのタップ接続および初 期状態が、この回路によって生成されるシーケンスを決定する。36段LFSRのタッ プ係数は、得られるシーケンスが期間233415を有するように決定される。図2aに 示すタップ接続は、等式(2)で与えられた多項式に対応することに留意せよ。得 られる各シーケンスは次に128長のシーケンスC_*との二進法加算によってオーバ ーレイされ、エポック期間29877120を得る。 図2bは、符号生成器で使用されるフィードフォワード(FF)回路202を示す。信 号X[n-1]はチップ遅延211の出力であり、チップ遅延211の入力はX[n]である。符 号チップC[n]は、入力X[n]およびX[n-1]から論理加算器212によって形成される 。図2cは、完全な拡散符号生成器を示す。LFSR201からは、出力信号は、図示す るように縦続接続された63個までの単一段FF203よりなるチェーンを通過する。 各FFの出力は短い偶数符号シーケンスC_*にオーバーレイされる。この短い符号シ ーケンスC_*は符号メモリ222内に格納され、疑似ランダムシーケンスの帯域特性 を示し、これにより、FF203によって提供されるシーケンスと組み合わされたと きにエポックN=29877120を得る。この128のシーケンスは、長さ127=2⁷-1のｍシ ーケンス（PNシーケンス）を用い、このシーケンスに論理０などの１つのビット 値を付加して長さを128チップに増やすことによって決定される。偶数符号シー ケンスC_*は、連続してシーケンスを出力する循環レジスタである偶数符号シフト レジスタ221に入力される。短いシーケンスは次に、排他的論理和演算213、214 、220を用いて長いシーケンスと組み合わされる。 図2cに示すように、63個までの拡散符号シーケンスC₀〜C₆₃は、FF203の出力信 号をタップして、例えば二進法加算器213、214、および220で短いシーケンスC_* を論理加算することによって生成される。当業者であれば分かるように、FF203 を具現化すると、チェーン内の各FF段で生成される符号シーケンスに対して累積 遅延効果が生じる。この遅延は、具現化された装置の電子部品に非ゼロの電気遅 延が生じることによる。この遅延に関連するタイミングの問題は、FFチェーンに 遅延要素を追加挿入することにより緩和させることができる。遅延要素を加えた 例示的なFFチェーンを図2dに示す。 本発明のこの実施態様の符号生成器は、グローバル符号かまたは割り付け符号 のいずれかを生成するように構成される。グローバル符号は、システムのすべて のユーザが受信または送信することができるCDMA符号である。割り付け符号は、 特定の接続に対して割り付けられるCDMA符号である。シーケンス群が上記と同じ 生成器から生成されるとき、36段LFSRのシードのみが特定される。すべてのグロ ーバル符号のためのシーケンスは、同じLFSR回路を用いて生成される。従って、 SUは、RCSからのグローバルパイロット信号への同期化を行い、且つグローバル チャネル符号のためのLFSR回路のシードを知りさえすれば、パイロットシーケン スだけではなくRCSによって使用される他のグローバル符号すべてを生成するこ とができる。 RFにアップコンバートされる信号は以下のようにして生成される。上記のシフ トレジスタ回路によって生成される拡散シーケンスは正反対の(antipodal)シー ケンスに変換される（０は+1にマッピングし、１は-1にマッピングする）。論理 チャネルは、先ずQPSK信号に変換され、これは当該分野では周知のコンステレー ション点としてマッピングされる。各QPSK信号の同位相チャネルおよび直交チャ ネルは、複素データ値の実部および虚部を形成する。同様に、２つの拡散符号が 、複素拡散チップ値を形成するために使用される。複素データと複素拡散符号と を乗算することにより、拡散帯域データ信号を生成する。収縮についても同様に 、受信された複素データを複素拡散符号の共役と相関してデータ信号を回復する 。 短符号 短符号は、SUがRCSにアクセスするときの最初のランプアッププロセスで使用 される。短符号の周期はシンボル持続間隔に等しく、各周期の開始はシンボルの 境界と合わせられる。SUおよびRCS共に、そのセルのためのグローバル符号を生 成するシーケンス生成器の最後の８個のフィードフォワードセクションから、短 符号の実部および虚部を引き出す。 これらの短符号によって表される信号は短アクセスチャネルパイロット(SAXPT )として知られる。 論理チャネルの拡散符号へのマッピング 拡散符号シーケンスとCDMA論理チャネルおよびパイロット信号との間の正確な 関係を表3aおよび表3bに示す。「-CH」で終わる信号名は論理チャネルに対応す る。「-PT」で終わる信号名はパイロット信号に対応する。これらについては下 記に詳述する。 パイロット信号 上記のように、パイロット信号は同期化、搬送波位相の回復、および無線チャ ネルのインパルス応答の評価で用いられる。RCS104は、フォワードリンクパイロ ット搬送波基準を複素パイロット符号シーケンスとして送信して、そのサービス 領域内のすべてのSU111，112、115、117、および118のための時間および位相基 準を提供する。グローバルパイロット(GLPT)信号の電力レベルは、セルサイズに 依存するRCSサービス領域全体にわたる十分な到達範囲を提供するように設定さ れる。フォワードリンク内にパイロット信号が１つだけならば、パイロットエネ ルギーによるシステム能力の低下は無視し得る程度のものである。 SU111、112、115、117、および118のそれぞれは、パイロット搬送波基準を直 交変調された（複素値よりなる）パイロット拡散符号シーケンスとして送信し、 反転リンクのためにRCSに時間および位相基準を提供する。本発明の１つの実施 態様のSUによって送信されるパイロット信号は、32kbit/sのプレイン旧式電話サ ービス（POTS）トラフィックチャネルの電力より6dBだけ低い。反転パイロット チャネルはAPCに依存する。特定の接続に関連する反転リンクパイロットは割り 付けパイロット(ASPT)と呼ばれる。さらに、アクセスチャネルに関連するパイロ ット信号があり、これらは長アクセスチャネルパイロット(LAXPT)と呼ばれる。 短アクセスチャネルパイロット(SAXPT)もまたアクセスチャネルに関連し、拡散 符号捕捉および初期パワーランプアップに使用される。 すべてのパイロット信号は、以下に定義されるような複素符号から形成される 。 ｛ 複素符号 ｝．｛搬送波 ｝ 収縮される。これに対して、トラフィックチャネルは以下の形態を有する。 ｛ 複素符号 ｝．｛データシンボル｝ 従って、パイロット信号コンステレーションに対してπ/4ラジアンで設定された コンステレーションを形成する。 GLPTコンステレーションを図3aに、TRCH_nトラフィックチャネルコンステレー ションを図3bに示す。 FBCH、SBCH、およびトラフィックチャネルの論理チャネル割り付け 高速同時通信チャネル（FBCH）は、サービスおよび接続チャネル（AXCH）が利 用可能かどうかについてのダイナミック情報を同時通信するために使用されるグ ローバルフォワードリンクチャネルである。このチャネルを介してメッセージが 連続的に送られ、各メッセージは約１msの間続く。FBCHメッセージは16ビット長 であり、連続して反復され、エポックが合わせられる。FBCHは表４に定義するよ うにフォーマットされる。 FBCHにおいて、ビット０が先ず送信される。トラフィックライトはアクセスチ ャネル(AXCH)に対応し、特定のアクセスチャネルが現在使用中（赤）であるか使 用中ではない（緑）かどうかを示す。論理「１」はトラフィックライトが緑であ ることを示し、論理「０」はトラフィックライトが赤であることを示す。トラフ ィックライトのビット値は８ビット毎に変化し、各16ビットメッセージは、AXCH で利用可能なサービスのタイプを示す個別のサービスインジケータビットを含む 。 本発明の１つの実施態様は、以下のようなサービスインジケータビットを使用 して、サービスまたはAXCHが利用可能かどうかを示す。サービスインジケータビ ット{4,5,6,7,12,13,14,15}は、ビット４が最上位ビット、ビット15が最下位ビ ットの符号なしの二進法数値として解釈される。各サービスタイプのインクリメ ントは、必要な能力の関連する名目測定基準を表し、FBCHは利用可能な能力を連 続して同時通信する。これは、可能な最大単一サービスインクリメントに等しい 最大値を有するような大きさとされる。SUが新しいサービスまたはベアラ数の増 大を必要とするときは、必要な能力をFBCHによって示される能力と比較し、能力 が利用可能でないときはブロックされていると判断する。FBCHおよびトラフィッ クチャネルはエポックに合わせられる。 スロー同時通信情報フレームは、すべてのSUが利用可能なシステムまたは他の 一般的な情報を含み、ページング情報フレームは、特定のSUに対するコールリク エストについての情報を含む。スロー同時通信情報フレームおよびページング情 報フレームは、単一の論理チャネル上でまとめて多重化され、スロー同時通信チ ャネル(SBCH)を形成する。既に定義したように、符号エポックは、次の表５で定 義したチップレートの関数であるエポック持続時間を有する2987720チップのシ ーケンスである。電力節約のために、チャネルはＮ個の「スリープ」サイクルに 分割され、各サイクルはＭ個のスロットに細分割される。スロットは19msの長さ であるが、10.5Mhz帯域幅の場合は18msのスロットを有する。 スリープサイクルスロット#1は常にスロー同時通信情報のために使用される。 スロット#2〜#M-1は、延長したスロー同時通信情報が挿入されない限り、ページ ング群のために使用される。本発明の１つの実施態様ではサイクルおよびスロッ トのパターンは、16kbit/sで連続して続く。 各スリープサイクル内では、SUは受信器をパワーアップしてパイロット符号を 再捕捉し、これにより、十分な復調およびViterbi復号化を行うために搬送波を 十分な精度でロックする。搬送波をロックするための設定時間は、３スロットま での持続時間であり得る。例えば、スロット#7に割り付けられたSUは、スロット #4の開始時に受信器をパワーアップする。SUはそのスロットの監視を行って、ペ ージングアドレスを認識してアクセスリクエストを開始するか、またはページン グアドレスを認識しないかのいずれかである。後者の場合には、SUはスリープモ ードに戻る。 マルチパスチャネルにおける拡散符号トラッキングおよびAMF検出拡散符号トラ ッキング マルチパスフェーディング環境での、受信されたマルチパス拡散帯域信号の符 号位相をトラッキングする３つのCDMA拡散符号トラッキング方法について述べる 。第１の方法は、拡散符号位相を検出器の最高出力信号値でトラッキングするだ けの従来のトラッキング回路を使用し、第２の方法は、マルチパス信号群の符号 位相の中間値をトラッキングするトラッキング回路を使用し、本発明の第３の方 法は、マルチパス信号成分の最適化された最小二乗加重平均の符号位相をトラッ キングする重心トラッキング回路である。以下に、受信されたCDMA信号の拡散符 号位相をトラッキングするためのアルゴリズムについて述べる。 トラッキング回路は、時間誤差と拡散位相トラッキング回路の電圧制御発振器 (VCO)を駆動する制御電圧との間の関係を表す動作特性を有する。正のタイミン グ誤差があるときは、本トラッキング回路例はタイミング誤差をオフセットする 負の制御電圧を発生する。負のタイミング誤差があるときは、トラッキング回路 はタイミング誤差をオフセットする正の制御電圧を発生する。トラッキング回路 がゼロ値を発生するときは、この値は「ロック点」と呼ばれる完全な時間整合に 対応する。図3cは、基本的なトラッキング回路を示す。受信信号r(t)は整合フィ ルタ301に加えられ、フィルタはr(t)を符号発生器303によって発生されるローカ ル符号シーケンスc(t)と相関させる。整合フィルタの出力信号x(t)はサンプラ30 2でサンプリングされ、サンプルx[nT]およびx[nT+T/2]を生成する。サンプルx[n T]およびx[nT+T/2]は、符号発生器303の拡散符号c(t)の位相が正確であるかどう かを決定するために、トラッキング回路304によって使用される。トラッキン グ回路304は誤差信号e(t)を符号発生器303への入力として生成する。符号発生器 303はこの信号e(t)を入力信号として用いて、自らが発生する符号位相を調節す る。 CDMAシステムでは、基準ユーザによって送信される信号は以下のようなローパ ス表現で書き込まれる。 ここで、c_kは拡散符号係数を表し、P_Tc(t)は拡散符号チップ波形を表し、T_cは チップ持続時間を表す。基準ユーザはデータを送信しておらず、拡散符号のみが 搬送波を変調すると仮定する。図３に示すように、受信信号は以下のように表さ れる。 ここで、a_iはｉ番目のパス上のマルチパスチャネルのフェーディング効果に依 存し、τ_iは同じパスに関連するランダム時間遅延である。受信器は受信信号を 整合フィルタに通す。これは相関受信器として具現化される。これについて以下 に述べる。この動作は２つの工程で行われる。先ず、信号をチップ整合フィルタ に通してサンプリングし、拡散符号チップ値を回復する。次に、このチップシー ケンスをローカルに発生された符号シーケンスと相関させる。 図３cは、チップ波形P_Tc(t)に整合したチップ整合フィルタ301およびサンプラ 302を示す。理想的には、チップ整合フィルタの出力端末での信号ｘ(t)は以下の 式で表される。 ここで、 g(t)＝P_Tc(t)^*h_R(t) （７） である。ここで、h_R(t)はチップ整合フィルタのインパルス応答であり、^(*)は畳 み込みを表す。合算の順序は以下のように書き直すことができる。 ここで、 上述のマルチパスチャネルでは、サンプラは整合フィルタの出力信号をサンプ リングして、g(t)の最大電力レベル点でx(nT)を生成する。しかし、実際には、 波形g(t)はマルチパス信号受信の影響により激しく歪むため、信号の完全な時間 整合は得られない。 チャネル内のマルチパスの歪みが無視できる程度のものであり、タイミングの 完全な評価が可能である、すなわち、a₁=1、τ₁=0、およびa₁=0、i=2、...、Ｍ であるとき、受信信号はr(t)=s(t)である。このとき、この理想的なチャネルモ デルではチップ整合フィルタの出力は以下のようになる。 しかし、マルチパスフェーディングがあるときは、受信された拡散符号チップ 値波形は歪み、チャネル特性に依存してサンプリング間隔を変動させ得る多くの ローカル最大値を持つ。 チャネル特性が迅速に変化するマルチパスフェーディングチャネルでは、チッ プ期間間隔毎に波形f(t)の最大値の位置を突きとめようとすることは実用的では ない。代わりに、迅速には変化しないf(t)の特性から時間基準を得ることができ る。以下に、３つのトラッキング方法をf(t)のそれぞれ異なる特性に基づいて述 べる。 従来の拡散符号トラッキング方法 従来のトラッキング方法は、受信器がチップ波形の整合フィルタの最大出力値 が生じるタイミングを決定して、信号を適切にサンプリングしようと試みる符号 トラッキング回路を含む。しかし、マルチパスフェーディングチャネルでは、受 信器の収縮符号波形は、特に移動環境で多くのローカル最大値を持ち得る。以下 において、f(t)は、チャネルインパルス応答と共に畳み込まれた拡散符号チップ の受信信号波形を表す。f(t)の周波数応答特性およびこの特性の最大値は迅速に 変化し得るため、f(t)の最大値をトラッキングするのは非実用的である。 τをトラッキング回路が特定のサンプリング間隔の間に計算する時間評価であ ると定義する。また、以下の誤差関数を定義する。 従来のトラッキング回路は、誤差εを最小にする入力信号の値を計算する。これ は以下のように表され得る。 f(τ)が所定の値においてなめらかな形状を有すると仮定すると、幅f(τ)が最 大となるτの値が誤差εを最小にし、これによりトラッキング回路はf(t)の最大 点をトラッキングする。 中間加重値トラッキング方法 本発明の１つの実施態様の中間値加重トラッキング方法は、以下に定義される絶 対加重誤差を最小にする。 このトラッキング方法は、すべてのパスから情報を集めることによってf(t)の 「中間」信号値を計算する。ここでf(τ)は等式(9)と同様である。マルチパスフ ェーディング環境では、波形f(t)は多数のローカル最大値を持ち得るが、中間値 は１つだけである。 εを最小にするためには、τについて等式(13)の導関数を求め、結果をゼロに 等しくする。これは以下の式で表される。 (14)を満たすτの値がf(t)の「中間値」と呼ばれる。従って、本実施態様の中 間値トラッキング方法はf(t)の中間値をトラッキングする。図４は、上記に定義 した絶対加重誤差を最小にすることに基づいたトラッキング回路の具現例を示す 。信号χ(t)およびこれを1/2チップオフセットした信号x(t+T/2)はレート1/TでA /D401によってサンプリングされる。以下の等式は、図４の回路の動作特性を決 定する。 マルチパス信号群の中間値をトラッキングすることにより、マルチパス信号成 分の受信エネルギーが、ローカルに発生された正確な拡散符号位相c_nの中間点の 前側および後側で実質的に等しく保たれる。トラッキング回路は、入力信号x(t) をサンプリングするA/D変換器401よりなり、半チップオフセットサンプルを形成 する。半チップオフセットサンプルは、初期(early)セットサンプルx(nT+τ)と 呼ばれる偶数サンプルと、後期(late)セットサンプルx(nT+(T/2)+τ)と呼ばれる 奇数サンプルとに二者択一的にグループ化される。第１の相関バンク適応適合フ ィルタ402は、各初期サンプルに拡散符号位相c(n+1)、C(n+2)、...、c(n+L)を乗 算する。ここでＬは符号長に比べると小さく最初および最後のマルチパス信号間 の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器の出力はそれぞれの第１の合算／ダン プバンク404に加えられる。Ｌ個の合算／ダンプの出力値の大きさは計算器406で 計算され、次に合算器408で合算されて、初期のマルチパス信号の信号エネルギ ーに比例する出力値が与えられる。同様に、第２の相関バンク適応適合フィルタ 403は、符号位相c(n-1)、C(n-2)、...、c(n-L)を用いて後期のサンプルで動作し 、各出力信号は積分器405のそれぞれの合算／ダンプ回路に加えられる。Ｌ個の 合算／ダンプ出力信号の大きさは計算器407で計算され、次に合算器409で合算さ れて、後期のマルチパス信号エネルギーのための値が与えられる。最後に、減算 器410が差を計算し、初期および後期信号エネルギー値の誤差信号e(t)を生成す る。 トラッキング回路は誤差信号ｅ(τ)によってローカルに発生された符号位相c( t)を調節し、これにより前の値と後の値との間の差を０に近づける。 重心トラッキング方法 本発明の１つの実施態様の最適な拡散符号トラッキング回路は、二乗加重（ま たは重心）トラッキング回路と呼ばれる。τをf(t)のある特性に基づいてトラッ キング回路が計算する時間評価を示すと定義すると、重心トラッキング回路は、 以下のように定義される二乗加重誤差を最小にする。 積分内のこの関数は二次形式であり、唯一の最小値を有する。εを最小にする τの値は、τについて上記の等式の導関数をとりゼロに等しくすることによって 見つけることができ、これは次の式で示される。 従って、 を満たすτの値は、トラッキング回路が計算するタイミング評価であり、ここで βは定数値である。 これらの観察に基づいて、二乗加重誤差を最小にするトラッキング回路の例を 実現したものを図５に示す。次の等式により、重心トラッキング回路の誤差信号 ｅ(τ)が決定される。 ｅ(τ)=0を満たす値がタイミングの完全な評価である。 重心点の前側および後側の各側におけるマルチパス信号エネルギーは等しい。 図５に示す重心トラッキング回路は、入力信号x(t)をサンプリングして半チップ オフセットサンプルを形成するA/D変換器501よりなる。半チップオフセットサン プルは、サンプルx(nT+τ)の初期セット、およびサンプルx(nT+(T/2)+τ)の後期 セットとして二者択一的にグループ化される。第１の相関バンク適応適合フィル タ502は、各初期サンプルおよび各後期サンプルに拡散符号位相c(n+1)、C(n+2) 、...、c(n+L)を乗算する。ここで、Ｌは符号長に比べると小さく、最初および 最後のマルチパス信号間の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器の出力信号は 、第１の合算／ダンプバンク504のＬ個の合算／ダンプ回路のそれぞれに加えら れる。合算／ダンプバンク504の各合算／ダンプ回路によって生成される出力信 号の大きさは、計算器バンク506の各計算器で計算され、第１の重みバンク508の 対応する重み増幅器に加えられる。各重み増幅器の出力信号は、マルチパス成分 信号内の加重信号エネルギーを表す。 加重された初期マルチパス信号エネルギー値はサンプル加算器510で合算され 、初期マルチパス信号である正の符号位相に対応するマルチパス信号群の信号エ ネルギーに比例する出力値が与えられる。同様に、第２の相関バンク適応適合フ ィルタ503は、負の拡散符号位相c(n-1)、C(n-2)、...、c(n-L)を用いて初期およ び後期サンプルに動作する。各出力信号は、離散積分器505のそれぞれの合算／ ダンプ回路に供給される。Ｌ個の合算／ダンプの出力信号の大きさは計算器バン ク507のそれぞれの計算器で計算され、次に重みバンク509で加重される。加重さ れた後期マルチパス信号エネルギー値はサンプル加算器511で合算され、後期マ ルチパス信号である負の符号位相に対応するマルチパス信号群のエネルギー値が 与えられる。最後に、加算器512は、初期信号エネルギー値と後期信号エネルギ ー値との差を計算して、誤差サンプル値ｅ(τ)を生成する。 図５のトラッキング回路は、ローカルに発生された符号位相c(nT)を調節して 初期および後期マルチパス信号群の加重平均エネルギーを等しい状態に保つため に用いられる誤差信号ｅ(τ)を生成する。図示する実施態様は、重心からの距離 が増大すると共に増大する重み値を用いる。最初および最後のマルチパス信号の 信号エネルギーは恐らく重心近くのマルチパス信号値より小さい。このため、減 算器512によって計算された差は、最初および最後のマルチパス信号の遅延の変 動に対してより敏感である。 トラッキングのための二次形式検出器 別のトラッキング方法例では、トラッキング回路はサンプリング位相がマルチ パスに対して「最適」かつ強固であるように調節する。f(t)が上記の等式(9)に おけるように受信信号波形を表すとする。この特定の最適化方法は、ループを駆 動する誤差信号ｅ(τ)を有する遅延ロックループから開始される。関数ｅ(τ)は 、τ=τ₀においてただ１つの０をとらなければならない。ここでτ₀は最適値で ある。ｅ(τ)の最適なフォームは以下の標準形を有する。 ここで、w(t,τ)は、f(t)を誤差ｅ(τ)に関連させる重み関数であり、次の等式( 21)によって示される関係もまた成り立つ。 等式(21)から、w(t,τ)はw(t-τ)に等価であることが分かる。ロック点τ₀の 近傍の誤差信号の傾きＭを考慮すると、 が得られる。ここで、w'(t,τ)は、τについてのw(t,τ)の導関数であり、g(t) は｜f(t)｜²の平均である。 誤差ｅ(τ)は決定論部分と雑音部分とを有する。ｚがｅ(τ)の雑音成分を示す とすると、｜ｚ｜²は誤差関数ｅ(τ)の平均ノイズパワーである。従って、最適 トラッキング回路は次の比率を最大にする。 次に二次形式検出器の具体例について述べる。誤差信号ｅ(τ)の誤差の離散値ｅ は以下の演算を行うことによって発生される。 ｅ＝y^TBy (24) ここで、ベクトルｙは、図5bに示すように、受信信号成分yi、i=0、1、...、L-1 を表す。マトリックスＢはＬＸＬ行列であり、各要素は、等式23の比率Ｆが最大 となるように値を計算することによって決定される。 必要なＬの最小値の決定 前項のＬの値は、相関器および合算／ダンプ要素の最小数を決定する。Ｌはト ラッキング回路の機能性で妥協せずに可能な限り小さい値となるように選択され る。 チャネルのマルチパス特性は、受信チップ波形f(t)がQT_c秒にわたって拡散す るか、またはマルチパス成分がＱチップ持続時間を占有するようにされる。選択 されたＬの値はL=Qである。Ｑは、特定のRFチャネル伝送特性を測定して最初お よび最後のマルチパス成分信号伝播遅延を決定することによって見つけられる。 QT_cは、受信器での最初および最後のマルチパス成分到着時間の間の差である。 上記の二次形式検出器は、図5aに関連して上述した重心トラッキングシステム を具現化するために用いられ得る。この具現化において、ベクトルｙは合算およ びダンプ回路504の出力信号、y={f(τ-LT)、f(τ-LT+T/2)、f(τ-(L-1)T)、... 、f(τ)、f(τ+T/2)、f(τ+T)、...、f(τ+LT)}であり、マトリックスＢは表６ に示される。 適応ベクトル相関器 本発明の１つの実施態様では、適応ベクトル相関器(AVC)を使用して、チャネ ルインパルス応答が評価され、受信マルチパス信号成分の整合した組み合わせの ための基準値が得られる。この実施態様は、相関器列を用いて、各マルチパス成 分に影響を与える複素チャネル応答を評価し、その後、受信器はチャネル応答を 補償し、受信されたマルチパス信号成分を整合させ組み合わせる。この方法は最 大比率組み合わせと呼ばれる。 図６を参照して、システムへの入力信号x(t)は、他のメッセージチャネルの干 渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット信号 のマルチパス信号を含む。この信号はAVC601に供給される。本実施態様では、AV Cは収縮手段602と、チャネル応答を評価するチャネル評価手段604と、チャネル 応答の影響に対して信号を補正する補正手段603と、加算器605とを含む。AVC収 縮手段602は多数の符号相関器よりなり、各相関器はパイロット符号発生器608に よって与えられるパイロット符号c(t)の異なる位相を用いる。この収縮手段の出 力は、収縮手段のローカルパイロット符号が入力符号信号と位相が同じでない場 合は、ノイズパワーレベルに対応するか、もしくは、入力パイロット符号および ローカルに発生されたパイロット符号の位相が同じ場合は、受信パイロット信号 出力レベルにノイズパワーレベルを足したものに対応する。チャネル応答に対し て補正手段603により補正された収縮手段の相関器の出力信号は、すべてのマル チパスパイロット信号出力を集める加算器605に加えられる。チャネル応答評価 手段604は、パイロット信号と収縮手段602の出力信号との組み合わせを受信し、 チャネル応答評価信号w(t)をAVCの補正手段603に供給する。評価信号w(t)はまた 後述する適応整合フィルタ(AMF)にも適用可能である。収縮手段602の出力信号は また、捕捉決定手段606にも供給される。捕捉決定手段は、順次確率比率試験(SP RT)などの特定のアルゴリズムに基づいて、収縮回路の現在の出力レベルが、ロ ーカルに発生される符号の所望の入力符号位相への同期化に対応するかどうかを 決定する。検出器が同期化に対応しないとする場合は、捕捉決定手段は、制御信 号a(t)をローカルパイロット符号発生器608に送って、その位相を１つ以上のチ ップ期間によってオフセットする。同期化に対応する場合は、捕捉決定手段はト ラッキング回路607に通知し、トラッキング回路は、受信符号シーケンスとロー カルに発生される符号シーケンスとの間の緊密な同期化を実現しこれを維持する 。 パイロット拡散符号を収縮させるために使用されるパイロットAVCの具現例を 図７に示す。この実施態様では、入力信号x(t)は、サンプリング周期Ｔでサンプ リングされサンプルx(nT+τ)を形成し、また他のメッセージチャネルの干渉雑音 、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット符号のマル チパス信号よりなると仮定される。信号x(nT+τ)はＬ個の相関器に加えられる。 ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確実性が存在する符号位相の数である。各相 関器701、702、703は、入力信号をパイロット拡散符号信号c((n+i)T)の特定の位 相で乗算する乗算器704、705、706と、合算／ダンプ回路708、709、710とを有す る。各乗算器704、705、706の出力信号はそれぞれの合算／ダンプ回路708、709 、710に加えられ、離散値で統合される。相関器の出力に含まれる信号エネルギ ーを合算する前に、AVCはチャネル応答および異なるマルチパス信号の搬送波位 相のローテーションを補償する。各合算／ダンプ回路708、709、710の各出力は 、各乗算器714、715、716によってデジタル位相ロックループ(DPLL)721から得ら れたデローテーション位相器［ep(nT)の複素共役］で乗算される。この位相器は 各乗算器７１４、７１５および７１６の入力ポートの１つに付与され、これによ り、搬送波信号の位相および周波数オフセットを行う。パイロットレイクAMFは 、各乗算器714、715、716の出力をローパスフィルタ(LPF)711、712、713に通す ことによって、各マルチパス信号に対して複素重みファクタwk、k=１、...、Ｌ を計算する。各収縮マルチパス信号は、それぞれの乗算器717、718、719の対応 する重みファクタで乗算される。乗算器717、718、719の出力信号はマスター加 算器720で合算され、累算器720の出力信号p(nT)は、雑音内の収縮マルチパスパ イロット信号の組み合わせよりなる。出力信号p(nT)はまた、DPLL721に入力され 、搬送波位相のトラッキングのための誤差信号ep(nT)を生成する。 図8aおよび図8bはそれぞれ、検出およびマルチパス信号成分の組み合わせに使 用され得るAVCの別の実施態様を示す。図8aおよび図8bのメッセージ信号AVCは、 パイロットAVCによって生成される重みファクタを使用して、メッセージデータ マルチパス信号を補正する。拡散符号信号c(nT)は、特定のメッセージチャネル によって用いられる拡散符号拡散シーケンスであり、パイロット拡散符号信号と 同期する。値ＬはAVC回路内の相関器の数である。 図8aの回路は、以下の等式によって与えられる決定変数Ｚを計算する。 ここで、Ｎは相関ウィンドウ内のチップ数である。同じく、決定の統計は以下の 等式によって与えられる。 等式(26)から得られる変形実施態様を図8bに示す。 図8aを参照して、入力信号x(t)はサンプリングされてx(nT+τ)を形成し、また 他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱 雑音、およびパイロット符号のマルチパス信号よりなる。信号x(nT+τ)はＬ個の 相関器に加えられる。ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確実性が存在する符号 位相の数である。各相関器801、802、803は、入力信号をメッセージチャネル拡 散符号信号の特定の位相で乗算する乗算器804、805、806と、それぞれの合算／ ダンプ回路808、809、810とを有する。各乗算器804、805、806の出力信号はそれ ぞれの合算／ダンプ回路808、809、810に加えられ、ここで離散値で統合される 。相関器の出力信号に含まれる信号エネルギーを合算する前に、AVCはそれぞれ 異 なるマルチパス信号を補償する。各収縮マルチパス信号および、パイロットAVC の対応するマルチパス重みファクタから得られるその対応する重みファクタは、 それぞれの乗算器817、818、819で乗算される。乗算器817、818、819の出力信号 はマスター加算器820で合算され、累算器820の出力信号z(nT)は、雑音内のサン プリングされたレベルの収縮メッセージ信号よりなる。 本発明のこの別の実施態様は、各マルチパス信号成分の合算／ダンプを同時に 行うメッセージチャネルのためのAVC収縮回路の新規な具現化を含む。この回路 の利点は、１台の合算／ダンプ回路と１台の加算器しか必要としないことである 。図8bを参照して、メッセージ符号シーケンス発生器830は、メッセージ符号シ ーケンスを長さＬのシフトレジスタ831に供給する。シフトレジスタ831の各レジ スタ832、833、834、835の出力信号は、同位相で１チップだけシフトしたメッセ ージ符号シーケンスに対応する。各レジスタ832、833、834、835の出力値は、乗 算器836、837、838、839により、パイロットAVCから得られる対応する重みファ クタW_k、k=1、...、Ｌで乗算される。Ｌ個の乗算器836、837、838、839の出力信 号は加算回路840によって合算される。加算回路出力信号および受信入力信号x(n T+τ)は次に乗算器841で乗算され、合算／ダンプ回路842によって積分され、メ ッセージ信号z(nT)が生成される。 適応ベクトル相関器の第３の実施態様を図8cに示す。本実施態様は、最小平均 二乗(LMS)統計法を用いてベクトル相関器を具現化し、受信マルチパス信号から 各マルチパス成分のためのデローテーションファクタを決定する。図8cのAVCは 、図７に示すパイロット拡散符号を収縮させるために使用されるパイロットAVC の具現化に類似する。デジタル位相ロックループ721は、電圧制御発振器851とル ープフィルタ852と制限器853と虚数成分分離器854とを有する位相ロックループ8 50に置き換えられる。補正された収縮出力信号dosと理想的な収縮出力信号との 間の差は、加算器855によって提供され、差信号は、さらにデローテーションフ ァクタの誤差を補償するデローテーション回路によって使用される収縮誤差値id eである。 マルチパス信号環境では、送信シンボルの信号エネルギーは、マルチパス信号 成分にわたって拡散される。マルチパス信号を加算することの利点は、信号エネ ルギーの実質的な部分がAVCからの出力信号で回復されることである。この結果 、検出回路は、信号対雑音比(SNR)がより高いAVCからの入力信号を受け、このた め、ビット誤り率(BER)がより低いシンボルの存在を検出ことができる。さらに 、AVCの出力を測定することにより、送信器の送信電力が良好に示され、またシ ステムの干渉雑音が良好に測定される。 適応整合フィルタ 本発明の１つの実施態様は、適応整合フィルタ(AMF)を含み、受信拡散スペク トルメッセージ信号内のマルチパス信号成分を最適に組み合わせる。AMFは、サ ンプリングされたメッセージ信号のシフト値を保持し、チャネル応答に対して補 正した後これらを組み合わせるタップされた遅延である。チャネル応答の補正は 、パイロットシーケンス信号で動作するAVCで計算されたチャネル応答評価を用 いて行われる。AMFの出力信号は、最大値を与えるように合算されるマルチパス 成分の組み合わせである。この組み合わせがマルチパス信号受信の歪みに対して 補正を行う。様々なメッセージ収縮回路が、AMFからのこの組み合わされたマル チパス成分信号で動作する。 図8dは、AMFの１つの実施態様を示す。A/D変換器870からのサンプリングされ た信号は、Ｌ段の遅延ライン872に加えられる。この遅延ライン872の各段は、異 なるマルチパス信号成分に対応する信号を保持する。チャネル応答に対する補正 は、乗算器バンク874のそれぞれの乗算器で成分を、遅延された信号成分に対応 するAVCからのそれぞれの重みファクタw₁、w₂、...、w_Lで乗算することによって 、各遅延された信号成分に加えられる。すべての加重信号成分は加算器876で合 算され、組み合わされたマルチパス成分信号y(t)が与えられる。 組み合わされたマルチパス成分信号y(t)は、搬送波信号の位相および周波数オ フセットによる補正を含まない。搬送波信号の位相および周波数オフセットに対 する補正は、乗算器878において搬送波位相および周波数補正値（デローテーシ ョン位相器）でy(t)を乗算することによって、y(t)に対して行われる。既述のよ うに、位相および周波数補正値はAVCによって生成される。図8dでは、補正値は 収縮回路880の前に加えられるように示されているが、本発明のいくつかの他の 実施態様では、補正値を収縮回路の後で加えることができる。 無線搬送波ステーション(RCS) 本発明の無線搬送波ステーション(RCS)は、SUと、無線分配ユニット(RDU)など の遠隔処理制御ネットワーク要素との間の中央インタフェースとして作用する。 本実施態様のRDUへのインタフェースはG.704標準およびDECT V5.1の改良版によ るインタフェースに準拠する。しかし、本発明は、呼制御およびトラフィックチ ャネルを交換することができるいかなるインタフェースもサポートすることがで きる。RCSは、呼制御データおよびトラフィックチャネルデータを含むRDUからの 情報チャネルを受信する。トラフィックチャネルデータには、32kb/s ADPCM、64 kb/s PCM、およびISDN、ならびにシステム構成およびメンテナンスデータが含ま れるがこれらに限定されない。RCSはまた、SUとのCDMA無線インタフェースベア ラチャネルを終了させる。これらのチャネルは制御データおよびトラフィックチ ャネルデータの両方を含む。RDUまたはSUのいずれかからの呼制御データに応答 して、RCSはトラフィックチャネルをRF通信リンク上のベアラチャネルに割り付 け、SUとRDUを介する電話ネットワークとの間の通信接続を確立する。 図９に示すように、RCSは、MUX905、906、および907への呼制御およびメッセ ージ情報データをインターフェースライン901、902、および903を介して受信す る。E1フォーマットが示されているが、他の同様のテレコミュニケーションフォ ーマットも下記の方法と同じ方法でサポートされ得る。各MUXは、PCMハイウェイ 910を介するワイヤレス接続コントローラ(WAC)920への接続を提供する。図１に 示す例示的なシステムはE1インターフェースを用いるものとして示しているが、 多重コールを伝送する他のタイプの電話線、例えば、T1ラインまたは構内交換機 (PBX)へのインターフェースを行うラインを使用することも考慮される。 ワイヤレス接続コントローラ（ＷＡＣ）９２０は、呼制御機能、およびＭＵＸ ９０５、９０６、および９０７と、モデムインターフェースユニット（ＭＩＵ） ９３１、９３２、および９３３との間のデータストリームの相互接続を管理する ＲＣＳシステムコントローラである。ＷＡＣ９２０はまた、ＶＤＣ９４０、ＲＦ ９５０、および電力増幅器９６０等の他のＲＣＳエレメントを制御および監視す る。 低速バス９１２は、ＲＦ送信器／受信器９５０と、ＶＤＣ９４０と、ＲＦ９５ ０と、電力増幅器９６０との間で、制御およびステータス信号を転送するための ＷＡＣ９２０に接続される。制御信号は、ＷＡＣ９２０から送られ、それによっ て、ＲＦ送信器／受信器９５０または電力増幅器９６０が使用可能または不能と なり、ステータス信号はＲＦ送信器／受信器９５０または電力増幅器９６０から 送られ、それによって故障状態の存在が監視される。 例示的なＲＣＳは、図１０に示されるＭＩＵ９３１を少なくとも１つ含む。例 示的実施形態のＭＩＵは、６つのＣＤＭＡモデムを含むが、本発明は、この数の モデムに限定されることはない。ＭＩＵは、ＰＣＭインターフェース１２２０を 介してＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５の各々に 接続されたシステムＰＣＭハイウェイ１２０１と、ＭＩＵコントローラ１２３０ およびＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１３の各々に 接続された制御チャネルバス１２２１と、ＭＩＵクロック信号発生器（ＣＬＫ） １２３１と、モデム出力結合器１２３２とを含む。ＭＩＵは、以下の機能を有す るＲＣＳを提供する：ＭＩＵコントローラは、ＷＡＣからのＣＤＭＡチャネル割 り付け命令を受け取り、モデムを、ＭＵＸのラインインターフェースと、ＳＵか らＣＤＭＡチャネルを受け取るモデムとに適用されるユーザ情報信号に割り付け る； ＭＩＵはまた、ＭＩＵ ＣＤＭＡモデムの各々に対して、ＣＤＭＡ送信モ デムデータを結合する； ＶＤＣへの送信のために、ＣＤＭＡモデムからのＩお よびＱ送信メッセージデータを多重化する；ＶＤＣからのアナログＩおよびＱ受 信メッセージを受け取る； ＩおよびＱデータをＣＤＭＡモデムに分配する；デ ジタルＡＧＣデータを送信および受信する；ＡＧＣデータをＣＤＭＡモデムに分 配する； およびＭＩＵボードステータスおよびメンテナンス情報をＷＡＣ９２ ０に送る。 本発明の例示的実施形態のＭＩＵコントローラ１２３０は、ＭＣ６８３６０「 ＱＵＩＣＣ」プロセッサ等の１つの通信マイクロプロセッサ１２４０を含有し、 フラッシュプロムメモリ１２４３とＳＲＡＭメモリ１２４４とを有するメモリ１ ２４２を含む。フラッシュプロム１２４３は、マイクロプロセッサ１２４０のた めのプログラム符号を含むように設けられ、メモリ１２４３は、新しいプログラ ムのバージョンをサポートするために、ダウンロード可能で、再プログラミング 可能である。ＳＲＡＭ１２４４は、ＭＩＵコントローラ１２３０が、メモリにデ ータを読み出す、またはメモリにデータを書き込む時に、ＭＣ６８３６０マイク ロプロセッサ１２４０によって必要とされる一時的なデータスペースを含むよう に設けられる。 ＭＩＵ ＣＬＫ回路１２３１は、ＭＩＵコントローラ１２３０にタイミング信 号を与え、ＣＤＭＡモデムにもタイミング信号を与える。ＭＩＵ ＣＬＫ回路１ ２３１は、システムクロック信号ｗｏ（ｔ）を受け取り、それに同期される。コ ントローラクロック信号発生器１２１３もまた、ＭＵＸから、ＣＤＭＡモデム１ ２１０、１２１１、１２１２、および１２１５に分配される拡散符号クロック信 号ｐｎ（ｔ）を受け取り、それに同期する。 本実施形態のＲＣＳは、１つのＭＩＵ上に包含されるシステムモデム１２１０ を含む。システムモデム１２１０は、同時通信拡散器（不図示）およびパイロッ ト発生器（不図示）を含む。同時通信モデムは、この例示的システムによって用 いられる同時通信情報を提供し、同時通信メッセージデータは、ＭＩＵコントロ ーラ１２３０からシステムモデム１２１０に転送される。システムモデムもまた 、４つの追加的モデム（不図示）を含み、これらのモデムは、信号ＣＴ１からＣ Ｔ４および信号ＡＸ１からＡＸ４を送信するのに用いられる。システムモデム１ ２１０は、ＶＤＣに適用される、重み付けされていないＩおよびＱ同時通信メッ セージデータ信号を提供する。ＶＤＣは、同時通信メッセージデータ信号を、Ｃ ＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５全てのＭＩＵ Ｃ ＤＭＡモデム送信データおよびグローバルパイロット信号に加える。 パイロット発生器（ＰＧ）１２５０は、本発明によって用いられるグローバル パイロット信号を提供し、グローバルパイロット信号は、ＭＩＵコントローラ１ ２３０によって、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１ ５に与えられる。しかし、本発明の他の実施形態は、ＭＩＵコントローラが、グ ローバルパイロット信号を生成することを要求しないが、任意の形態のＣＤＭＡ 符号シーケンス発生器によって生成されるグローバルパイロット信号を包含する 。 本発明の記載される実施形態においては、重み付けされていないＩおよびＱグロ ーバルパイロット信号もまた、ＶＤＣに送られ、ＶＤＣでは、重み付けされてい ないＩおよびＱグローバルパイロット信号は、重みを割り付けられ、ＭＩＵ Ｃ ＤＭＡモデム送信データおよび同時通信メッセージデータ信号に加えられる。 ＲＣＳにおけるシステムタイミングは、Ｅ１インターフェースから得られる。 ＲＣＳには、４つのＭＵＸがあり、それらの内の３つ（９０５、９０６および９ ０７）が図９に示される。２つのＭＵＸが、各シャーシ上に位置する。各シャー シ上の２つのＭＵＸの一方は、マスターとして指定され、マスターの１つがシス テムマスターとして指定される。システムマスターであるＭＵＸは、位相ロック ループ（phase locked loop）（不図示）を用いて、Ｅ１インターフェースから 、２．０４８ＭｈｚのＰＣＭクロック信号を得る。次には、システムマスターＭ ＵＸは、２．０４８ＭｈｚのＰＣＭクロック信号を１６で分割し、それによって 、１２８ＫＨｚの参照クロック信号を得る。１２８ＫＨｚの参照クロック信号は 、システムマスターであるＭＵＸから、全ての他のＭＵＸに分配される。次には 、各ＭＵＸは、１２８ＫＨｚの参照クロック信号を周波数において乗算し、それ によって、ＰＮクロック信号の周波数の２倍の周波数を有するシステムクロック 信号が合成される。ＭＵＸはまた、１２８ＫＨｚのクロック信号を１６で分割し 、それによって、ＭＩＵに分配される８ＫＨｚのフレーム同期信号が生成される 。例示的実施形態のためのシステムクロック信号は、７ＭＨｚ帯域幅のＣＤＭＡ チャネルに対して、１１．６４８Ｍｈｚの周波数を有する。各ＭＵＸはまた、シ ステムクロック信号を２で分割し、それによって、ＰＮクロック信号を得、さら に、ＰＮクロック信号を２９ ８７７ １２０（ＰＮシーケンス長さ）によって 分割し、それによって、エポック境界を示すＰＮ同期信号が生成される。システ ムマスターＭＵＸからのＰＮ同期信号もまた、全てのＭＵＸに分配され、それに よって、各ＭＵＸに対して内部に生成されたクロック信号の位相位置合わせが維 持される。ＰＮ同期信号およびフレーム同期信号は位置合わせされる。各シャー シに対してマスターＭＵＸとして指定される２つのＭＵＸは、次に、システムク ロック信号およびＰＮクロック信号の両方を、ＭＩＵおよびＶＤＣに分配する。 ＰＣＭハイウェイインターフェース１２２０は、システムＰＣＭハイウェイ９ １１を、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５の各々 に接続する。ＷＡＣコントローラは、ＨＳＢ９７０を通して、ＭＩＵコントロー ラ１２３０に、各対応ユーザ情報信号に対するトラフィックメッセージ制御信号 を含むモデム制御情報を送信する。ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１ ２、および１２１５の各々は、ＭＩＵコントローラ１１１１から、シグナル伝達 情報を含むトラフィックメッセージ制御信号を受け取る。トラフィックメッセー ジ制御信号はまた、呼制御（ＣＣ）情報と拡散符号および収縮符号シーケンス情 報とを含有する。 ＭＩＵはまた、送信データ結合器１２３２を含み、送信データ結合器１２３２ は、ＭＩＵ上のＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５ からの、同位相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）モデム送信データを含む、重み付け されたＣＤＭＡモデム送信データを加算する。Ｉモデム送信データは、Ｑモデム 送信データとは別に加算される。送信データ結合器１２３２の結合されたＩおよ びＱモデム送信データ出力信号は、デジタルデータストリームへと多重化される ＩおよびＱモデム送信データから構成される、単一のＣＤＭＡ送信メッセージチ ャネルを形成するＩおよびＱマルチプレクサ１２３３に付与される。 受信器データ入力回路（ＲＤＩ）１２３４は、図９に示されるビデオ分配回路 （ＶＤＣ）９４０からアナログ差動ＩおよびＱデータを受け取り、アナログ差動 ＩおよびＱデータを、ＭＩＵのＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、 および１２１５の各々に分配する。自動利得制御分配回路（ＡＧＣ）１２３５は 、ＶＤＣからＡＧＣデータ信号を受け取り、ＡＧＣデータを、ＭＩＵのＣＤＭＡ モデムの各々に分配する。ＴＲＬ回路１２３３は、トラフィックライト情報受け 取り、トラフィックライトデータを、モデム１２１０、１２１１、１２１２、お よび１２１５の各々に同様に分配する。 ＣＤＭＡモデム ＣＤＭＡモデムは、ＣＤＭＡ拡散符号シーケンスの生成、送信器と受信器との 間の同期を提供する。ＣＤＭＡモデムはまた、特定のパワーレベルで拡散および 送信する、６４ksym／秒、３２ksym／秒、１６ksym／秒、および８ksym／秒に それぞれプログラム可能な、４つの全二重チャネル（ＴＲ０，ＴＲ１，ＴＲ２， およびＴＲ３）を提供する。ＣＤＭＡモデムは、受信された信号強度を測定し、 それによって、自動電力制御が可能となり、パイロット信号を生成および送信し 、順方向誤差補正（ＦＥＣ）のための信号を用いて符号化および復号化する。Ｓ Ｕにおけるモデムはまた、ＦＩＲフィルタを用いて、送信器拡散符号パルスの形 成を行う。ＣＤＭＡモデムは、ＳＵによっても使用され、以下の説明において、 ＳＵによってのみ使用される特徴が明確に指摘される。ＣＤＭＡモデムの動作周 波数は、表７に示される。 図１０および図１１に示されるような、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、 １２１２、および１２１５の各々は、送信部１３０１および受信部１３０２から 構成される。ＣＤＭＡモデムには、外部システムから制御メッセージＣＮＴＲＬ を受信する制御センター１３０３も含まれる。これらのメッセージは、例えば、 特定の拡散符号を割り付ける、拡散または収縮を起動する、または、送信レート を割り付けることに用いられる。さらに、ＣＤＭＡモデムは、ＣＤＭＡモデムに よって使用される様々な拡散および収縮符号の生成に用いられる符号発生手段１ ３０４を有する。送信部１３０１は、入力情報、および拡散帯域処理されたユー ザ情報信号sｃ_j（ｔ）、ｊ＝１、２、．．Ｊとしての制御信号ｍ_i（ｔ）、ｉ＝ １、２、．．Ｉを送信するためのものである。送信部１３０１は、制御手段１３ ０３によって制御される符号発生器１３０４からグローバルパイロット符号を受 信する。拡散帯域処理されたユーザ情報信号は、最終的に他の類似の処理された 信号に加えられ、ＣＤＭＡ ＲＦ順方向メッセージリンク上のＣＤＭＡチャネル として、例えばＳＵに送信される。受信部１３０２は、ｒ（ｔ）としてのＣＤＭ Ａチャネルを受けとり、ユーザ情報、およびＣＤＭＡ ＲＦ逆方向メッセージリ ンク上で、例えばＳＵからＲＣＳに送信された制御信号ｒｃ_k（ｔ）、ｋ＝１、 ２、．．Ｋを収縮し、復元する。 ＣＤＭＡモデム送信部 図１２を参照して、符号発生手段１３０４は、送信タイミング制御ロジック１ ４０１および拡散符号ＰＮ発生器１４０２を含み、送信部１３０１は、モデム入 力信号受信器（ＭＩＳＲ）１４１０と、重畳符号化器１４１１、１４１２、１４ １３、および１４１４と、拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、お よび１４２４と、結合器１４３０とを含む。送信部１３０１は、メッセージデー タチャネルＭＥＳＳＡＧＥを受信し、各メッセージデータチャネルを、対応する 重畳符号化器１４１１、１４１２、１４１３、および１４１４において重畳的に 符号化し、対応する拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、および１ ４２４においてランダム拡散符号シーケンスを用いてデータを変調し、記載され た実施形態においては、符号発生器から受信されたパイロット符号を含む、全て のチャネルからの変調されたデータを結合器１４３０において結合し、それによ って、ＲＦ送信のためのＩおよびＱコンポーネントが生成される。本実施形態の 送信部１３０１は、６４ｋｂ／秒、３２ｋｂ/秒、１６ｋｂ／秒、および８ｋｂ ／秒にプログラム可能な４つ（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２、およびＴＲ３）のチャ ネルをサポートする。メッセージチャネルデータは、ＰＣＭインターフェース１ ２２０を通してＰＣＭハイウェイ１２０１から受信された時間多重化信号であり 、ＭＩＳＲ１４１０に入力される。 図１３は、例示的ＭＩＳＲ１４１０のブロック図である。本発明の例示的実施 形態に関しては、カウンタは、８ＫＨｚのフレーム同期信号ＭＰＣＭＳＹＮＣに よって設定され、タイミング回路１４０１からの２．０４８ＭＨｚのＭＰＣＭＣ ＬＫによって増加される。カウンタ出力は、比較器１５０２によって、ＴＲ０、 ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３のメッセージチャネルデータに対するスロット時間 位置に対応するＴＲＣＦＧ値と比較され、ＴＲＣＦＧ値は、ＭＣＴＲＬにおける ＭＩＵコントローラ１２３０から受けとられる。比較器は、カウント信号を、シ ステムクロックから得られるＴＸＰＣＮＣＬＫタイミング信号を用いて、メッセ ージチャネルデータをバッファ１５１０、１５１１、１５１２、および１５１３ へとクロックするレジスタ１５０５、１５０６、１５０７、および１５０８へと 送る。メッセージデータは、タイミング制御ロジック１４０１からのイネーブル 信号ＴＲ０ＥＮ、ＴＲ１ＥＮ、ＴＲ２ＥＮ、およびＴＲ３ＥＮがアクティブであ る場合に、ＰＣＭハイウェイ信号ＭＥＳＳＡＧＥからの信号ＭＳＧＤＡＴから供 給される。さらなる実施形態においては、ＭＥＳＳＡＧＥは、暗号化レートまた はデータ転送レートに応じて、レジスタをイネーブルする信号も含み得る。カウ ンタ出力が、チャネル位置アドレスの１つに等しい場合は、レジスタ１５１０、 １５１１、１５１２、および１５１３における指定された送信メッセージデータ が、図１２に示される重畳符号化器１４１１、１４１２、１４１３、および１４ １４に入力される。 重畳符号化器は、当該分野に周知の順方向誤差補正（ＦＥＣ）技術の使用をイ ネーブルする。ＦＥＣ技術は、符号化された形態でのデータの生成に重複性を導 入することに依存する。符号化されたデータは送信され、データの重複により、 誤りを検出し修正するための受信復号化装置がイネーブルされる。本発明のモデ ムを使用するシステムの一例は、重畳符号化を用いる。追加データビットは、符 号化プロセスにおけるデータに加えられ、それらのデータビットは、符号化オー バーヘッドである。符号化レートは、送信された全ビット（符号データ＋重複デ ータ）に対する、送信されたデータビットの比率として表され、符号レート「Ｒ 」と呼ばれる。 重畳符号は、各符号ビットが、以前に符号化された多数のビットと、新しい符 号化されていない各ビットとの重畳によって生成される符号である。符号化プロ セスにおいて用いられるビットの全数は、符号の制約長さ「Ｋ」として呼ばれる 。重畳符号化においては、データは、Ｋビット長さのシフトレジスタへとクロッ クされ、それによって、入ってくるビットは、レジスタにクロックされ、該入っ てくるビットと、現存するＫ−１ビットは、重畳的に符号化され、それによって 、新しいシンボルが生成される。重畳プロセスは、シンボルの少なくとも１つに おいて、最初のビットと最後のビットとを常に含む、利用可能なビットのある特 定パターンのモジュール−２合計から構成されるシンボルの生成を含む。 図１４は、図１２に示される符号化器１４１１としての使用に適切なＫ＝７、 Ｒ＝１／２の重畳符号化器のブロック図を示す。この回路は、本発明の１つの実 施形態において用いられるようなＴＲ０チャネルを符号化する。ステージＱ１か らＱ７までを有する７ビットレジスタ１６０１は、信号ＴＸＰＮＣＬＫを用いる ことにより、ＴＲ０ＥＮ信号がアサートされる場合に、ＴＲ０データにおいてク ロックする。ステージＱ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４，Ｑ６、およびＱ７の出力値は、 ＥＸＣＬＵＳＩＶＥ−ＯＲロジック１６０２および１６０３を用いてそれぞれ結 合され、それによって、ＴＲ０チャネルＦＥＣＴＲ０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０Ｄ Ｑに対する、対応するＩおよびＱチャネルＦＥＣデータが生成される。 ２つの出力シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱが生 成される。ＦＥＣＴＲ０ＤＩシンボルストリームは、ビット６、５、４、３およ び０（８進法１７１）に対応するシフトレジスタ出力のＥＸＣＬＵＳＩＶＥ Ｏ Ｒロジック１６０２によって生成され、送信メッセージチャネルデータの同位相 コンポーネント「Ｉ」として設計される。シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＱ は、同様に、ビット６、４ ３、１、および０（８進法１３３）からのシフトレ ジスタ出力のＥＸＣＬＵＳＩＶＥ−ＯＲロジック１６０３によって生成され、送 信メッセージチャネルデータの直交位相コンポーネント「Ｑ」として設計される 。２つのシンボルは送信され、それによって、誤差補正が受信側で起こることを 可能とするのに必要な重複を生成する、単一の符号化ビットを表す。 図１４を参照して、送信メッセージチャネルデータに対するシフトイネーブル クロック信号は、制御タイミングロジック１４０１によって生成される。各チャ ネルに対する、重畳的に符号化された送信メッセージチャネル出力データは、送 信メッセージチャネルデータを、符号発生器１４０２からの前もって割り付けら れた拡散符号シーケンスを用いて乗算する、それぞれの拡散器１４２０、１４２ １、１４２２、１４２３、および１４２４に付与される。この拡散符号シーケン スは、上に記載したように、制御１３０３によって生成され、ランダム疑似雑音 署名シーケンス（ＰＮ−符号）と呼ばれる。 拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、および１４２４の各々の出 力信号は、拡散送信データチャネルである。拡散器の動作は、以下の通りである ：ランダムシーケンス（ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ）で乗算されるチャネル出力（Ｉ＋ｊ Ｑ）の拡散により、その結果が（ＩｘｏｒＰＮＩ）および（−ＱｘｏｒＰＮＱ） で構成される同位相コンポーネントＩが得られる。この結果の直交位相コンポー ネントＱは、（ＱｘｏｒＰＮＩ）および（ＩｘｏｒＰＮＱ）である。パイロット チャネルロジック（Ｉ＝１、Ｑの値は禁止されている）に入力されるチャネルデ ータは存在しないので、パイロットチャネルのための拡散出力信号により、Ｉコ ンポーネントのためのシーケンスＰＮＩおよびＱコンポーネントのためのシーケ ンスＰＮＱが得られる。 結合器１４３０は、ＩおよびＱ拡散送信データチャネルを受けとり、それらの チャネルを、Ｉモデム送信データ信号（ＴＸＩＤＡＴ）およびＱモデム送信デー タ信号（ＴＸＱＤＡＴ）へと結合する。Ｉ拡散送信データおよびＱ拡散送信デー タは、別々に加えられる。 ＳＵに関しては、ＣＤＭＡモデム送信部１３０１は、ＩおよびＱチャネルを結 合器から受け取るＦＩＲフィルタを含み、それによって、パルス形成、クローズ インスペクトル制御(close-in spectral control)および送信された信号に対し てｘ／ｓｉｎ（ｘ）修正が提供される。別個ではあるが同一のＦＩＲフィルタ（ 不図示）は、ＩおよびＱ拡散送信データストリームをチッピングレートで受け取 り、各フィルタの出力信号は、チッピングレートの２倍である。例示的なＦＩＲ フィルタは、２を用いてアップサンプル（補間）する、２８のタップのイーブン 対称フィルタ（28 tap even symmetrical filters）である。アップサンプリン グ（upsampling）は、フィルタリングの前に起こり、それによって、２８のタッ プは、チッピングレートの２倍での２８のタップを意味し、アップサンプリン グは、１つおきのサンプルを０に設定することにより達成される。例示的な係数 が、表８に示される。 図８−係数値 ＣＤＭＡモデム受信部 図９および１０を参照して、本実施形態のＲＦ受信器９５０は、アナログ入力 ＩおよびＱのＣＤＭＡチャネルを受容し、これらのチャネルは、ＶＤＣ９４０か ら、ＭＩＵ９３１、９３２、および９３３を通して、ＣＤＭＡモデム１２１０、 １２１１、１２１２、および１２１５に送信される。これらのＩおよびＱのＣＭ ＤＡチャネル信号は、ＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１１に示される）によ ってサンプルされ、図１５に示されるアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１７ ３０を用いて、ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号に変換される。本発明の 例示的実施形態のＡ／Ｄ変換器のサンプリングレートは、収縮符号レートに等し い。ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号は、次に、４つのチャネル（ＴＲ０ 、ＴＲ１、ＴＲ２、およびＴＲ３）、ＡＰＣ情報、およびパイロット符号の収縮 符号シーケンスに対応する、６つの異なる複合拡散符号シーケンスを用いて、相 関器で収縮される。 受信された信号に対する受信器の同調は、２つの位相に分けられる。初期補捉 位相があり、次に、信号タイミングが捕捉された後にトラッキング位相がある。 初期補捉は、受信された信号に関して、ローカルに生成されたパイロット符号シ ーケンスの位相をスライドさせ、パイロット収縮器の出力をしきい値と比較する ことにより成される。用いられた方法は、逐次検索と呼ばれる。２つのしきい値 （整合およびディスミス）が、補助収縮器から計算される。信号が一旦捕捉され れば、検索プロセスが停止され、トラッキングプロセスが始まる。トラッキング プロセスは、入ってくる信号と同期して、受信器によって使用される符号発生器 １３０４（図１１および１５に示される）を維持する。使用されるトラッキング ループは、遅延ロックループ（ＤＬＬ）であり、図１５の補捉＆トラック１７０ １およびＩＰＭ１７０２ブロックにおいて実現される。 図１１において、モデムコントローラ１３０３は、送信された信号に関して、 受信された信号における位相および周波数のシフトを計算する、図１５のＳＷＰ ＬＬロジック１７２４におけるソフトウェアアルゴリズムとして、フェーズロッ クループ（ＰＬＬ）を実行する。計算された位相シフトは、ローテイト中の位相 シフトをデローテイト(derotate)し、受信チャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２ ’、およびＴＲ３’に対応する出力信号を生成するために結合する、マルチパス データ信号のブロック１７１８、１７１９、１７２０、および１７２１を結合す るために使用される。データは、次に、Viterbi復号化器１７１３、１７１４、 １７１５、および１７１６において、Viterbi復号化され、それによって、受信 メッセージチャネルの各々において、重畳符号化が取り除かれる。 図１５は、符号発生器１３０４によって、受信チャネル収縮器１７０３、１７ ０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、および１７０９によって用い られる、符号シーケンスＰｎ_i（ｔ）、（ｉ＝１、２、．．Ｉ）が提供されるこ とを示す。生成される符号シーケンスは、システムクロック信号のＳＹＮＫ信号 に応答して時間を決められ、図１１に示されるモデムコントローラ１３０３から のＣＣＮＴＲＬ信号によって決定される。図１５を参照して、ＣＤＭＡモデム受 信部１３０２は、適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０と、チャネル収縮器１７ ０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、および１７０９と 、パイロットＡＶＣ１７１１と、補助ＡＶＣ１７１２と、Viterbi復号化器１７ １３、１７１４、１７１５、および１７１６と、モデム出力インターフェース（ ＭＯＩ）１７１７と、ローテイトおよび結合ロジック１７１８、１７１９、１７ ２０、および１７２１と、ＡＭＦ重み発生器１７２２と、分位推定ロジック１７ ２３とを含む。 本発明の別の実施形態においては、ＣＤＭＡモデム受信器はまた、チャネルの ＢＥＲ、およびViterbi復号化器１７１３、１７１４、１７１５、および１７１ ６と、メッセージデータが失われた場合にアイドル符号を挿入するＭＯＩ１７１ ７との間のアイドル符号挿入口ジックを測定するビットエラー積分要素を含み得 る。 適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０により、大気チャネルによって導かれる マルチパス干渉が解消される。例示的なＡＭＦ１７１７は、図１６に示されるよ うなステージ複合ＦＩＲフィルタを使用する。受信されたＩおよびＱデジタルメ ッセージ信号は、図１５のＡ／Ｄ変換器１７３０からレジスタ１８２０で受け取 られ、図１５のＡＭＦ重み発生器１７２２から受け取られたＩおよびＱチャネル の重みのＷ１からＷ１１によって、乗算器１８０１、１８０２、１８０３、１８ １０、および１８１１において乗算される。例示的実施形態においては、Ａ／Ｄ 変換器１７３０が、受信拡散符号クロック信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答して、１１ ステージシフトレジスタ１８２０を通してクロックされる２の補数としてのＩお よびＱデジタル受信メッセージ信号、即ちＩ用の６ビットおよびＱ用の６ビット を提供する。信号ＲＸＰＮＣＬＫは、符号発生ロジック１３０４のタイミング部 １４０１によって生成される。シフトレジスタの各ステージはタップされ、乗算 器１８０１、１８０２、１８０３、１８１０、および１８１１において、個々の （６ビットＩおよび６ビットＱ）重み値によって複素乗算され、それによって、 加算器１８３０において合計される１１タップで重みづけられた積が提供され、 ７ビットのＩおよび７ビットのＱの値に限定される。 ＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１１に示される）によって、メッセージチ ャネルを収縮するための、独立したチャネル収縮器１７０３、１７０４、１７０ ５、１７０６、１７０７、１７０８、および１７０９（図１５に示される）が提 供される。記載された実施形態は、７つのメッセージチャネルを収縮し、各収縮 器は、１ビットＩ×１ビットＱの収縮符号信号を受け取り、それによって、８ビ ットＩ×８ビットＱのデータ入力に対してこの符号の複素相関が行われる。７つ の収縮器は、７つのチャネル：トラフィックチャネル０（ＴＲ０’）、ＴＲ１’ 、ＴＲ２’、ＴＲ３’、ＡＵＸ（スペアチャネル）、自動電力制御（ＡＰＣ）お よびパイロット（ＰＬＴ）に対応する。 図１７に示されるパイロットＡＶＣ１７１１は、タイミング信号ＲＸＰＮＣＬ Ｋに応答するシフトレジスタ１９２０へとＩおよびＱパイロット拡散符号シーケ ンス値ＰＣＩおよびＰＣＱを受け取り、パイロットＡＶＣ１７１１は、１１の個 々の収縮器１９０１から１９１１を含み、各収縮器は、ＩおよびＱデジタル受信 メッセージ信号データを、同じパイロット符号シーケンスの１チップ遅延したバ ージョンを用いて相関する。信号ＯＥ１、ＯＥ２、．．ＯＥ１１は、モデム制御 １３０３によって使用され、それによって、収縮操作がイネーブルされる。収縮 器の出力信号は、ＡＣＱ＆トラックロジック１７０１（図１５に示される）によ って、そして最終的にはモデムコントローラ１３０３（図１１に示される）によ って受け取られるパイロットＡＶＣ１７１１の相関信号ＤＳＰＲＤＡＴを形成す る結合器１９２０において結合される。ＡＣＱ＆トラックロジック１７０１は、 相関信号値を用いることにより、ローカル受信器がリモート送信器と同期される かどうかを決定する。 補助ＡＶＣ１７１２はまた、ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データを 受信し、記載される実施形態においては、図１８に示されるような４つの個別の 収縮器２００１、２００２、２００３、および２００４を含有する。各収縮器は 、ＩおよびＱデジタル受信メッセージデータを受け取り、それらのＩおよびＱデ ジタル受信メッセージデータを、シフトレジスタ２０２０に入力され、シフトレ ジスタ２０２０に含有される符号発生器１３０４によって提供される、同じ収縮 符号シーケンスＰＡＲＩおよびＰＡＲＱの遅延バージョンを用いて相関する。収 縮器２００１、２００２、２００３，および２００４の出力信号は、雑音相関信 号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを提供する結合器２０３０において結合される。補助ＡＶ Ｃ拡散符号シーケンスは、システムのいかなる送信拡散符号シーケンスとも一致 しない。信号ＯＥ１、ＯＥ２、．．ＯＥ４は、モデム制御１３０３によって使用 され、それによって、収縮動作がイネーブルされる。補助ＡＶＣ１７１２は、雑 音相関信号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを提供し、この信号から、分位推定値が、分位推 定器１７３３によって計算され、補助ＡＶＣ１７１２は、ＡＣＱ＆トラックロジ ック１７０１（図１５に示される）およびモデムコントローラ１３０３（図１１ に示される）に対する雑音レベル測定を提供する。 受信メッセージチャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２’、およびＴＲ３’に対 応する各収縮チャネル出力信号は、重畳的に符号化されたデータに対して順方向 誤差補正を行う、図１５に示される、対応するViterbi復号化器１７１３、１７ １４、１７１５、および１７１６に入力される。例示的実施形態のViterbi復号 化器は、Ｋ＝７の制約長さおよびＲ＝１／２のレートを有する。復号化された拡 散メッセージチャネル信号は、ＣＤＭＡモデムからＰＣＭハイウェイ１２０１へ とＭＯＩ１７１７を通して転送される。ＭＯＩの動作は、逆方向であることを除 いては、送信部１３０１（図１１に示される）のＭＩＳＲの動作と基本的に同じ である。 ＣＤＭＡモデム受信部１３０２は、受信ＣＤＭＡメッセージ信号の補捉、トラ ッキング、およひ収縮の異なる位相の間に、幾つかの異なるアルゴリズムを実行 する。 受信された信号が一時的に失われる（または激しく劣化される）場合には、ア イドル符号挿入アルゴリズムが、失われた、または劣化した受信メッセージデー タの代わりにアイドル符号を挿入し、それによって、ユーザが大きな雑音バース トを音声コールで聞くことが防止される。アイドル符号は、Viterbi復号化器１ ７１３、１７１４、１７１５、および１７１６からの、復号化されたメッセージ チャネル出力信号の代わりに、ＭＯＩ１７１７（図１５に示される）に送られる 。各トラフィックチャネルに用いられるアイドル符号は、適切なパターンのＩＤ ＬＥをＭＯＩに書き込むことにより、モデムコントローラ１３０３によってプロ グラムされ、このアイドル符号は、本実施形態においては、６４ｋｂ／秒ストリ ームに対して８ビットの文字で、３２ｋｂ／秒ストリームに対して４ビットの文 字である。 受信されたパイロット信号の補捉およびトラッキングのためのモデムアルゴリズ ム 補捉およびトラッキングアルゴリズムは、受信者によって、受信された信号の おおよその符号位相を決定し、ローカルのモデム受信収縮器を入ってくるパイロ ット信号に同期し、受信されたパイロット符号シーケンスを用いてローカルに生 成されたパイロット符号シーケンスの位相をトラッキングするために用いられる 。図１１および１５を参照して、アルゴリズムが、符号発生器１３０４にクロッ ク調整信号を与えるモデムコントローラ１３０３によって行われる。これらの調 整信号により、収縮器のための符号発生器が、パイロットレイク（Pilot Rake） １７１１の測定された出力値および分位推定器１７２３Ｂからの分位値に応答し て、ローカルに生成された符号シーケンスを調整することが引き起こされる。分 位値は、ＡＵＸベクトル相関器１７１２（図１５に示される）の出力値からの同 位相および直交チャネルから測定される雑音統計値である。受信器の受信信号へ の同期は、初期補捉位相とトラッキング位相との２つの位相に分けられる。初期 補捉位相は、ローカルに生成されたパイロット拡散符号シーケンスを、受信され た信号の拡散符号レートよりも速い、または遅いレートでクロックし、ローカル に生成されたパイロット拡散符号シーケンスをスライドさせ、パイロットベクト ル相関器１７１１の出力に対して逐次確率比検定（ＳＰＲＴ）を行うことにより 達成される。トラッキング位相は、入ってくるパイロット信号と同期して、ロー カルに生成された拡散符号パイロットシーケンスを維持する。 ＳＵのコールド捕捉アルゴリズム（cold acquisition algorithm）は、最初に パワーアップされ、その結果、正しいパイロット拡散符号位相の知識が無い場合 、または、ＳＵが入ってくるパイロット信号との同期を再捕捉しようとしたが、 過剰な時間をとった場合に、ＳＵ ＣＤＭＡモデムによって使用される。コール ド捕捉アルゴリズムは、２つのサブ位相に分けられる。第１のサブ位相は、ＦＢ ＣＣＨによって使用される、長さ２３３４１５の符号にわたる検索からなる。一 旦このサブ符号位相が捕捉されれば、パイロットの２３３４１５×１２８長さの 符号が、１２８の可能な位相を曖昧に知られる。第２のサブ位相は、これら残り の１２８の可能な位相の検索である。ＦＢＣＣＨとの同期を失わないためには、 検索の第２の位相において、ＦＢＣＣＨ符号のトラッキングと、パイロット符号 の捕捉の試みとの間で切り替えを交互に行うことが望ましい。 短アクセスパイロット（ＳＡＸＰＴ）アルゴリズムのＲＣＳ捕捉は、ＲＣＳＣ ＤＭＡモデムによって用いられ、それによってＳＵのＳＡＸＰＴパイロット信号 が捕捉される。このアルゴリズムは、ＳＡＸＰＴが、長さＮの短符号シーケン ス（ただし、Ｎ＝チップ／シンボル）であるので高速検索アルゴリズムであり、 システムの帯域幅に応じて４５から１９５の範囲にわたる。捕捉されるまでの、 全ての可能な位相を通した検索のサイクルが、完了する。 長アクセスパイロット（ＬＡＸＰＴ）アルゴリズムのＲＣＳ捕捉は、ＳＡＸＰ Ｔの捕捉の直後に開始される。ＳＵの符号位相は、複数のシンボル持続時間内で 知られており、従って、本発明の例示的実施形態においては、ＲＣＳからの往復 遅延内に、７から６６の検索の位相があり得る。この範囲は、ＲＣＳグローバル パイロット信号に同期されているＳＵパイロット信号の結果である。 再捕捉アルゴリズムは、符号ロック（ＬＯＬ）の損失が生じる時に開始される 。Ｚ検索アルゴリズムは、符号位相が、システムが最後にロックされた場所から 遠くにドリフトされていないことを前提として、プロセスのスピードを上げるた めに使用される。ＲＣＳは、最大往復伝搬遅延によって制限されるＺ検索ウィン ドウの最大幅を使用する。 プレトラック期間が、捕捉または再捕捉アルゴリズムの直後に続き、トラッキ ングアルゴリズムの直前に起こる。プレトラックは、モデムによって提供された 受信データが有効であるとは考えられない固定された持続期間である。プレトラ ック期間により、ＩＳＷ ＰＬＬ１７２４、ＡＣＱ＆トラッキング、ＡＭＦ重み ＧＥＮ１７２２によって使用されるような、他のモデムアルゴリズムが、現時点 のチャネルを準備し、それに適応することが可能となる。プレトラック期間は、 ２つのパートを有する。第１のパートは、符号トラッキングループが引き入れら れる（pull in）間の遅延である。第２のパートは、決定された重み付け係数を 生成するために、ＡＭＦ重み発生器１７２２によってＡＭＦタップ重み計算が行 われる間の遅延である。また、プレトラック期間の第２のパートにおいては、搬 送波トラッキングループが、ＳＷ ＰＬＬ１７２４によって引き入れられること が許可され、スカラー分位推定が、分位推定器１７２３Ａにおいて行われる。 プレトラック期間が終わった後に、トラッキングプロセスに入る。このプロセ スは、実際には反復的サイクルであり、モデムによって提供された受信データが 有効であると考えられ得る唯一のプロセス位相である。以下の動作は、この位相 の間に行われる：ＡＭＦタップ重み更新、搬送波トラッキング、符号トラッキン グ、ベクトル分位更新、スカラー分位更新、符号ロックチェック、デローテイト およびシンボル加算、および電力制御（順方向および逆方向）。 ロックの損失（ＬＯＬ）が検出された場合、モデム受信器は、トラックアルゴ リズムを終了させ、自動的に再捕捉アルゴリズムに入る。ＳＵにおいては、ＬＯ Ｌによって、送信器が遮断される。ＲＣＳにおいては、ＬＯＬによって、順方向 電力制御が、ロックが失われる直前のレベルに一定に保たれる送信出力を用いて 使用不能にされる。また、ＬＯＬにより、送信されるリターン電力制御情報が、 ０１０１０１．．．パターンを呈するようになり、それによって、ＳＵが、送信 出力を一定に保つようになる。これは、捕捉およびトラッキング回路１７０１に 対するリセット信号を生成する信号ロックチェック機能を用いて行われ得る。 分位統計の２つのセットが維持され、１つは、分位推定器１７２３Ｂによって 維持され、もう一方は、スカラー分位推定器１７２３Ａによって維持される。こ れらは共にモデムコントローラ１３０３によって用いられる。第１のセットは、 「ベクトル」分位情報であり、これは、ＡＵＸ ＡＶＣ受信器１７１２によって 生成される４つの複素数のベクトルから計算されるのでそのように名付けられる 。第２のセットは、スカラー分位情報で、これはＡＵＸ収縮器１７０７から出力 される単一の複素数ＡＵＸ信号から計算される。情報の２つのセットは、予め決 定されたフォールスアラームの確率（Ｐ_fa）の維持に使用される雑音統計の異な るセットを表す。ベクトル分位データは、モデムコントローラー１３０３によっ て実行される捕捉および再捕捉アルゴリズムによって使用され、それによって、 雑音中の受信された信号の存在が決定され、スカラー分位情報は、符号ロックチ ェックアルゴリズムによって使用される。 ベクトルおよびスカラーの両方のケースに関して、分位情報は、収縮受信信号 の確率分布関数（ｐ．ｄ．ｆ）を推定し、モデムがＰＮ符号にロックされるかど うかを決定するのに用いられる境界値である、ラムダ０からラムダ２までの計算 値で構成されている。以下のＣサブルーチンに使用されるＡｕｘ パワー値は、 スカラー分位に対しては、スカラー相関器アレイのＡＵＸ信号出力を二乗した大 きさであり、ベクトルケースに関しては、二乗した大きさの和である。両方のケ ースにおいて、分位は、次に以下のＣサブルーチンを用いて計算される： ただし、ＣＧ［ｎ］は、正の定数であり、ＧＭ［ｎ］は負の定数である（異なる 値がスカラーおよびベクトル分位に対して用いられる）。 捕捉位相の間、ローカルに生成されたパイロット符号シーケンスを用いた入っ てくるパイロット信号の検索は、ローカルに生成されたパイロット符号が、受信 された信号に関して、正しい符号位相を有するかどうかを決定する、一連の逐次 検定を用いる。検索アルゴリズムは、受信された、ローカルに生成された符号シ ーケンスが位相にあるかどうかを決定する逐次確率比検定（ＳＰＲＴ）を用いる 。捕捉のスピードは、マルチフィンガー受信器（multi-fingered receiver）を 有することから生じる並行（parallelism）によって増加される。例えば、本発 明の記載された実施形態においては、メインのパイロットレイク１７１１が、１ １チップ期間の全位相期間を表す合計１１のフィンガーを有する。捕捉のために 、８つの個別の逐次確率比検定（ＳＰＲＴ）が実行され、各々のＳＰＲＴは、４ つのチップウィンドウを監視する。各ウィンドウは、１チップ分、以前のウィン ドウからオフセットされ、検索シーケンスにおいては、あらゆる所与の符号位相 が４つのウィンドウによってカバーされる。８つのＳＰＲＴ検定全てが拒否され れば、次に、ウィンドウのセットが８チップ分移動される。ＳＰＲＴのいずれか が許容されれば、次に、ローカルに生成されたパイロット符号シーケンスの符号 位相が、パイロットＡＶＣ内で、許容されたＳＰＲＴ位相を中心に置くように調 整される。１つ以上のＳＰＲＴが同時に許容しきい値に達することが見込まれる 。テーブルルックアップが２５６の許容／拒否のあらゆる可能な組み合わせをカ バーするように用いられ、モデムコントローラは、その情報を用いて、パイロッ トレイク１７１１内で正しい中心符号位相を推定する。各ＳＰＲＴは、以下のよ うに実行される（全ての動作は、６４ｋシンボルレートで起こる）：フィンガー 出力レベル値は、Ｉ Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］およびＱ Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］、ただ し、 ｎ＝０．．１０（包括的、０は最も早い（最も進んだ）フィンガーである）とし て示され、その時、各ウィンドウのパワーは： である。 ＳＰＲＴを実行するためには、モデムコントローラは、次に、各々のウィンド ウに対して、疑似符号サブルーチンとして表される以下の計算を行う： ただし、lambda［ｋ］は、分位推定に関して上記のセクションで規定されたよう なものであり、ＳＩＧＭＡ［ｋ］、ACCEPTANCE THRESHOLD、およびDISMISSAL THRESHOLDは、既設定の定数である。ＳＩＧＭＡ［ｋ］は、ｋの低い値に対する 値に対しては負であり、そして、ｋの正しい値に対しては正であり、そのため、 許容および却下のしきい値が、統計において、データとして価値のあるシンボル が幾つ累積されたかの関数ではなく、定数となり得ることに注意されたい。 モデムコントローラは、lambda［ｋ］の値によって範囲を定められたどのbin にパワーレベルが入るかを決定し、これにより、モデムコントローラが、概算の 統計を展開することが可能となる。 本アルゴリズムに関しては、制御電圧は、ε＝ｙ^TＢｙとして形成される。た だし、ｙは、パイロットベクトル相関器１７１１の複素数値の出力値から形成さ れるベクトルであり、Ｂは、二次検出器に関して上述されたような雑音を最小限 に抑える一方で、性能を最大限にするために既設定の定数値から構成されるマト リックスである。 二次検出器の動作を理解するために、以下のことを考慮することが有用である 。拡散帯域（ＣＤＭＡ）信号ｓ（ｔ）は、インパルス応答ｈ_c（ｔ）を有するマ ルチパスチャネルを通過する。ベースバンド拡散信号は、式（２７）によって表 される。 ただし、Ｃ₁は、複素拡散符号シンボルであり、ｐ（ｔ）は、予め規定されたチ ップパルスであり、Ｔ_cは、チップタイムスペーシングである。ただし、Ｔ_c＝１ ／Ｒ_cおよびＲ_cは、チップレートである。 受信されたベースバンド信号は、式（２８）によって表される ただし、ｑ（ｔ）＝ｐ（ｔ）＊ｈ_c（ｔ）で、τは、未知の遅延であり、ｎ（ｔ ）は、付加雑音である。受信された信号は、フィルタｈ_R（ｔ）によって処理さ れ、従って、処理される波形ｘ（ｔ）は、式（２９）によって与えられる。 ただし、ｆ（ｔ）＝ｑ（ｔ）＊ｈ_R（ｔ）およびｚ（ｔ）＝ｎ（ｔ）＊ｈ_R（ｔ） である。 例示的な受信器においては、受信された信号のサンプルが、チップレート、す なわち、１／Ｔ_cで取られる。これらのサンプルｘ（ｍＴ_c＋τ’）は、ｒ^thの相 関期間に式（３０）によって与えられる分位を計算する相関器アレイによって処 理される。 これらの分位は、式（３１）によって与えられる雑音コンポーネントｗ_K ^(r)お よび決定論コンポーネント（deterministic component）ｙ_k ^(r)から構成される 。 結局、タイムインデックスｒは、書きやすさのために抑制され得るが、関数ｆ（ ｔ）は、時間とともにゆっくり変化することに気を付けるべきである。 サンプルは、整合フィルタリング等のような、受信器によるさらなる処理のた めの最適な形態に、サンプリング位相τ’を調整するように処理される。この調 整は、以下に説明される。このプロセスの説明を簡単にするためには、関数ｆ（ ｔ＋τ）（ただし、タイムシフトτは、調整される）の点から説明することが役 立つ。関数ｆ（ｔ＋τ）は、雑音の存在下で測定されることが注目される。従っ て、位相τ’を、信号ｆ（ｔ＋τ）の測定に基づいて調整することが問題となり 得る。雑音を説明するために、関数ｖ（ｔ）：ｖ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＋ｍ（ｔ）が 導入される（ただし、項ｍ（ｔ）は、雑音プロセスを表す）。システムプロセッ サは、関数ｖ（ｔ）の考慮に基づいて得られ得る。 このプロセスは、非コヒーレントであり、従って、包絡検出力関数｜ｖ（ｔ＋ τ）｜²に基づく。式（３２）で与えられる関数ｅ（τ’）は、プロセスの説明 に役立つ。 シフトパラメータは、区間（−∞、τ’−τ］上のエネルギーが、区間［τ’− τ、∞）上のエネルギーに等しい場合に生じる、ｅ（τ’）＝０に調整される。 エラー特性は単調で、従って、単一の０との交差ポイントを有する。これは、関 数の望ましい性質である。この関数の不利点は、雑音が存在する場合に積分が制 限されないため十分に規定されない点である。それでも、関数ｅ（τ’）は、式 （３３）によって与えられる形態でキャストされ得る。 ただし、特性関数ｗ（ｔ）は、signum関数、ｓｇｎ（ｔ）に等しい。 特性関数ｗ（ｔ）を最適化するには、式（３４）に記載されるように、メリッ ト(merit)Ｆの数字を規定することが役に立つ。 Ｆの分子は、トラックされた値τ₀’を取り囲む区間［−Ｔ_A、Ｔ_A］に対する、 平均エラー特性の数値スロープである。統計平均値は、雑音およびランダムチャ ネルｈ_c（ｔ）に対して取られる。この統計平均を行うためには、チャネルの統 計特性を指定することが望ましい。例えば、チャネルは、インパルス応答ｈ_c（t ）を有する、ワイドセンス定常無相関散乱（ＷＳＳＵＳ）（Wide Sense Station ary Uncorrelated Scattering）チャネル、および式（３５）に示されるような 強度関数ｇ（ｔ）を有する白雑音プロセスＵ（ｔ）としてモデリングされ得る。 ｅ（τ）の分散は、変動の平均平方値として計算される ただし、＜ｅ（τ）＞は、雑音に対するｅ（τ）の平均である。 関数ｗ（ｔ）に対するメリットＦの数字の最適化は、周知である最適化の変分 的方法を用いて行われ得る。 一旦最適なｗ（ｔ）が決定されれば、その結果生じるプロセッサは、以下のよ うに得られる二次サンプルプロセッサによって正確に規準に近づけられ得る。 サンプリング定理によれば、帯域幅Ｗに帯域限定された信号ｖ（ｔ）は、式（ ３７）で示されるように、その信号のサンプルで表され得る。 この展開式を式（Ｚ＋６）に置き換えることにより、サンプルｖ（ｋ／Ｗ＋τ’ −τ）において、無限の二次形式が生じる。単一の帯域幅が、チップレートに等 しいと仮定することにより、サンプルを得るのに使用されるチップクロック信号 によってクロックされるサンプリング計画の使用が可能となる。これらのサンプ ルｖ_kは、式（３８）によって表される。 ν_k=ν(kT_c+τ'-τ) （３８） この仮定は、実行の単純化につながる。エイリアシングエラーが小さければ、有 効である。 実際には、得られる二次形式は、切り捨てられる。正規化されたＢマトリック スの例が、以下の表１２に示される。この例に関しては、指数的遅延拡散プロフ ィールｇ（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｔ／τ）が、τが１チップに等しいと仮定されてい る。１．５チップに等しいアパーチャパラメータＴ_Aもまた仮定されている。基 礎となるチップパルスは、２０％過剰な帯域幅を有する、高くしたコサイン帯域 を有する。 コードトラッキングは、以下のように実現されたループ位相検出器を介して実 現されている。ベクトルｙは、パイロットＡＶＣ１７１１の１１の複素出力レベ ル値を表す縦ベクトルと定義され、Ｂは、非コヒーレントパイロットＡＶＣ出力 値ｙとのパフォーマンスを最適化するための既設定値を有する、１１×１１の対 称実数値係数行列(symmetric real valued coefficlent matrix)を指す。上記の ように、位相検出器出力は等式(３９)から得られる： ε＝ｙ^TＢｙ （３９） 次いで、比例かつ積分のループフィルタ(proportional plus integral loop f ilter)およびＶＣＯを実現するために、特定の送信チャネルおよびアプリケーシ ョンのためにシステム性能を最適化するためにシステムをモデリングすることに より選択された定数であるαおよびβについて、以下の計算を行う： ｘ[ｎ]＝ｘ[ｎ−１]＋βε ｚ[ｎ]＝ｚ[ｎ−１]＋ｘ[ｎ]＋αε ただし、ｘ[ｎ]はループフィルタの積分器出力値であり、ｚ[ｎ]はＶＣＯ出力値 である。符号位相調整は、モデムコントローラによって以下の疑似符号サブルー チンにされる： 本発明と一致した上記疑似符号サブルーチンにおいては、異なる遅延位相が使 用され得る。 ＡＭＦ重みＧｅｎ１７２２（図１５に示す）のＡＭＦタップ重み更新アルゴリ ズムは、パイロットレイク(pilot rake)１７１１の各フィンガー値のフェーズを デローテイト、およびスケールするために周期的に起こり、これはパイロットＡ ＶＣフィンガー値と、搬送波トラッキングループの現行の出力値の複素共役との 複合乗算を行い、その積をローパスフィルタに付与し、フィルタ値の複素共役を 形成したＡＭＦタップ重み値を生成し、これらがＣＤＭＡモデムのＡＭＦフィル タに周期的に書き込まれることによって起こる。 図１５に示されるロックチェックアルゴリズムは、スカラー相関アレイ(scala r correlator array)の出力信号に対してＳＰＲＴ動作を行うモデムコントロー ラ１３０３によって実現されている。ＳＰＲＴ技術は、ロックの検出確率を上げ るために、定数が変化することを除いては、捕捉アルゴリズムの技術と同様であ る。 搬送波トラッキングは、スカラー相関アレイのパイロット出力値の２次ループ を介して達成される。位相検出器出力は、スカラー相関アレイの(複素数値)パイ ロット出力信号とＶＣＯ出力信号との積の直交成分のハード限定バージョンであ る。ループフィルタは、比例かつ積分の設計である。ＶＣＯは、純粋な合計、蓄 積位相誤差ｆであり、これは、メモリ中のルックアップテーブルを用いて、複素 フェーザｃｏｓｆ＋ｊｓｉｎｆに変換される。 捕捉およびトラッキングアルゴリズムの先の記載は、非コヒーレント法に焦点 を合わせている。なぜなら、捕捉の間、ＡＭＦ、パイロットＡＶＣ、ＡｕｘＡＶ Ｃ、およびＤＰＬＬが平衝状態になるまでコヒーレント参照がないため、記載し た捕捉およびトラッキングアルゴリズムが、非コヒーレント捕捉そして続いて非 コヒーレントトラッキングを必要とするからである。しかし、非コヒーレントト ラッキングおよびコンバイニングにおいて、各パイロットＡＶＣフィンガーの出 力位相情報がなくなるため、コヒーレントトラッキングおよびコンバイニングは 常に最適であることが当該分野において知られている。結果的に、本発明の他の 実施態様は、先に記載した非コヒーレント捕捉およびトラッキングアルゴリズム をまず実現し、次いでアルゴリズムをコヒーレントトラッキング方法にスイッチ する、２ステップ捕捉およびトラッキングシステムを採用する。コヒーレントコ ンバイニングおよびトラッキング方法は、トラックされたエラー信号が以下の形 式であることを除いては、先に記載したものと類似している。 ε＝ｙ^TＡｙ （４０） ただし、ｙは、パイロットＡＶＣ１７１１の１１の複素出力レベル値を表す列ベ クトルと定義され、Ａは、コヒーレントパイロットＡＶＣ出力ｙとのパフォーマ ンスを最適化するために既設定値を有する１１×１１対称実数値係数行列を表す 。 例示のＡ行列を以下に示す。 本発明を複数の実施形態に照らして述べてきたが、当業者であれば、本発明は 以下の請求の範囲により定義される本発明の範囲から逸脱することなく、上記実 施形態から改変されて実施され得ることを理解できる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｌ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 オズルタルク，ファティ アメリカ合衆国 ニューヨーク 11050, ポートワシントン，ミドル ネック ロー ド 1474 (72)発明者 シルバーバーグ，アビ アメリカ合衆国 ニューヨーク 11725, コマック，コットンウッド ドライブ 40 【要約の続き】 デム受信器は、それぞれ複数の受信メッセージ信号相関 器を含む一群のメッセージ信号捕捉回路を含み、この受 信メッセージ信号相関器は、各ローカル受信メッセージ 符号信号を上記ＣＤＭ信号に相関させて各収縮受信メッ セージ信号を生成する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．それぞれ第１および第２のパイロット符号信号を有する送信および受信チャ ネル上で、情報信号および接続制御信号を含むテレコミュニケーション信号を送 信および受信する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）モデムであって、該第２のパイ ロット符号信号は該第１のパイロット符号信号と同期しており、 モデム送信器であって、 ａ）複数の個別のパイロット符号信号から選択される該第１のパイロッ ト符号信号を提供する第１のパイロット符号手段と、該第１のパイロット符号信 号に関連し、これに同期した複数の個別のメッセージ符号信号を発生するメッセ ージ手段とを備えた符号発生手段、および ｂ）該情報信号のそれぞれを複数のメッセージ符号信号のそれぞれと組 み合わせて、該送信チャネル上で送信される送信符号分割多重（ＣＤＭ）信号お よび該第１のパイロット信号を含む複数の拡散帯域処理されたメッセージ信号を 発生する、該メッセージ手段に接続された拡散手段であって、該複数のメッセー ジ符号信号のそれぞれは該第１のパイロット符号信号と同期している拡散手段、 を備えているモデム送信器と、 モデム受信器であって、 ａ）該第１のパイロット符号信号に関連する該第２のパイロット符号信 号を提供する第２のパイロット符号手段と、該第２のパイロット符号信号に関連 する複数のローカル受信メッセージ符号信号を発生するローカルメッセージ符号 手段とを備えたローカル符号発生手段であって、該第２のパイロット符号手段は 該ローカルメッセージ符号手段と同期しているローカル符号発生手段、 ｂ）該第２のパイロット符号信号を捕捉およびトラッキングするパイロ ット符号捕捉およびトラッキング手段であって、該第２のパイロット符号信号の 各位相遅延バージョンを該受信チャネルから受信したＣＤＭ信号に相関させて収 縮第２パイロット信号を生成する複数の第２パイロット符号位相遅延相関手段で あって、該第２のパイロット符号信号の符号位相は捕捉信号に応答して変更され る複数の第２パイロット符号位相遅延相関手段と、該収縮第２パイロット信号の 有無を検出して、これにより、該第２のパイロット符号信号、該受信した第２の パイロット信号および該第１のパイロット符号信号の間の同期の度合いを示す捕 捉信号を生成する手段とを備えた、パイロット符号捕捉およびトラッキング手段 、 ｃ）該捕捉信号に応答して、該収縮第２パイロット信号のレベルを増加 させる傾向を持たせる程度に、該第２のパイロット符号信号を同位相に調節する 手段を含む第２のパイロット符号トラッキング手段、および ｄ）複数の収縮受信メッセージ信号を提供する複数のメッセージ信号捕 捉手段であって、各メッセージ信号捕捉手段が、該ローカル受信メッセージ符号 信号の１つを該受信したＣＤＭ信号に相関させて各収縮受信メッセージ信号を生 成する受信メッセージ信号相関器を含む、複数のメッセージ信号捕捉手段、 を備えているモデム受信器と、 を備えたモデム。 ２．前記モデム受信手段の前記パイロット符号捕捉およびトラッキング手段が、 Ａ）パイロットベクトル相関器であって、前記複数の第２パイロット符 号位相遅延相関手が前記第２のパイロット信号を前記受信したＣＤＭ信号に相関 させて複数の収縮マルチパスパイロット信号を生成し、各相関器が該収縮マルチ パスパイロット信号のそれぞれの各マルチパス搬送波に対応するマルチパス重み 信号を提供する、パイロットベクトル相関器と、 Ｃ）それぞれが該マルチパス重み付け信号のそれぞれに応答し、該収縮 マルチパスパイロット信号のそれぞれの大きさをスケーリングし、その位相を回 転させる複数の信号重み付け手段であって、複数の重み付けされた収縮マルチパ スパイロット信号を提供する複数の信号重み付け手段と、該複数の重み付けされ た収縮マルチパスパイロット信号を合算して収縮第２パイロット信号を形成する 合算手段とを含むパイロット適応整合フィルタと、 Ｄ）該パイロットベクトル相関器に接続され、該収縮第２パイロット信 号を検出し、捕捉信号を生成する手段であって、該捕捉信号は、信号エネルギー において該収縮第２パイロット符号に比例する大きさを有し、該捕捉信号の大き さは、該第２パイロット符号信号および該第１のパイロット符号信号の間の同期 の度合いを示す、手段と、 Ｅ）該捕捉信号に応答して、該収縮第２パイロット信号の信号エネルギ ーを増加させる傾向を持たせる程度に、該第２のパイロット符号信号を符号位相 に調節する手段を含む関連パイロット符号トラッキング手段と、 をさらに備えており、 ｂ）複数の収縮受信メッセージ信号を提供する複数のメッセージ信号捕捉手段 は、それぞれ、 Ａ）該受信メッセージ符号信号を該ＣＤＭ信号に相関させて、それぞれ 、複数の収縮マルチパス受信メッセージ信号を生成する複数の受信メッセージ信 号相関器と、 Ｂ）該マルチパス重み付け信号に応答して、該収縮マルチパス受信メッ セージ信号のそれぞれを搬送波位相に整合させる複数の信号重み付け手段であっ て、複数の重み付けされた収縮マルチパス受信メッセージ信号を提供する複数の 信号重み付け手段と、該重み付けされた収縮マルチパス受信メッセージ信号を合 算して収縮受信メッセージ信号を生成する合算手段とを含むメッセージ適応整合 フィルタと、 を含み、 ｃ）該複数の収縮受信メッセージ信号は少なくとも１つの収縮情報信号および 複数のコール制御信号を含む、 請求項１に記載のＣＤＭＡモデム手段。 ３．前記複数のコール制御信号が、各収縮情報信号のユーザを識別するユーザ識 別信号と、該収縮情報信号の種類および情報レートを示すメッセージタイプ信号 とを含む、請求項２に記載のＣＤＭＡモデム手段。 ４．複数のマルチパス拡散帯域信号の重心(centroid)をトラッキングする方法で あって、該複数のマルチパス拡散帯域信号は、送信符号シーケンスを含む拡散帯 域チャネル信号を構成し、 クロック信号に応答して、該拡散帯域チャネル信号をデジタル形式でサンプリ ングし、これにより、１組の偶数サンプル値および１組の奇数サンプル値を含む サンプル値のシーケンスを生成するステップであって、該偶数サンプルと該奇数 サンプルは時間的にインターリーブされ、該１組の偶数サンプル値は初期(early )拡散帯域チャネル信号サンプルのシーケンスを規定し、該１組の奇数サンプル 値は後期(late)拡散帯域チャネル信号サンプルのシーケンスを規定する、ステッ プと、 それぞれある符号位相および符号シンボル期間を有し、それぞれ該送信符号シ ーケンスの符号位相シフトバージョンである、複数のローカル符号シーケンスを 発生するステップと、 該複数のローカル符号シーケンスのそれぞれを該初期受信拡散帯域チャネル信 号サンプルと組み合わせて複数の初期収縮マルチパス信号を生成するとともに、 該複数のローカル符号シーケンスのそれぞれを該後期受信拡散帯域チャネル信号 サンプルのシーケンスと組み合わせて複数の後期収縮マルチパス信号を生成する ステップと、 該複数の初期収縮マルチパス信号を処理して初期トラッキング値を生成すると ともに、該複数の後期収縮マルチパス信号を処理して後期トラッキング値を生成 するステップと、 該初期トラッキング値と該後期トラッキング値との差を決定して誤差信号値を 生成するステップと、 該誤差信号値に応答して、該複数のローカル符号シーケンスのそれぞれの符号 位相を調節するステップと、 を包含する方法。 ５．前記複数の初期収縮マルチパス信号を処理するとともに、前記複数の後期収 縮マルチパス信号を処理する前記ステップが、 該複数の初期収縮マルチパス信号を累算して、それぞれ複数の初期信号サンプ ルを生成するとともに、該複数の後期収縮マルチパス信号を累算して、それぞれ 複数の後期信号サンプルを生成するステップと、 該初期信号サンプルのいくつかを合算して該初期トラッキング値を生成すると ともに、該後期信号サンプルのいくつかを合算して該後期トラッキング値を生成 するステップとを包含する、 請求項４に記載の方法。 ６．前記合算ステップの前に、前記初期信号サンプルのそれぞれと前記後期信号 サンプルのそれぞれを、それぞれ所定の重み付け値で重み付けするステップを含 む、請求項５に記載の方法。 ７．前記複数のローカル符号シーケンスのそれぞれの符号位相を調節する前記ス テップは、負になっている前記誤差信号値に応答して、第１の所定数の符号シン ボル期間だけ各符号位相を増加させ、正になっている該誤差信号値に応答して、 各符号位相を第２の所定数の符号シンボル期間だけ減少させるステップを含む、 請求項４に記載の方法。 ８．前記複数のローカル符号シーケンスのそれぞれの符号位相を調節する前記ス テップは、正になっている前記誤差信号値に応答して、第１の所定数の符号シン ボル期間だけ各符号位相を増加させるとともに、負になっている該誤差信号値に 応答して、各符号位相を第２の所定数の符号シンボル期間だけ減少させるステッ プを含む、請求項４に記載の方法。 ９．送信符号シーケンスを含む拡散帯域チャネル信号を構成する複数のマルチパ ス拡散帯域信号の重心をトラッキングする装置であって、 クロック信号および該拡散帯域チャネル信号に応答して、１組の偶数サンプル 値および１組の奇数サンプル値を含むサンプル値のシーケンスを生成するアナロ グ−デジタル変換器であって、該偶数サンプルと該奇数サンプルは時間的にイン ターリーブされ、該１組の偶数サンプル値は初期拡散帯域チャネル信号サンプル のシーケンスを規定し、該１組の奇数サンプル値は後期拡散帯域チャネル信号サ ンプルのシーケンスを規定するアナログ−デジタル変換器と、 それぞれある符号位相および符号シンボル期間を有し、それぞれ該送信符号シ ーケンスの符号位相シフトバージョンである、複数のローカル符号シーケンスを 発生する符号シーケンス発生手段と、 該複数のローカル符号シーケンスのそれぞれを該初期受信拡散帯域チャネル信 号サンプルと組み合わせて複数の初期収縮マルチパス信号を生成するとともに、 該複数のローカル符号シーケンスのそれぞれを該後期受信拡散帯域チャネル信号 サンプルのシーケンスと組み合わせて複数の後期収縮マルチパス信号を生成する 手段と、 該複数の初期収縮マルチパス信号を処理して初期トラッキング値を生成すると ともに、該複数の後期収縮マルチパス信号を処理して後期トラッキング値を生成 する手段と、 該初期トラッキング値と該後期トラッキング値との差を決定して誤差信号値を 生成する減算器と、 符号位相発生手段に接続され、該誤差信号値に応答して、該複数のローカル符 号シーケンスのそれぞれの符号位相を調節する手段と、 を備えた装置。 １０．前記複数の初期収縮マルチパス信号を処理するとともに、前記複数の後期 収縮マルチパス信号を処理する前記手段は、 該複数の初期収縮マルチパス信号を累算して複数の初期信号サンプルを生成す る第１の複数の累算器と、該複数の後期収縮マルチパス信号を累算して複数の後 期信号サンプルを生成する第２の複数の累算器と、 該初期信号サンプルのいくつかを合算して該初期トラッキング値を生成する第 １の合算ネットワークと、該後期信号サンプルのいくつかを合算して該後期トラ ッキング値を生成する第２の合算ネットワークと、 を備えている、請求項９に記載の装置。 １１．前記初期信号サンプルのそれぞれと前記後期信号サンプルのそれぞれとに それぞれ所定の重み付け値を掛けて、重み付けされた奇数および偶数信号サンプ ルを前記第１および第２の合算ネットワークに与える複数の信号スケーラをさら に含む、請求項１０に記載の装置。 １２．それぞれが搬送波位相を有する複数のマルチパス信号成分を有する拡散信 号から拡散帯域通信システムにおける拡散データチャネルの信号出力を集める適 応整合フィルタ（ＡＭＦ）装置であって、該拡散信号は、第１の所定の拡散符号 シーケンスを用いた拡散パイロットチャネルおよび該第１の所定の拡散符号シー ケンスとは異なる第２の所定の拡散符号シーケンスを用いた拡散データチャネル を含み、該拡散パイロットチャネルは変調されておらず、該拡散データチャネル はデータ変調されており、 該拡散信号を受信するように接続され、該拡散パイロットチャネルの複数のマ ルチパス信号搬送波成分から決定される複数のマルチパス信号重み付け値を提供 するパイロットベクトル相関手段であって、各マルチパス信号重み付け値は各マ ルチパス信号搬送波成分に対応し、該マルチパス信号搬送波成分から導出される 、パイロットベクトル相関手段と、 それぞれ該所定の拡散符号シーケンスの符号位相シフトバージョンである、複 数のローカル符号シーケンスを発生するローカル符号シーケンス発生手段と、 該拡散信号を受信するように接続され、該拡散データチャネルから決定される データ値を提供するデータＡＭＦ手段であって、 ａ）複数の拡散符号相関器であって、各拡散符号相関器は、該ローカル 符号シーケンスのそれぞれを該受信した拡散信号に相関させて、搬送波位相値を 有する各収縮マルチパスデータ信号成分を生成する、複数の拡散符号相関器、 ｂ）該マルチパス重み付け値のそれぞれに応答して、該マルチパスデー タのそれぞれをスケーリングし、該収縮マルチパスデータの搬送波位相値を整列 させ、これにより、それぞれ複数のスケーリングおよび整列されたデータ信号成 分を生成する複数の重み付け手段、および ｃ）該スケーリングおよび整合されたデータ信号成分を組み合わせて該 データ値を生成する第１の組合せ手段 を備えているデータＡＭＦ手段と、 を備えた適応整合フィルタ（ＡＭＦ）装置。 １３．ａ）前記複数の拡散符号相関器のそれぞれが、前記拡散信号を前記ローカ ル符号シーケンスのそれぞれで掛けることにより相関した信号値を生成する乗算 手段と、該相関した信号値を所定の期間の間累算して、これにより、前記受信し たマルチパス信号成分のそれぞれの搬送波信号位相に対応する搬送波位相を有す る収縮マルチパスデータ信号成分を生成する累算手段とをさらに含み、 ｂ）前記重み付け手段は複数の乗算器を備え、各乗算器は、該収縮マルチパス データ信号成分のそれぞれを該マルチパス信号重み付け値のそれぞれと掛け、そ して、各乗算器は前記複数のスケーリングおよび整合されたデータ信号成分の内 の１つのスケーリングおよび整合されたデータ信号成分を生成する、 請求項１２に記載のデータＡＭＦ装置。 １４．前記パイロットベクトル相関手段が、 それぞれ前記パイロット拡散符号シーケンスの符号位相シフトバージョンであ る複数のローカル符号シーケンスを発生するローカルパイロット符号シーケンス 発生手段と、 複数のパイロット拡散符号相関器であって、各パイロット拡散符号相関器は該 ローカル符号シーケンスのそれぞれを前記拡散信号に相関させ、各拡散符号相関 器が、該拡散信号を該ローカル符号シーケンスのそれぞれと掛けることにより相 関したパイロット信号値を生成する乗算手段と、該相関した信号値を所定の期間 の間累算して、これにより、搬送波信号位相を有する収縮マルチパスパイロット 信号成分を生成する累算手段とを備えている、複数のパイロット拡散符号相関器 と、 複数のローパスフィルタを含むフィルタ手段であって、該複数の収縮マルチパ スパイロット信号成分のそれぞれを該複数のローパスフィルタのそれぞれに与え て該受信したマルチパス信号成分のそれぞれの搬送波信号位相に対応するマルチ パス信号重み付け値を生成し、該複数の収縮マルチパスパイロット信号成分のそ れぞれと該マルチパス信号重み付け値のそれぞれとを複数の乗算器のそれぞれに 与え、そして、各マルチパスパイロット信号成分を該マルチパス信号重み付け値 のそれぞれで掛けて、これにより、実質的に等しい搬送波位相を有する複数のス ケーリングおよび位相回転されたパイロット信号成分の内の１つのスケーリング および位相回転されたパイロット信号成分を生成する、フィルタ手段と、 ｄ）該複数の重み付けされたパイロット信号成分を組み合わせてパイロットデ ータ値を生成する第２の組合せ手段と、 をさらに備えている、 請求項１２に記載の適応整合フィルタ（ＡＭＦ）装置。 １５．ａ）拡散信号を受信し、ｂ）複数の受信マルチパス信号成分を有する該拡 散信号の成分信号である、所定のパイロット拡散符号シーケンスによって拡散さ れる拡散パイロットチャネルからの信号出力を集めてパイロットデータ値を生成 し、ｃ）該拡散パイロットチャネルから決定される複数のマルチパス信号重み付 け値を提供する、パイロットベクトル相関装置であって、 それぞれ該パイロット拡散符号シーケンスの符号位相シフトバージョンである 複数のローカル符号シーケンスを発生するローカルパイロット符号シーケンス発 生手段と、 複数のパイロット拡散符号相関器であって、各パイロット拡散符号相関器は該 ローカル符号シーケンスのそれぞれを該拡散信号に相関させ、各拡散符号相関器 が、該拡散信号を該ローカル符号シーケンスのそれぞれで掛けることにより相関 したパイロット信号値を生成する乗算器と、該相関した信号を所定の期間の間累 算して、これにより、搬送波信号を有する収縮マルチパスパイロット信号成分を 生成する累算器とを備えている、複数のパイロット拡散符号相関器と、 複数のローパスフィルタを含むフィルタ手段であって、該複数の収縮マルチパ スパイロット信号成分のそれぞれを複数のローパスフィルタのそれぞれに与えて 該複数のマルチパス信号重み付け値のそれぞれを生成し、各マルチパス信号重み 付け値は該受信したマルチパス信号成分のそれぞれの搬送波信号位相値に対応す る、フィルタ手段と、 該複数の収縮マルチパスパイロット信号成分のそれぞれと該マルチパス信号重 み付け値のそれぞれとを受信するようにそれぞれ接続された複数の複合乗算器を 含む複合乗算手段であって、各マルチパスパイロット信号成分を該重み付け値の それぞれで掛けて、これにより、実質的に等しい搬送波位相値を有する複数の位 相回転されたパイロット信号成分の内の各位相回転されたパイロット信号成分を 生成する、複合乗算手段と、 ｄ）該複数の位相回転されたパイロット信号成分を組み合わせて該パイロット データ値を生成する組合せ手段と、 を備えた、装置。 １６．前記パイロットデータ値の搬送波位相誤差を測定し、合成搬送波位相誤差 信号を生成する位相ロックループ（ＰＬＬ）であって、該合成位相誤差信号と、 前記複数の収縮マルチパスパイロット信号成分と、前記各マルチパス信号重み付 け値とを複数の乗算器のそれぞれに与え、各マルチパスパイロット信号成分を該 重み付け値のそれぞれと該位相誤差信号のそれぞれとで掛けて、これにより、各 スケーリングおよび位相回転されたパイロット信号成分を生成し、該複数のスケ ーリングおよび位相回転されたパイロット信号成分は実質的に等しい搬送波位相 を有する、ＰＬＬをさらに備えた、請求項１５に記載のパイロットベクトル相関 装置。 １７．複数のマルチパス信号成分を有する拡散信号から拡散帯域通信システムに おける拡散データチャネルの信号出力を集めて収縮データ値を生成するデータ適 応整合フィルタ（ＡＭＦ）装置であって、該拡散信号は拡散パイロットチャネル を含み、該拡散データチャネルは所定の拡散符号シーケンスを用いる、改良され たデータＡＭＦ装置であって、 該拡散信号を受信し、該拡散パイロットチャネルから決定される複数のマルチ パス信号重み付け値を提供するパイロットベクトル相関手段であって、各マルチ パス信号重み付け値が、該受信したマルチパス信号成分のそれぞれの搬送波信号 位相に対応する、パイロットベクトル相関手段と、 クロック信号を生成するクロック信号発生手段と、 複数の符号チップ値を有し且つ該拡散データチャネルの該所定の拡散符号シー ケンスに等しい所定の符号シーケンス信号を発生する符号シーケンス発生手段で あって、該クロック信号に応答して各拡散符号値を順次提供するように該クロッ ク信号発生手段に接続されている、符号シーケンス発生手段と、 データＡＭＦであって、 ａ）該クロック信号に応答し、最初のステージおよび最後のステージを 含む複数のステージを有するシフトレジスタ（ＳＲ）であって、該所定の符号シ ーケンス信号は該最初のステージに与えられ、各ステージは各タップを規定し、 各タップは該拡散符号値の連続するいくつかに対応する信号を生成する、ＳＲ、 ｂ）複数の信号乗算器であって、各信号乗算器はタップ出力値を該マル チパス信号重み付け値のそれぞれで掛けて、これにより、複数のマルチパス収縮 信号値の各マルチパス収縮信号値を生成する複数の信号乗算器、 ｃ）該複数のマルチパス収縮信号値の全てを組み合わせて収縮信号を生 成する組合せ手段、 ｄ）該拡散信号を該収縮信号で掛けて収縮データ信号を生成する乗算手 段、および ｅ）該収縮データ信号を所定の時間の間累積して該収縮データ値を生成 する累算手段、 を備えているデータＡＭＦと、 を備えた、装置。 １８．マスタ拡散符号シーケンスを含む複数の拡散符号シーケンスを発生する符 号シーケンス発生装置であって、該複数の拡散符号シーケンスは所定の範囲内に 共通の交差相関を有するとともに所定の共通符号位相関係を有し、 クロック信号を発生するクロック発生手段と、 該クロック信号に応答し、最初のステージおよび最後のステージを含む複数の ステージを有する線形フィードバックシフトレジスタ（ＬＦＳＲ）であって、各 ステージは各タップを規定し、各タップはタップ信号を生成し、該最後のステー ジのタップ信号を含む所定のタップ信号群を、該タップ信号を組み合わせてフィ ードバック拡散符号信号を生成する論理回路構成に与え、該フィードバック拡散 符号信号は該ＬＦＳＲの該最初のステージに入力信号として与えられる、ＬＦＳ Ｒと、 複数の拡散符号シードを格納する第１のメモリ手段であって、各拡散符号シー ドは１組の拡散符号シーケンスビット値を含み、該第１のメモリは該ＬＦＳＲに 接続されるとともに、ロード信号に応答して該複数の拡散符号シードの内の選択 された１つに関する所定の１組の拡散符号シーケンスビット値のそれぞれを該Ｌ ＦＳＲの該シフトレジスタステージのそれぞれに転送する、第１のメモリ手段と 、 該複数の拡散符号シードの１つを選択して該複数の拡散符号シーケンスを決定 するとともに、該１つの拡散符号シードを示すロード信号を提供する符号発生器 コントローラ手段と、 ここで、該ＬＦＳＲは、該クロック信号に応答して、該最初のステージから該 最後のステージまで、あるステージから次のステージに順次各タップ信号を転送 するとともに、該フィードバック拡散符号値を該最初のステージに転送し、そし て、該最後のステージの該連続するタップ値のそれぞれは該マスタ拡散符号シー ケンスを規定し、 該クロック信号に応答し、反復的な偶数符号シーケンスを提供する第２のメモ リ手段であって、該偶数符号シーケンスは、該所定の範囲内にあり且つ偶数のチ ップ拡散値を有する該マスタ拡散シーケンスと交差相関を有する、第２のメモリ 手段と、 該マスタ拡散符号シーケンスを受信するように接続され、複数の符号シーケン スを提供する複数のカスケード接続されたフィードフォワード手段であって、各 符号シーケンスは、該複数の拡散符号シーケンスの個別の拡散符号シーケンスで あって、該フィードフォワード手段のそれぞれは該クロック信号に応答して該複 数の拡散符号シーケンスのそれぞれを提供する、複数のカスケード接続されたフ ィードフォワード手段と、 複数の符号シーケンス組合せ手段であって、各符号シーケンス組合せ手段は各 拡散符号シーケンスを該偶数符号シーケンスと組み合わせて複数の長い拡散符号 シーケンスを生成し、各長い拡散符号シーケンスは該複数の拡散符号シーケンス のどれよりも多数の要素を有する、複数の符号シーケンス組合せ手段と、 を備えた、符号シーケンス発生装置。 １９．前記複数のカスケード接続されたフィードフォワード手段は、 前記マスタ拡散シーケンスを受信する受信手段と、 最初のフィードフォワード論理部と最後のフィードフォワード論理部とを含み 、該最初のフィードフォワード論理部から該最後のフィードフォワード論理部ま で順次接続される複数のカスケード接続されたフィードフォワード論理部を有す るフィードフォワード回路であって、各論理部は該複数の拡散符号シーケンスの １つを提供するタップをそれぞれ規定し、各フィードフォワード論理部が、入力 信号を受信する入力端子および出力信号を提供する出力端子を有する単一の遅延 素子、および該入力信号を該出力信号と論理的に組み合わせて該拡散符号シーケ ンスのそれぞれを生成する論理組合せ手段を備えている、フィードフォワード回 路と、 を備えた、請求項１８に記載の符号シーケンス発生装置。 ２０．前記符号シーケンス組合せ手段は、排他的論理和（ＥＸＣＬＵＳＩＶＥ− ＯＲ）論理回路を含む、請求項１９に記載の符号シーケンス発生器。 ２１．前記符号シーケンス組合せ手段は、モジュロ２加算(modulo-2 addition) を行うための排他的論理和論理回路を含む、請求項１９に記載の符号シーケンス 発生装置。