JPS5826571A - スイツチングインバ−タ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は時定数回Ｍ’ｔ’持つトランジスタでスイッ
チング素子なターンオフさせることにより。

発振モードを構成したスイッチングインバータ（ロ）路
に関丁、る。

スイッチングインバータは直流入力なスイッチング等の
手段で交流電圧Ｋｇ僕するもので、これを更にトランス
でフイソレートおよびインピーダンス整合を行ない％整
流および平滑して直流に戻せばＤＣ−ＤＣコンバータ（
直流−直流愛僕器）となる。

従来におけるスイッチングインバータは発撫モードによ
り次の種類に分けられる。

（ＡＪ自励式インバータ スイッチング素子自身の増＠卵力を利用して発振させる
もので、スイッチング素子を除いててべて受動素子で構
成される。自励式とりっても多くの種類があるが、出カ
ドランスもしくはドライブ、トランスのインダクタとし
ての慣性および飽和特性を利用して発振させていること
では共通している。

この万丈では次の４＃敞がある。

長所としては、原理的に両方のスイッチング素子（グツ
ショプル動作の）が同時にオンすることがないため、い
わゆるたて電ｆｉが流れることがなく、動作が安定であ
ること、＃ＩＩ成が簡単で５部品点数が少（てすむこと
、ドライブ（ロ）路用の電源が不要であること等があげ
られる。

短所としては、スタート回路の必要なものが多いこと、
飽和性のコア（角形ヒステリシスコア）を使用しなけれ
ばならないこと、大電力になるとドライブトランスを独
立して便用しないと設計か峻しいこと等があげられる。

（ＢＪ他励式インバータ これはクロックを別の回路で発生させておき、これでス
イッチング素子を躯動するものである。

この方式では次の％漱がある。

長所としては、通常の（飽和性の）トランスだけで構成
できる、周波数が安定している等がある。

短所としては、タイミングなうま（とらないと。

プッシュプル動作のスイッチング素子が同時にオ、ンし
てたて電ｆｆが流れることがあり、安全性が保たれに（
（、効率が悪化すること、ドライブ用電＃を必要とする
こと、回路が複ｍＫなりや丁いこと等がある。

この発明は、自励式および他励式のそれぞれの特徴を有
する新規な発掘モードを構成し、それぞ名の長所を組合
せた効果が得られるようにしたスイッチングインバータ
回路を提供しよりとするものである。この発明は基本的
には自励式であり。

そのスイッチング素子を時定数回路を持つ補助トランジ
スタでオフさせることにより発振モードを構成するよう
にしたものである。

第１図はこの発明の原理図である。銅１図において、 Ｑｌ：主スイツチング素子（バイポーラトランジスタ、
電界効果トランジスタ、ＧＴＯ（ｇａｔ・ｔｕｒｎ　ｏ
ｆｆ：：ＳＣＲ）等） Ｃ２：補助スイッチング素子 Ｒ１：Ｑｌをオンさせる電圧もしくは電流を与える抵抗 Ｒ２：Ｃ１とと−に時定数回路を構成し：Ｑ２をオンさ
せる電圧もしくは電流を与える抵抗ＣＩ：Ｒ２とともに
時定数（ロ）Ｍを構成するコンデンサ Ｖａ：Ｒ１を通してＱｌをオンさせるに足りる電圧を有
する電圧源 ｖｂ：電圧源 ＲＬ：負荷 とする。

スイッチ鎧１をオンすると、第１図の（ロ）路は第２図
に示すような動作をする。すなわち。

■　マ１　で示した部分１ｃＶａが与えられる。

■　Ｒ１７Ｊして主スイツチング素子ＱＩ　Ｋ正バイア
スが加わり、これ力５オンでる。

■　マ２で示した部分の電圧ｋ”Ｘ、Ｒ２・Ｃ１の時定
数に応じて時間とともに上昇していく。

■　マ２の電圧が補助スイッチング素子Ｑ２のオン電圧
に違すると、これがオンし、マ３で示した部分の電圧が
Ｑｌの飽和電圧まで下がる（Ｃ２の飽和電圧は、Ｃ２の
一ン電圧より低いものとする）６ ■　主スイツチング素子Ｑ１がオフする。

という具合になる。したがって、第１図の回路と、酵導
性負荷を組合わせて発振モードが構成できることＫなる
。

第３因は以上の原理を利用して、負＃に帰還用巻線を持
つトランスを用いて、プッシュプルインバータを構成し
たものである。この（ロ）路はＳｌで示した回路と、Ｓ
２で示した回路が交互にオン、オフして、コイルＬ　＋
１３　Ｋ交流電圧が生じるようになっている。第３図に
おいて、コイルＬｌｌ、Ｌ１２゜Ｌ１３はトランスの同
一コア上に巻かれたもので。

コイルｉ、１３とＬ　１１　、コイルＬ１３とＬ１２は
それぞれ正帰還となる方向に接続されている。

回路Ｓ１において、トランジスタＱｌｌは主スイツチン
グ用トランジスタ、Ｃ１２を工補助スイッチング用トラ
ンジスタ、コンデンサｅｌｌは抵抗Ｒ１２とともに時定
数回路を構成するコンデンサである。

ダイオードＤｌｌ、Ｄ１２はトランジスタＱｌｌを非飽
和で動作させるためのものである。’ｆ７ｊわち、コイ
ルＬｌｌに電圧が誘起されると、これがダイオードＤ　
１１　’ｔ’介してトランジスタＱｌｌのペースにカロ
わり、これをオンする。ダイオードＤ１］、Ｄ１２の降
下電圧が等しいとでると、トランジスタＱｌ］のコレク
ターエミッタ間電圧ｖｃＥがベース−エミッタ関電圧ｖ
ＢＥＫ等しくなるとダイオードＤ１２がオンし”ＣＩ−
ｖＢｌｉを保つに必要な電流を残して余分な電流がトラ
ンジスタＱｌｌのコレクターエミッタ間に流れる。これ
によｇＶｃｙ、＋Ｘ常Ｋ　ＶｃｙＢ≧ｖＢＥに保たれる
。通常トランジスタの飽和電圧Ｖｃｇｔ！ペースーニオ
ツタ間電圧ｖＢＥより小さいので、トランジスタＱｌｌ
は飽和が回避される。回路８２％回路８１と同様に構成
されている。

第３図の回路は次のように動作する。

回路８１がオン状態のときは、コイルＬ　１２　、Ｌｉ
２の正帰還作用により、トランジスタＱｌｌはオンし続
ける。コンデンサＣ１ｌの電圧はＲ１２・Ｃ１ｌの時定
数で時間とと％に上昇し、所定時間後にトランジスタＱ
１２なオンして、トランジスタＱｌｌをオフする。トラ
ンジスタＱｌｌがオフするとコイルＬ１３の誘導により
、コイルＬ１３の両端にかかる電圧が反転し、今度は回
路８２４１１がオン状態となる。

トランジスタＱｌｌがオフしてからトランジスタＱ１３
がオンするまである時間を必要とするが、この間トラン
ジスタＱｌ］はオフ状態を保持してなければいけない、
幸いにもこれは次に述べる２つの理由により確保されて
いる。１つは、トランジスタＱ１２がオンしてからトラ
ンジスタＱｌｌがオンするまでの時間（Ｑ１］のオン時
間）ＫコンデンサＣＩ３Ｋ　蓄えられたオーバチャージ
ＫＪす、トランジスタＱ１２がしばらくオン状響にある
ことと、もう１つは、トランジスタＱ１２自身のオフ時
間和よるもの（トランジスタＱ１２（は完全に飽和スイ
ッチングしており、ターンオフはある時間を要する）で
ある。トランジスタＱｌｌのオフ状態が保持されている
時間内にトランジスタＱ１３がオンするようにすること
で、安定した動作が可能となる。トランジスタＱ１３が
オンしてしまえは、トランジスタＱｌｌは０バイアスと
なり、オフを続ける。

時定数Ｒ１４・ＣＩ２による一定時間後、今度はトラン
ジスタＱ１４がオンし、トランジスタＱ１３がオフする
。このようにして発振モードが形成さｆｌ。

スイッチングインバータとして動作する。

次に第３図の実施例を発振させたちのについていくつか
説明する噛 （々スイッチング素子のコンプリメンタリ化第３図の実
施例におけるトランジスタＱｌｌとＱ１２およびトラン
ジスタＱ１３とＱ１４ｔ−それぞれコンプリメンタリに
すれば１部品点数を少な（でき。

また、コイルを分割せずに１運のものとして構成し、そ
の途中からタッグな増出すだけですむよりになる。第４
図はそのように構成した一例を示すものである。第４図
においては第３図の％部分と対応するｔのに共通の符号
を付しである。

ｗｉ４図において、コイルＬ１５は第３図のコイルＬｌ
ｌとＬＬ２Ｙ共通にしたもの、抵抗Ｒ１５は抵抗Ｒ１３
とＲ１３を共通にしたもの、抵抗Ｒ１６は抵抗Ｒ１２と
Ｒ１４を共通にしたもの、コンデンサＣ１５はコンデン
サＣ１ｌとＣ１２を共通にしたものである。

コイルＬ１６）Ｘコイル１，１５．Ｌｉ２と同じコアに
巻かれたもので、出力用のものである（第１３図にはこ
れに対応するコイルは示してない）０ 第４図においてトランジスタＱｌｌがオンされていると
きはコイルＬ１３とＬｉ２の正帰還作用により。

このトランジスタ９１１　ｔＸオンし続ける。コンデン
サＣ１５の電圧は時定数Ｒ１６・Ｃ１５でしだいに上昇
し、ｐいにはトランジスタＱ１２をオンするに至るとト
ランジスタＱｌｌはオフする。するとコイルＬ１３の両
端忙かかる電圧が反転し、コイルＬ１５％逆方向に電圧
が誘起されて、今度はトランジスタＱ１３がオンする。

このときコンデンサＣ１５も逆方向に充電されて、その
両端の電圧が時定数Ｒ１６・Ｃ１５でしだい忙上昇し、
所定時間後トランジスタＱ１４をオンしてトランジスタ
Ｑ１３をオフする。このようにして発振が行なわれる。

（Ｂ）自己起動 Ｉ！３図の回路も第４図の回路もこのままでは自己起動
が不可能であるが、トランジスタＱ　１２　、Ｑ１３の
ホールド動作（回路の動作が反転してもしばら（オンし
続け、トランジスタＱｌｌ、Ｑ１３のオフ状態をホール
ドする動作）があるため、安全な自己起動能力を持たせ
ることができる。自己起動できるようにした回路の一例
を第５図に示す。第５図においては第３＠および第４図
の各部分と共通する箇所＃ＩＣは同一の符号を付しであ
る。

ＩＩｓ図において、回路８１３にはダイオード０１２に
並列に抵抗Ｒ２］、Ｒ２２の直列回路が接続され、　・
Ｃレラノ抵抗Ｒ２］　＊　Ｒηの中間点の電圧がトラン
ジスタＱｌｌのベースに加えられている。また１回＠８
１２にはダイオードＤ１４に並列に抵抗Ｒ２３，Ｒ２４
の直列回路が１ｉ！続され、これらの抵抗Ｒ２３，Ｒ２
４の中間点の電圧がトランジスタＱ１３のベースに加え
られている。これにより、（２）路８１１，８１２がと
％ｔｌＣオフ状態であっても抵抗Ｒ２ｊ、　Ｒ２１、Ｒ
１３。

Ｒ１４，Ｒ２３，Ｒ２４を介して電流が流れるので、ト
ランジスタＱｌｌ、Ｑ１３にはベースバイアスが加えう
して、＠己起動が行なわれる。

尚１回路Ｊｌ】がオフモードのときにトランジスタＱｌ
ｌがオンしないようにするため、抵抗Ｒ２］とＲηは、
回路Ｂｌｌがオフモードのとぎ（このとき■で示す部分
は−１１に引かれている）Ｋ）ランジスタＱＩＩのベー
スーエζツタ間電圧が約ＯＶＫなるように１それらの値
を定める。また、抵抗Ｒ２】。

Ｒ２２はトランジスタＱ　１１　Ｖ能動領域忙入れるだ
けの電流をそのベースに供給すれはよく、トランジスタ
Ｑｌｌの非飽和動作のさまたげＫならないように選ぶ。

回路８１２Ｃ’おいてもこれと同様に抵抗Ｒ２３，Ｒ２
４の値を定める。

第５図の回路は電源のオン時には、コイルＬ１５゜Ｌｉ
２の両端の電圧が０であり、トランジスタ。１１分割さ
れた電圧が与えられる。こｆＬ？ＣよりトランジスタＱ
ｌｌが能動状態となり、コイルＬ１３に電圧が誘起され
る。この電圧はコイルＬ１５から抵抗Ｒ１１、ダイオー
ドＤ　１１４介してトランジスタ。ｌ】のベース忙正帰
還される。このときコンデンサｅｌｌは時定数Ｒ１２・
Ｃ１ｌで充電され、所定時間後トランジスタＱ１２がオ
ンしてトランジスタＱ　１１　ｖ色 オフし１回路８１２−オンモードにする。以降これが繰
返されて発振モードが形放される。なお、自己起動は回
路８１２１ｍから始まる場合もあるが、いずれにせよ、
現実には回路８１１．８１２の素子等に微差があるため
、必ず、いづれか先に起動する。

回路８１２＠がオンのモードでは前述した抵抗Ｒ２３，
Ｒ２４の設定にょ０．トランジスタＱｌｌのベース−ニ
オツタ間電圧はθ付近にあ＃Ｊ、トランジスタＱｌｌに
電流が流れることはない、したがって。

回路８１１側、Ｓ１２側の両方のスイッチング素子（Ｑ
１３．Ｑ１３）が能動領域にあるのは、：ｙイルＬ１５
．Ｌｉ２の両端電圧が０付近のときだけであり。

アンプでいうＡＢ＠動作と同じになる。この領域がある
ことにより自己起動能力を持つことができるが、グッシ
ェプルスイッチングにおいては両方のスイッチング素子
（’Ｑ１１．Ｑ１３）が同時にオン状！！ｌＫある時間
がわずかでもあると極めて危険で＆ル。なぜならば、大
電流を取出すとスイッチング素子のターンオフ時間は長
（なるため１片方のスイッチング素子がオフしきらない
関に％う片方がオンしてしまい、いわゆるたて電流が流
れて効率の悪化をまねき１発熱の原因となるからである
、しかし、　１１１５ｍの回路においては、トランジス
タＱ１２．Ｑ１４のホールド作用によｒ）、この問題も
解決されている。なぜならば発振を開始して定常発振状
態になると、トランジスタＱ１］、Ｑ１３が切換わる聞
の時間はトランジスタＱ１２％しくはＱ１４が必ずオン
してお０（コンデンサｃ１３％しくは・ご ９１２　Ｋ蓄えられたオーバチャージとＱ１２．Ｑ１４
目身のオフ時間とＫよる）、オフした側のトランジスタ
はオフ状態が保持されるので（ホールド作用）、トラン
ジスタＱｌ］ＩＱ１３に同時に正バイアスがかかること
はないからである。したがって、ｌ［５Ｆｇの回路にお
いては、あらかじめアイトリ３ング電流を設定しておい
て自己起動能力を持たせておいても１発振が開始される
と目動的にアイドリンク電流はなくなり、たて電流は１
５！ｔｌなく・なり、安全な動作となる。逆に言えば、
この発明の構成要素である補助トランジスタ（第５図で
いえばトランジスタＱ１２．Ｑ１４）Ｋホールド作用が
あるためＫ。

第５図のように自己起動能力な持たせても問題が生じな
いということが言える。

（Ｃ）発振周波数の一定化 以上の各実施例においては、このままでは電源電圧によ
って発振周波数が移動する。これは例えば第４図の実施
例でいえはコンデンサＣ１５にチャージされる電流が抵
抗Ｒ１２により決定され、ここに供給される電圧が電源
電圧十ＢＫ比例していることＫよる。ｔＲ６図はその状
態を示したもので、実線は電源電圧が小さい場合の充電
電圧の変化の状態、一点鎖Ｉ！は電源電圧が大きい場合
の充電電圧の変化の状態である。この図かられかるよう
に。

電源電圧が大きい場合は同じ時定数でも一定値（ここで
はトランジスタＱ　１２　、　Ｑ　１４のオン電圧）に
達する時間が短くなるため、発振周波数は高くなる。

これを解決するためＫは例えはＩＮ７図のような方法が
考えられる。１１７図の回路は第３図の回路を基本に構
成したもので（回路Ｓ２＠については省略する）、第３
図と共通する部分には同一の符号を付しである。

ｌｌ！７図において、抵抗Ｒ１２ａ、Ｒ１２ｂは第３−
の抵抗Ｒ１２を２つに分割したものである。抵抗Ｒ１２
ａ、Ｒ１２ｂの中点はダイオードＤ２５．Ｄ２６を介し
てトランジスタＱ１２のエミッタに接続されている。こ
のときコイルＬｌｌの一起電圧Ｖ・１】およびコンデン
サＣ１ｌの充電電圧Ｙｅｌｌは前述の電源電圧の変動に
よる充放電時間変化の効果を除いて表現すれは第８図に
示すようになる（なお、この図は図中のＸ点が基準とし
て描かれている）、ダイオードＤ２５．Ｄ２６のクラン
プ効果により、　Ｙｅｌｌは非対称波形となり、正の電
圧にのみクランプが働（ため、負の電圧に対しては１澹
変動がそのまま埃われる。したがって、電源電圧が大き
くなるとＶｅｉｌ　ＧＷ負の方向へは増える方向となり
１次に極性が反転してＹｅｌｌがクランプ電圧に達する
までの時間が長（なる。また、正の方向へはクランプさ
れてからトランジスタＱ１２のオン電圧に至る時間Ｔ１
かはぼ一定となるため、結果としてトランジスタＱ１２
のオン電圧ＫＶｅｌｌが達する時間は長（かかることに
なり、発振周波数は低（なる方向に向かう。ダイオード
Ｄ２５．Ｄ２６の追加により、電源電圧と周波数との関
係が異なってくることになるが、抵抗Ｒ１２ａ、Ｒ１２
ｂの比率を動かすことにより、この関係は自白に遺ぺる
。抵抗Ｒ１２ａとＲ１２ｂの比＊はクランプ時間ＴＩ　
Ｙ調整する意味を持っている。クランプ時間〒１を過当
に遺ぶと、電源電圧の変化に対して発振鳩波数ｖｋハぼ
一定にすることかでする。こやときのｖ＠１１の変化を
第９図に示す。

（胸デエーティ比の変動抑制 ここで、スイッチングインバータの１つのファクタであ
るデユーティ比を考えてみる。インバータは、二次側か
ら出力１に取出すとぎ一般的にコンデンサインプットで
整流される。そのため、デユーティ比は５０優であるこ
とが望ましい。むろん発振モードはデユーティ比５０参
で設定されるが、第３図、第４図等の回路ｔ／ｃおいて
は、もしデユーティ化が何かの原因で勤いた場合、これ
を補正する能力は持っていない。そこでデユーティ比が
動いたと′ｅ！忙帰還壱Ｎ（［３図でいえはコイルＬｌ
ｌ。

Ｌ１２）および負荷巻ＩＩ（同じくコイルＬ１３）から
出力される電圧を考えてみる。

ｌ１１０図（耐は帰還巻線および負荷巻１［発生する電
圧でありＶｄはデユーティ比５０憾、Ｖ・はそうでない
ときの波形である。トランスは出力波形の時間に対する
積分値が０となるように動作をするため正電圧波形（０
で示した部分）と負電圧波形（＠で示した部分）の面積
は等しくなる。そのため幅の狭いパルスの電圧は幅の広
いパルスの電圧よ月１ト≠ネ高くなる。第１０図（ｂＪ
　（Ｄ　Ｖｄ’　、　Ｖｅ’　＋１　Ｖｄ。

Ｖ＠　をそれぞれ整流した波形である。デユーティ５０
−の場合は完全な直流になるが、そうでない場合には幅
の狭いほうの波形（Ｖ・の■の波形）が飛出る形となり
、コンデンサインプット型の平滑回路忙おいてはこの幅
の狭いパルスのみが負荷に流れつることになる。したが
って、デユーティ父゛嗟で動作するのが望ましいといえ
る。

第５図までの回路においては、デユーティが何らかの理
由で５０％からずれて、例えば＠１０図ｔａ）のＶ・の
ような電圧が帰還されたときは■の部分の電圧が高いた
め、コンデンサＣ１１（第４図ではＣ１５）は速（チャ
ージされトランジスタＱｌｌが速くオフさめ、ることに
なり、これはデユーティ比を（資）憾から更に遠ざける
ことＫなる。

＋７図の回路においてはダイオードクランプにより、こ
の間ｍ％解決され、デユーティ比の変動は抑制されてい
る。

第１１図は以上の各実施例を組合せて、ＤＣ−ＤＣコン
バータな構成したものである。前記実施例と共通する部
分には同一の符号を付しである。

第１１図において、　ＶＲＩはデエーティＩＩＪＩ用の
ポリニームである。コイルＬ１６Ｋｆｆｊ起された電圧
は整ｆｉ、平滑されて直流電圧に蜜換される。

この回路での問題点は負荷電流によって周波数が変動す
る（負荷電流が大きくなると周波数は低（なり、負荷電
流が小さくなると周波数は高くなる）ことである、Ｈ因
としてはトランジスタＱ１１゜Ｑ１３のターンオフ時間
の電流忙よる変化等が考えられる。これ忙対しては次の
方法で解決で舞ると思われる。

トランジスタＱｌｌを非飽和で使う場合、第１Ｚ図に示
すように、トランジスタＱｌｌのベースｔｍ！Ｂ０．は
要求されるコレクタ電流Ｖ流すに足りる電流のみ流れる
。これは前述のようにダイオードＤｌｌ、ＤＩ２によっ
てそ°の動作が保たれている。したがってｘＢｌ）＃／
ｃは負荷、電流の変化がそのまま現われる（これは非飽
和スイッチングにのみ起こることである。適音のスイッ
チングモードでは、負荷電流に関係なく一定の駆動電流
で動作させるため、駆動電流がすべてトランジスタＱｌ
ｌのベース電流となり、ｌＢ１１は負荷電流の大小にか
かわらず一定である）。

第四図でトランジスタＱｌｌのコレクタｔ”■Ｃ１］が
変化するとＩ　　も変化シＶＢ！、１．＋ｖＤＦ０１（
ｖＢ、１．□）Ｂｌｌ はトランジスタＱｌｌのベース−エミッタ間電圧。

ｖＤＦＩＩはダイオードＤＨの順方向電圧）も大きくな
る”　　ＸＣ１１１０大きくな９たとき”ＢＥＩＩ＋ｖ
ＤＦＩＩｔ太き（なる。そのため、この電圧をコンデン
サＣ１ｌのチャージに使うように丁れば、！ｃ１１　が
増したときの周波数低下を補うことができる・これを利
用して抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ１１Ｑ＠１３図に
示すように接続することが考えられる・尚−■Ｂｌ］は
負荷電流和よってのみ決定され抵抗Ｒ１１に流れる電流
！Ｒ１］　（ｌＲ１１”　ｌ０１２”　”Ｂｌｌここで
！Ｄ１２はダイオードＤ１２に流れる電Ｉ５りの影響は
受けない（より１２が！８□１の影響を受ける）ため、
電源電圧の変ＷｎＫよる周波数の変化はない。

しかし、第１３図の回路では第１２図で説明した補正効
果（負荷電流による周波数変動に対する補正）が大館す
ぎ、負ＩＦｒ！取ると逆に周波数が上がってしまうこと
になる。そこで、第１４図のようにボリュームＶＲ１２
で調整するようＫすればよい。

以上説明したようにこの発明は１時定数回路を持つ補助
トランジスタによってスイッチング素子をターンオフさ
せることにより発振モードを構成したものであり１次の
ような様々な効果を有す、る。

■　従来の１励式インバータの工うにトランスのインダ
クタとしての慣性および飽和特性を利用して発振させる
ものでないので、トランスのコアに角型しステリシスコ
アを必要としない、ｆた。従来の他励式インバータのよ
うにドライブ用別電源を必要としない。

■　例えば第５図の実施例で示したよう［、簡単な構成
で安定な自己起動能力を待たせることができる。

■　例えば第７図の実施例で示したように、電源電圧の
変動に対して発振周波数が影響を受けないだめの回路が
少ない部品で構成できろ・■　例えば第１３図、第１４
図の実施例で示したように、負荷電流の変動に対して発
振周波数が影響を受けないための回路が少ない部品で構
成できる。

ω　以上を総合てれは、少ない部品で安定なスイッチン
グインバータが構成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の基本原理な説明するための回路図、
第２図はｔＪｌ、１図の動作波形図、第３図はこの発明
の一実施例を示す回路図、第４図はＩ！３図のスイッチ
ング素子をコンプリメンタリ化した一実施例を示す回路
図、第５図は更に自己起動能力を持たせた一実施例を示
す回路図％Ｉ’６図は第４図のコンデンサの充電電圧波
形で、電源電圧によりその周波数が変動する様子を示す
図、ｓ７図は第３図の回路において電源電圧の変動によ
る発振周波数の変動を抑えるよう和した回路の一例な示
す図、＠Ｓ図はＮ７図の回路の動作波形図、窮９図は第
８図の時間〒１の調整により発振周波数の変動を完全に
打消した状朝な示す波形図％ｆｊＲ１Ｏ図はデユーティ
比が５０４であることが望ましい理由を説明するための
波形図、第１】図は以上の実施例全組合せた回路図、第
１２図は負荷電流による発振周波数の受動を説明するだ
めの回路図、寧１３図は負荷電流による発振周波数の変
動を抑えるようにした回路の一例な示す図、第１４図は
第１３図の回路において過剰な補正効ＪＪ：を調整てる
ようにした回路の一例を示す図である。 Ｑ・１　、　Ｑｌｌ　、　Ｑ１３・・・主スイツチング
素子％Ｑ２゜Ｑ１２．Ｑ１４・・・補助スイッチング素
子、［Ｒ２，Ｃ１］、Ｑｎｘ２．　Ｃ１ｌ’１．　奥ｘ
４．　ｃｘｚ”Ｊ＝　ｊｐｉ６．　ｃｌｓ：ｌ・＃定数
回路、［ｈｏ　、　１，１２．１，１３１．　［Ｌ１２
−、　Ｌ１５１・・・同一コアに巻かねたコイル。 第２図 １５７Ｍ ５Ｗ１．をン

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 負荷を介して直流電源に接続された主スイツチング素子
   と、前記主スイツチング素子の制御電源により駆動され
   る時定数回路と、前記時定数回路の電圧により駆動され
   て前記主スイツチング素子をターンオフさせる補助スイ
   ッチング素子とにより発根ヘードを構惑する−よう和し
   たスイッチラグインバータ回路。