JPS5838068B2 - １石式ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は部品数が少なく、かつ入出力を絶縁し精度良く
出力電圧が制闘できる１石式ＤＣ−ＤＣコンバータに関
するものである。

従来から良く知られている１石式ＤＣ−ＤＣコンバータ
には、リンギングチョークコンバータがある。

この回路は部品数が少ないので経済的なＤＣ−ＤＣコン
バータとすることができる。

しかし周知のごとく、スイッチングトランジスタを流れ
る電流が鋸歯状波であるため、出力容量が小さくても比
較的大きなコレクタ電流を流せるスイッチングトランジ
スタが必要になる。

また出力電圧の制御は部品数削減のた．め間接制御とな
っているため高い精度の出力電圧が得られない。

さらに発振周期がスイッチングトランジスタの電流増幅
率（ｈＦＥ）に依存する。

このようにリンギングチョークコンバータは電気的特性
や製造性において問題が多い。

本発明はこれらの欠点を除去するため入力と出力を絶縁
し、かつ出力電圧を直接検出して制御できるため高い精
度が得られ、さらにスイッチングトランジスタを有効に
使用できるようにしたもので以下図面について本発明を
詳細に説明する。

第１図は本発明の一実症例である。

１は直流電源、２，３，４は抵抗、５はコンデンサ、６
は変換トランス、７はスイッチングトランス、８は飽和
トランス、９，１０，１１，１２はダイオード、１３は
チョーク、１４はコンデンサ、１５は非飽和動作の制御
トランジスタ、１６は誤差増幅回路、１７は制の回路用
電源、１８は負荷で、直流電源１と変換トランス６の１
次巻線ｎ１とスイッチングトランジスタ７とを直列に接
続し、該スイッチングトランジスタ７のベースと直流電
源１との間に、第１の抵抗２を接続し、変換トランス６
の３次巻線ｎ３に飽和トランス８の１次巻線と第２の抵
抗４の直列回路を接続し、飽和トランス８の２次巻線と
第３の抵抗３、コンデンサ５の並列回路とを直列にして
トランジスタ７のベース，エミツタ間に接続すると共に
、該ベース，エミツタ間に第１のダイオード９を接続し
、変換トランスの４次巻線ｎ４に第２のダイオード１２
と非飽和動作の制御トランジスタ１５を直列に接続し、
トランジスタ１５のベースに誤差増幅回路１６の出力側
を接続し、該誤差増幅回路１６には負荷１８の両端電圧
及び電源１７の電圧が与えられる。

変換トランス６の２次巻線ｎ２にはダイオード１０、チ
ョーク１３、負荷１８を直列に接続すると共に、チョー
ク１３の両端に夫々ダイオード１１とコンデンサ１４の
一端を接続し、他端を夫々２次巻線ｎ２の一端に接続す
る。

第２図は第１図の各部の波形で、ａはスイッチングトラ
ンジスタのコレクタ，エミツタ間電圧、ｂはスイッチン
グトランジスタのコレクタ電流、Ｃは変換トランス６の
巻線電圧、ｄは抵抗４の電圧、ｅはスイッチングトラン
ジスタ７のベース電流である。

つぎにこの回路の動作を説明する。

第２図の時刻ｔ。

で抵抗２を介して直流電源１よりスイッチングトランジ
スタ７にベース電流が与えられると、スイッチングトラ
ンジスタ７はオンし、変換トランス６の１次巻線ｎ１に
電圧が印加される。

したがって各巻線ｎ２ ， ｎ３ ，ｎ４に・印側がプ
ラスになるように電圧が誘起する。

２次巻線ｎ２ではダイオード１０がオンし、チョーク１
３、コンデンサ１４、負荷１８にエネルギーを供給する
。

３次巻線ｎ３は飽和トランス８、抵抗４、および抵抗３
とコンデンサ５の並列回路を介してスイッチングトラン
ジスタ７にベース電流を供給し、スイッチングトランジ
スタ７を十分飽和させる。

このときコンデンサ５は第１図に示す極性に充電される
。

一方４次巻線ｎ４においては、ダイオード１２は逆バイ
アスとなっているためオフである。

時刻ｔ１で飽和トランス８が飽和すると、３次巻線ｎ３
の電圧は抵抗４に印加され３次巻線の短絡を防止する。

コンデンサ５の充電電圧はスイッチングトランジスタ７
のベース，エミツタ間に逆バイアスとして印加される。

また抵抗２を流れる電流はコンデンサ５、抵抗３側にバ
イパスされる。

これによりスイッチングトランジスタ７は蓄積時間（第
２図のｔ２−ｔρの後に急速にカットオフとなる。

時刻ｔ２でスイッチングトランジスタ７がオフとなると
、変換トランス６の各巻線にはフライバック電圧が発生
する。

この電圧によってダイオード１０はカットオフとなり、
ダイオード１１がオンしチョーク１３の電流を連続に流
す。

変換トランス６の励磁電流は、３次巻線ｎ，と４次巻線
に分流する。

３次巻線ｎ３の電流は飽和トランス８、抵抗４、および
ダイオード９を介してコンデンサ５を充電する。

４次巻線ｎ４の電流は非飽和動作の制御トランジスタ１
５のベース電流によってきまる。

このベース電流は誤差増幅回路１６によってきまる。

非飽和動作の制御トランジスタ１５の電流を変えると、
コンデンサ５の充電電圧を変えることができる。

コンデンサ５の充電電圧は時刻ｔ２〜ｔ３では第２図の
極性とは逆極性となっている。

励磁電流が時刻ｔ３で零となると、変換トランス６のフ
ライバック電圧は零となる。

これによりコンデンサ５の電荷はスイッチングトランジ
スタＴのベースに放電され、スイッチングトランジスタ
７をオンさせる。

抵抗２を流れる電流もスイッチングトランジスタ７のベ
ースに流れる。

今かりに負荷１８の電圧が低下したとする。

誤差増幅回路では内部の基準電圧と比較して、その出力
電位を低下させ非飽和動作の制御トランジスタ１５のベ
ース電流を減少させる。

これによりスイッチングトランジスタ７がオフしたとき
に非飽和動作の制闘トランジスタ１５を流れる電流が減
少する。

一方コンデンサ５を充電する電荷量は非飽和動作の制御
トランジスタ１５の電流減少分だけ増加するので充電電
圧が上昇する。

この充電電圧を高くすると変換トランス６のフライバッ
ク電圧が大きくなり第２図のｔ３−ｔ２が短かくなる。

すなわち変換トランス６のリセット時間が短かくなる。

この結果、スイッチングトランジスタ７のオフ時間が減
少し、負荷１８の電圧が上昇する。

以上のように非飽和動作の制御トランジスタ１５のベー
ス電流を制御することにより変換トランス６のリセット
時間を制闘できる。

したがってスイッチングトランジスタ７のオン・オフ比
が制闘できることになり、出力電圧を制御できる。

以上説明したように、入力と出力を絶縁し、出力電圧を
直接検出して４次巻線を流れる電流を制御し、変換トラ
ンスのフライバック電圧を制御できるため高い精度の出
力電圧が得られるとともに起動回路も抵抗のみで構或で
きるので、経済的なＤＣ−ＤＣコンバータとすることが
できる利点がある。

なお本発明において制両トランジスタとして非飽和動作
のものを用いて、変換トランスのフライバック電圧を連
続的に制御することによって、出力電圧を一定にするこ
とができるので、飽和動作の制御トランジスタを用いる
ものに比べて、回路構或を簡単にしうる効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１石式ＤＣ−ＤＣコンバータの一実症
例、第２図ａ ” ｅは各部の波形を示す。 １・・・・・・直流電源、２，３，４・・・・・・抵抗
、５・・・・・・コンデンサ、６・・・・・・変換トラ
ンス、７・・・・・・スイッチングトランス、８・・・
・・・飽和トランス、９，１０，１１，１２・・・・・
・ダイオード、１３・・・・・・チョーク、１４・・・
・・・コンデンサ、１５・・・・・・制画トランジスタ
、１６・・・・・・誤差増幅回路、１７・・・・・・制
御回路用電源、１８・・・・・・負荷、ａ・・・・・・
スイッチングトランジスタ７のコレクタ・エミツタ間電
圧、ｂ・・・・・・スイッチングトランジスタ７のコレ
クタ電流、Ｃ・・・・・・変換トランス６の巻線電圧、
ｄ・・・・・・抵抗４の電圧、ｅ・・・・・・スイッチ
ングトランジスタ７のベース電流。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源，変換トランスの１次巻線，スイッチング
   トランジスタを直列に接続し、該スイッチングトランジ
   スタをオフさせ、該変換トランスの２次巻線の出力を整
   流，平滑して直流出力を得る１石式ＤＣ−ＤＣコンバー
   タにおいて、該スイッチングトランジスタのベースと該
   直流電源との間に第１の抵抗を接続し、該変換トランス
   に３次巻線を設け、該３次巻線に飽和トランスの１次巻
   線と第２の抵抗の直列回路を接続し、該飽和トランスの
   ２次巻線と第３の抵抗，コンデンサの並列回路との直列
   回路と第１のダイオードとを該スイッチングトランジス
   タのペースエミツタ間に接続し、さらに該変換トランス
   に４次巻線を設け、該４次巻線に第２のダイオードと非
   飽和動作の制闘トランジスタの直列回路を接続し、該制
   画トランジスタのベース電流を制御することにより該変
   換トランスのリセット時間を制御し、該スイッチングト
   ランジスタのオンオフ比を変えることを特徴とする１石
   式ＤＣ−ＤＣコンバータ。