JPS5840132B2 - 温度検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、検出温度によるサーミスタの抵抗値変化を
出力信号の周波数変化に変換する温度検出回路に関する
。

最近ではルームエアコンや電子レンジ等の各種の機器に
おいてマイクロコンピュータを中心とするようなディジ
タル制御方式が採用されつつある。

制御入力情報として温度を検出する機器においてディジ
タル制御を行なう場合、温度情報もディジタル信号化し
、処理に供することになる。

サーミスタを用いてアナログ電圧または電流の温度出力
を得る温度検出回路は良く知られており、そのアナログ
出力をＡ／Ｄ変換すればディジタル信号の温度出力が得
られる。

Ａ／Ｄ変換器としては追従比較型、二重積分型、並列型
、遂次比較型等の各種の方式のものがあるが、周知のよ
うに、これらは演算増幅器、コンパレータ、カウンタ等
を組合わせた非常に高度な回路であって、精度は良いが
非常に高価であるという欠点がある。

Ａ／Ｄ変換の他の方式として、アナログ信号によって発
振器の発振周波数を変化させ、その出力をカウントする
Ｖ／Ｆ （電圧／周波数）変換方式がある。

この方式によれば、出力周波数のカウントを機器の制御
を行なうマイクロコンピュータ側に委ねることもできる
ので、好都合である。

しかし、一般にＶ／Ｆ変換器として提供されているＩＣ
等は電源電圧の変動に極めて弱く、またサーミスタをＣ
Ｒ発振器の抵抗として使うような回路でも同じく電源電
圧の変動に極めて弱いため、この方式を採用するには高
性能な安定化電源を必要とする。

この点でルームエアコン等の家電機器には不適当である
。

この発明は上記の点に鑑みなされたもので、温度に対応
した周波数出力を得るもので、安価な回路構成にて電源
電圧変動による影響が極めて小さい高精度な温度検出回
路を提供することを目的としている。

以下、この発明の一実施例を図面に基づいて詳細に説明
する。

第１図において、１は直流電源Ｖｃｃ間に接続された測
温用抵抗分圧回路であって、測温用のサーミスタＲＴＨ
を中心とし、これらの温度／抵抗値変化の直線性を改善
するための抵抗Ｒ１、Ｒ３と、ダイオード接続されたト
ランジスタＴγ１（その作用は後述）とからなり、サー
ミスタＲＴＨによる検出温度に対応した出力電圧がトラ
ンジスタＴγ１と抵抗Ｒ３の接続点から導出される。

２は分圧回路１の出力電圧に対応した出力電流を発生す
る電流増幅回路で、トランジスタＴγ２を中心に構成さ
れ、そのベースに分圧回路１の出力端子を接続するとと
もに、エミッタを抵抗Ｒ４を介して電源Ｖｃｃに接続し
て電流負帰還型の増幅回路とし、発生するコレクタ電流
（出力電流）を抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣに充電す
るようにしている。

なお、トランジスタＴγ１とＴγ２とを同じ素子とし、
しかも電流増幅率ｈＦＥやベース・エミッタ間電圧ＶＢ
Ｅ等の特性が揃ったものを使用しており、トランジスタ
Ｔγ２とＶＢＥの温度特性をダイオード接続したトラン
ジスタＴγ１によって補償している。

また、トランジスタＴγ３は上記コンデンサＣの放電路
を構成するもので、後述するフリップフロップ３の出力
Ｑによってオン、オフ制御され、これがオンしたときに
コンデンサＣの畜積電荷が抵抗Ｒ６、トランジスタＴγ
３を通って放電される。

４ａおよび４ｂはコンパレータで、それぞれには上記コ
ンデンサＣの端子電圧ＥＣが入力される。

５はコンパレータ４ａ、４ｂへの基準電圧を発生する抵
抗分圧回路で、電源Ｖｃｃ間に直列接続された３つの抵
抗Ｒ６ｒ Ｒ７ｔ Ｒ８から・なる。

抵抗Ｒ６とＲ７の接続点から得られる比較的高レベルの
電圧■２がコンパレータ４ａの基準電圧となり、抵抗Ｒ
７とＲ８の接続点から得られる比較的低レベルの電圧Ｖ
１がコンパレータ４ｂの基準電圧となる。

そして、コンパレータ４ａの出力はＥＣ〉■２になった
とき”Ｈ”になり、そのＨ”出力によってフリップフロ
ップ３がリセットされ、またコンパレータ４ｂの出力は
Ｅｃ〈■１になったとき″Ｈ”になり、その″Ｈ９？出
力によってフリップフロップ３がセットされる。

以上の構成において、フリップフロップ３がセットされ
ていてトランジスタＴγ３がオフであると、コンデンサ
ＣはトランジスタＴγ２のコレクタ電流Ｉｃで充電され
ていき、その端子電圧ＥＣは上昇する。

そして、Ｅｃ〉■２゛になると、コンパレータ４ａの出
力によってフリップフロップ３がリセットされ、トラン
ジスタＴγ３がオンとなり、コンデンサＣの充電電荷が
抵抗Ｒ５、トランジスタＴγ３を通して放電される。

この放電路の時定数は充分に小さく、コンデンサＣの端
子電圧ＥＣは急速に低下する。

そして、ＥＣ〈■１になると、コンパレータ４ｂの出力
によってフリップフロップ３がリセットされ、トランジ
スタＴγ３がオフし、コンデンサＣは再び充電され始め
る。

このようにして、コンデンサＣの充放電およびフリップ
フロップ３の反転動作が繰返される。

すなわち非安定マルチバイブレークのごとき発振動作が
行なわれ、フリップフロップ３の出力Ｑが発振出力とし
て導出される。

第２図にはコンデンサＣの端子電圧ＥＣの波形およびフ
リップフロップ３の出力Ｑの波形を示している。

図から明かなように、発振周期ＴはコンデンサＣの充電
時間ｔ１と放電時間ｔ２の和である。

そして、基本的には放電時間ｔ２は一定で、充電時間ｔ
１はトランジスタＴγ２のコレクタ電流１ｃの値に応じ
て変化する。

つまり、コレクタ電流Ｉｃが大きい程、充電電圧Ｅｃの
上昇が早く、充電時間ｔ１は小さくなる。

ここで、測温用抵抗分圧回路１と電流増幅回路２の動作
について詳説する。

第１図に示すように、分圧回路１の出力端子と電源ライ
ン間の電位差をＥｂｌ トランジスタＴγ１およびＴγ
２のベース・エミッタ間電圧を■ＢＥ１トランジスタＴ
γ２のエミッタ電流をＩＥ、ベース電流を■Ｂとすると
、トランジスタＴγ３がオフのとき次の関係が収り立つ
。

トランジスタＴγ２の電流増幅率ｈＦＥが充分太きいの
で となる。

また、サーミスタＲＴＨ・抵抗Ｒ１・Ｒ２の回路の合成
抵抗Ｒｘとすると、 であるから、（Ｉ）式は次のようになる。

ここで Ｒ３：＞ ＲＸに選んでいるので、 上式は、 と表わせる。

すなわち、■ＣＣ、ＶＢＢ ｔ Ｒ３＋Ｒ４が一定のと
き、■ｃはＲｘにほぼ比例する。

であるから、■ｏはＲＴＨの関数となる。

したがって、検出温度によるサーミスタＲＴＨの抵抗値
変化に対応したコレクタ電流■ｃが発生し、このコレク
タ電流ＩＱに対応した周期でフリップフロップ３が発振
するのである。

つまりフリップフロップ３の発振周期に関しては次の式
が成り立つのである。

ところで、ベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは温度によっ
て多少変化するが、一般に■。

ｏ＞ＶＢＥであり、（２）式から明かなように、■ＢＥ
変動によるＩＣの変動は極く小さい。

つまり、トランジスタＴγ１によって電流増幅回路２の
温度補償が良好になされているのである。

なお、このトランジスタＴγ１に変えて適当な特性のダ
イオードを使用しても良い。

また、（２）式から明かなように電流増幅回路２の出力
電流ＩＣは、電源電圧■。

０にほぼ比列するので、電源電圧■。

０の変動による影響は大きい。しかしこの発明の回路に
あっては、電源電圧■。

０の変動による出力電流ＩＣの変−動は、−抵抗分圧回
路５からの基準電圧■１．ｖ２が同じく電源電圧に応じ
て変化することによって補償され、フリップフロップ３
の発振周期Ｉこほとんど影響しない。

つまり、 であり、 これを（３） ｊ （４）式に代入すると、となり、前
述のように■。

ｏ＞ＶＢＢであるので、充電時間ｔ１および放電時間ｔ
２とも、電源電圧■ｏｏの相当範囲の変動には影響され
ないのである。

したがって、通常の民生機器において考えられる１０％
程度の電源電圧変動は充分に補償され、高精度な温度検
出出力を得ることができる。

なお、第１図の実施例では電流増幅回路２にＰＮＰ ト
ランジスタを用いているが、ＮＰＮトランジスタを用い
ても同様に実施できるのは言うまでもない。

また、フリップフロップ３、トランジスタＴγ３、コン
パレータ４ａ、４ｂおよび抵抗分圧回路５を含んだＩＣ
素子がタイマ素子として一般に供給されており（例えば
ＮＥ５５５型）、これを使用することにより極く安価に
構成できる。

以上詳細に説明したように、この発明に係る温度検出回
路は、直流電源間に接続されたサーミスタを含む測温用
抵抗分圧回路と、この分圧回路から得られる検出温度に
対応した出力電圧を電流増幅するトランジスタおよび抵
抗からなる電流増幅回路と、この増幅回路の出力電流で
充電されるコンデンサと、このコンデンサの放電路を構
成する放電用トランジスタと、上記コンデンサの充電電
圧をそれぞれ入力とする２つのコンパレータと、この２
つのコンパレータの一方に高レベルの基準電圧を、他方
に低レベルの基準電圧をそれぞれ印加すべく上記直流電
源間に接続された抵抗分圧回路と、上記２つのコンパレ
ータの出力をそれぞれセット入力、リセット入力とする
フリップフロップとを設け、このフリップフロップの出
力でもって上記放電用トランジスタをオン、オフするよ
うに接続し、このフリップフロップから検出温度に対応
した周波数の信号を得るようにしたもので、その出力周
波数をカウントすることで簡単にディジタル化された温
度情報を得ることができ、ルームエアコン等のマイクロ
コンピュータ制御に好適であり、しかも高価で高級なＡ
／Ｄ変換器を必要としない安価な回路構成で、相当大き
な電源電圧変動にも影響されない高精度な動作が得られ
るのである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る温度検出回路の一実施例を示す
回路図、第２図はその要部の波形図である。 １・・・・・・測温用抵抗分圧回路、２・・・・・・電
流増幅回路、３・・・・・・フリップフロップ、４ａ、
４ｂ・・・・・・コンパレータ、５・・・・・・抵抗分
圧回路、ＲＴＨ・・・・・・サーミスタ、Ｃ・・・・・
・コンデンサ、Ｔγ３・・・・・・放電用トランジスタ
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源間に接続されたサーミスタを含む測温用抵
   抗分圧回路と、この測温用抵抗分圧回路から得られる検
   出温度に対応した出力電圧を電流増幅するトランジスタ
   および抵抗からなる電流増幅回路と、この電流増幅回路
   の出力電流で充電されるコンデンサと、このコンデンサ
   の放電器を構成する放電用トランジスタと、上記コンデ
   ンサの充電電圧をそれぞれ入力とする２つのコンパレー
   タと、この２つのコンパレータの一方に高レベルの基準
   電圧を、他方に低レベルの基準電圧をそれぞれ印加すべ
   く上記直流電源間に接続された抵抗分圧回路と、上記２
   つのコンパレータの出力をそれぞれセット入力、リセッ
   ト入力とするフリップフロップとを設け、このフリップ
   フロップの出力でもって上記放電用トランジスタをオン
   、オフする゛ように接続し、このフリップフロップから
   検出温度に対応した周波数の信号を得るようにした温度
   検出回路。