JPS585604B2 - トランジスタ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はＡＧＣ回路の制御電圧を得るため、交流信号
を検波平滑して交流信号レベルに応じた直流電圧を作る
回路のモノリシツク集積回路化に関するものである。

従来のＡＧＣ回路は第１図に示すように、交流信号増幅
回路Ａ１の交流信号出力を制御電圧増幅用増幅回路Ａ２
で増幅し直流阻止用コンデンサを介してとり出し、ダイ
オードＤによる検波回路、抵抗Ｒ１コンデンサＣによる
平滑回路によって、交流信号出力を直流電圧に変換して
、ＡＧＣ回路の制御電圧Ｖ０とするのが一般例である。

上記の従来の回路構成においては、ダイオードの整流特
性を用いて交流電圧を直流電圧に変換するので、ＡＧＣ
回路におけるＡＧＣ特性のｋｎｅｅ電圧（ＡＧＣ動作に
よって出力電圧が飽和しはじめるときの入力電圧）はダ
イオードＤの順方向電圧降下とＡＧＣ回路の入力しきい
値電圧とで決まる。

制御電圧増幅用増幅回路Ａ２は一般の場合には低電圧電
源で動作させる必要があるのでこの制御電圧増幅用増幅
回路Ａ２の出力振幅が比較的小さくそのためダイオード
Ｄの非直線特性およびＡＧＣ回路の入力しきい値によっ
てＡＧＣ動作が制限される場合がある。

例えばダイオードＤにシリコンダイオードを用いるとこ
の順方向電圧降下は約０．５Ｖ程度あり、従って増幅回
路Ａ２の出力振幅は最低０．５Ｖ程度にならなければＡ
ＧＣ回路の入力点に現われずＡＧＣ回路の動作範囲を著
しく制限し、すなわち第２図のｋｎｅｅ電圧の値が高く
なる場合がある。

この発明は従来のＡＧＣ回路における上述の欠点を除去
することを目的とし低電圧電源で動作するＡＧＣ回路を
提供することを目的とするものである。

第３図はこの発明の基本回路構成図を示す。

Ｑ１、Ｑ２は差動増幅回路の形に接続されたトランジス
タであり、Ｑ１、Ｑ２のエミツタはそれぞれ抵抗Ｒ１、
Ｒ２を介して定電流源■２に接続されその電流を■２と
する。

トランジスタＱ１のコレクタには負荷回路として定電流
源■１が接続されその電流を■１とする。

トランジスタＱ１、Ｑ２のエミツタ電流をそれぞれ■ｅ
１、■ｅ２とすると となる。

式（１）においてｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、
ｑは電子の電荷、■Ｓ１、■Ｓ２はそれぞれトランジス
タＱ１、Ｑ２の飽和電流であり、したがつて（ｋＴ）／
（ｑ）ｌｎ■ｅ１／■ｓ１、（ｋＴ）／（ｑ）ｌｎ■ｅ
２／■ｓ２はそれぞれＱ１、Ｑ２のベースエミツタ間電
圧であり、式（１）は抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点とＱ１、
Ｑ２のベース電圧との差は差電圧として加えられるＶ０
に等しいことを意味している。

トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタ電流をそれぞれ■ｃ
１、■ｃ２とすると ■ｃ１≒■ｅ１、■ｃ２≒■ｃ２（ベース電流を無視す
る）である。

上述のような関係において■ｃ１＞■１・・・・・・（
３） のとき、すなわちトランジスタＱ１のコレクタ電流が定
電流源■１の電流を超過したときその超過分の電流は当
然トランジスタＱ３のベース電流として流れトランジス
タＱ３がオン状態となる。

（１）、（２）式より■２＝ｎ■１・・・・・・（４）
として、トランジスタＱ３がオン状態となるスレツシュ
ホルドすなわち■ｅ１＝■１・・・・・・（５）となる
信号レベルｖ０（ＴＨ）を求めると式（１）、（２）、
（４）、（５）から 上式で右辺第２項内の■ｓ２／■ｓ１は集積回路のトラ
ンジスタＱ１、Ｑ２のエミツタ面積比で定まる値であり
、したがって定電流源回路■１、■２の電流値、エミツ
タ抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値、及び差動対トランジスタＱ
１、Ｑ２のエミツタ面積比によって交流電圧を直流電圧
に変換する回路のしきい値電圧ｖ０（ＴＨ）を決めるこ
とができる。

第４図はこの発明の回路の一実施例を示す。

抵抗Ｒ５、Ｒ６とダイオード接続されたトランジスタＱ
４、及びそのエミツタ抵抗Ｒ８を基準バイアス電圧電流
発生回路として、抵抗Ｒ５とＲ６の接続点をコンデンサ
Ｃ３で安定化し、差動増幅回路のベースバイアス電圧（
第３図のＶＢに相当）とし、トランジスタＱ４のベース
にそのベースを接続したトランジスタＱ６とそのエミツ
タ抵抗Ｒ１０よりなる定電流源■２、更に同じくトラン
ジスタＱ４のベースにそのベースを接続したトランジス
タＱ５とそのエミツタ抵抗Ｒ９及びダイオード接続した
トランジスタＱ７、Ｑ８抵抗Ｒ１１、Ｒ１２による電流
反転回路によって、定電流源■１を構成している。

入力交流信号ｖ０は直流阻止用コンデンサＣ２によって
トランジスタＱ１のベースに印加される。

抵抗Ｒ７はトランジスタＱ１のベースバイアス供給用抵
抗である。

この実施例では入力交流信号の負側振幅が前述（６）式
に示したしきい値電圧ｖ０（ＴＨ）を越えたときトラン
ジスタＱ３がオン状態となる。

すなわち入力交流信号の負側振幅を半波整流した電圧が
出力直流電圧Ｖ０として得られる。

なお上記説明ではこの発明のトランジスタ回路をＡＧＣ
回路用の直流制御電圧発生用回路として述べたが、しき
い値電圧の設定によっては、振幅表示回路メータ駆動回
路としても用いることができる。

さらに式（６）から明らかなようにこの発明の回路では
しきい値ｖ０（ＴＨ）は定電流■１に比例するので、第
４図の回路のように定電流■１を電源電圧に比例するよ
うに構成し、しきい値を常に電源電圧に比例して変化さ
せ信号波形が電源電圧でクリツプされて歪を発生するよ
うな事が起らぬようＡＧＣを動作させることができる。

この発明は以上説明したとおり、従来のダイオードによ
る整流回路に比較して、そのしきい値が広い範囲で安定
に可変設定することができ、検波後に所望の電圧レベル
まで増幅されるので、電源電圧の利用率が良くなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＡＧＣ回路構成図、第２図はＡＧＣ動作
の説明図、第３図はこの発明の基本回路構成図、第４図
はこの発明の一実施例の回路図である。 図においてＡ１は交流信号増幅回路、Ａ２は制御電圧増
幅用増幅回路、■１および■２はそれぞれ定電流源であ
る。 なお各図中同一符号又は同一記号は同一又は相当部分を
示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１のトランジスタ、その第１のトランジスタと同
   じ導電型の第２のトランジスタ、上記第１のトランジス
   タと異なる導電型のトランジスタであってそのベースが
   上記第１のトランジスタのコレクタに接続される第３の
   トランジスタ、上記第１および第２のトランジスタのコ
   レクタと上記第３のトランジスタのエミツタに電流を供
   給する電源、この電源と上記第１のトランジスタのコレ
   クタとの間に接続される第１の定電流源、上記第１およ
   び第２のトランジスタのそれぞれのエミツタがそれぞれ
   抵抗を介して接続される第２の定電流源、上記第３のト
   ランジスタのコレクタ負荷として接続される平滑回路を
   有し、交流信号の入力電圧が上記第１のトランジスタの
   ベースと上記第２のトランジスタのベースとの間に加え
   られ上記交流信号入力電圧に対応する直流電圧が上記第
   ３のトランジスタのコレクタから出力されることを特徴
   とするトランジスタ回路。 ２ 第１の定電流源および第２の定電流源はそれぞれエ
   ミツタフオロワ回路から構成され上記それぞれのエミツ
   タフオロワ回路を構成するそれぞれのトランジスタのベ
   ースには上記電源からポテンショメータ回路を介して電
   圧が供給されることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のトランジスタ回路。