JPS589594A - 交流機の速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、誘導機や同期機のごとき交流機の速度制御装
置に関し、特に誘導機の高周波駆動制御に用いて好適な
交流機の速Ｕ　ｔｌｉ制御装置に関する。

近年、パワーエレクトロニクス技術は長足の進歩を遂げ
たが、このパワーエレクトロニクス技術の最大の成果の
一つは、交流電動機の可変速駆動システムの実用化であ
って、特に構造が簡単で丈夫、安価な誘導機を直流機と
同等の制御性を持たせて運転ができるようになるなど、
電動機の運転特性に関しては多くの研究・開発がされ、
満足な成果が得られている。

しかしながら、従来より周波数変換装置の入力電流すな
わち電源側電流に含まれる高調波成分や無効電力成分に
よる誘導障害、入力力率の低下および出力電流すなわち
電動機側電流に含まれる高調波による電動機のトルク脈
動等が大きな問題になっている。

さらに、誘導電動機を高速運転する場合にはいわゆる自
励式周波数変換装置が必要になるので、他励式周波数変
換装置に比べて、装置は複雑化し、したがって高価にな
り、しかも転流損失の増加は避けられないなどの点から
大容量化に問題がある。

このように従来から交流電動機可変速駆動システムに対
しては、周波数変換装置の入出力電流中の高調波成分や
無効分の低減化が要望されており、特に誘導機の高周波
駆動に対しては、簡単で大容量化が可能な高効率の変換
装置の開発が要望されている。

本発明は、従来の問題点を解決して上記要望にこたえよ
うとするもので、周波数変換装置の入出力電流中の高調
波成分や無効分の低減化をはかれるようにするとともに
、簡素な構成で大容量化が容易であり、しかも情動率化
をはかれるようにした交流機の速度制御装置を提供する
ことを目的とする。

このため、本発明の装置は、交流機側の周波数を電源側
の周波数以上とずべく、電源と交流機との間に他励式周
波数変換装置が設けられるとともに、上記交流機の端子
電圧を電源電圧以上に保持して上記他励式周波数変換装
置の転流無効電力を上記交流機側から供給すべく、無効
電力調整機能を有する無効電力源が設けられたことを特
徴としている。

さらに、本発明の装置は、電源が交流電源として構成さ
れ、しかも上記ｒｌＤ励弐周波数変換装置における交流
電源側逆起電力波形を正弦波状に制御し且つ同交流電源
側逆超電力波形の位相を上記交流電源の電圧波形の位相
に対して進み遅れ可能に制御すべく、外部入力力率指令
部が上記他励式周波数変換装置の転流制御回路に接続さ
れたことを特徴としている。

また、本発明の装置は、上記他励式周波数変換装置にお
ける転流制御回路への点弧パルス発生のだめの信号を外
部から制御すべく、外部周波数指令部が、同外部周波数
指令部からの周波数指令に応じ出力周波数を調整できる
基準波発振回路を介して、上記転流制御回路に接続され
るとともに、外部入力電流指令部が上記転流制御回路に
接続されたことを特徴としている。

さらにまた、本発明の装置は、電源が直流電源として構
成されるとともに、上記他励式周波数変換装置が正群周
波数変換部と負群周波数変換部とで構成され、しかも上
記他励式周波数変換装置における転流制御回路への点弧
パルス発生のための信号を外部から制御すべく、外部発
振回路と、上記の正群周波数変換部と負群周波数変換部
との点弧位相差を設定する点弧位相差設定回路とが、上
記他励式周波数変換装置の転流制御回路に接続されたこ
とを特徴としている。

以下、図面により本発明の実施例について説明すると、
第１〜４図はその第１実施例としての交流機の速度制御
装置を示すもので、第１図はその原理を説明するための
全体構成図、第２図はその主回路構成図、第３図はその
制御系を含めた全体構成図、第４図はその制御系の変形
例を示す要部構成図である。

まず、第１図を用いて本発明の基本原理を説明する。

符号Ｐｓ、Ｑｓはそれぞれ他励式周波数変換装置３の電
源ｌ側の有効電力、無効電力、Ｐｃ、Ｑｃは周波数変換
装置３の誘導機側の有効電力、無効電力、ＰＭＩ　ＱＭ
は交流機としての誘導機２の有効電力、無効電力並びに
Ｑｘは無効電力調整機能を有する無効電力源５の発生無
効電力を示している。

ここで、周波数変換装置３は誘導機２側の周波数ｆｙが
電源１側の周波数「Ｓ以上となるように考慮さｎて電源
１と誘導機２との間に介設さ扛ている。

また、無効電力源５は誘導機２の励磁電流（および−次
、二次の漏ｎインダクタンスによる遅ｎ無効電流）を供
給し、誘導機２の端子電圧■Ｍを周波数変換装置３の電
源１側電圧Ｖｓ以上に保ち、さらに周波数変換装置３の
転流９周波数変換に必要な無効電力を供給する。

このようにしたため、周波数変換装置３および無効電力
源５ともに構成が簡単で、大容量。

高効率化が可能ないわゆる他励変換装置３を用いること
ができる。

一方、周波数変換装置３．無効電力源５が理想的で、無
損失とす扛ば、周波数変換装置３の電源側、誘導機側、
誘導機２の入力側での有効電力はすべて等しくならなけ
ればならない。

そこで、第１図に示した有効電力、無効電力の間には次
の２つの関係式が成り立たなければならない。

有効電力に対して　Ｐ　Ｂ　””　ｐｃ　＝　ＰＭ無効
電力に対して　Ｑｃ　＋　Ｑ　Ｍ＝　Ｑｘそして、電源
側の無効電力Ｑ８はＱｃ、Ｑｖ、Ｑｘとは独立に任意に
設定できる。すなわち、本発明の電動機駆動系の入力力
率は任意に設定できるのである。

さらに、誘導機側の周波数ｆＭを電源側の周波数ｆｓｊ
シ高クシ（たとえば、「Ｍをｆｓの２倍ないし３倍程度
以上にする。）、且つ、電源側からみた周波数変換装置
３の逆起電力波形が電源周波数と同じ周波数の正弦波と
なるように制御して、電源側電流中の高調波を減らすこ
とができる。

第２図は本発明の実施例のうち最も基本となる主回路構
成例を示したものであるが、この第２図において、商用
の三相電源からのＵ、Ｖ。

Ｗ相は端子１１，１２．１３および変圧器４１゜４２．
４３を経て、必要な電圧に変圧・絶縁さ扛ている。

また各変圧器の二次巻線４１２，４２２゜４３２はそ扛
ぞｎフィルタ用のりアクドルＬＦＩ　。

Ｌ、、、Ｌ、を経て、可制御スイッチ〔サイリスク〕に
よって構成された周波数変換装置３１，３２゜３３に接
続さ扛ている。なお、第２図中の符号４１１．４２１，
４３１はそｎぞれ変圧器の一次巻線を示している。

また、フィルタとしては第２図のりアクドルＬＦｌ＋　
Ｌｐ２　＋　”Ｆ９のみでなく、従来より知らｆている
ＬＣフィルタ等が必要に応じて使用可能である。

さらに、周波数変換装置３２．３３の内部の接続は周波
数変換装置３１のそ扛と全く同じで、コｆ’ｌ−ハ従来
から知らｎているサイクロコンバータの接続である。

そしてこの第２図の実施例においては、いわゆる６バル
スのサイクロコンバータの例を示しであるが、電動機の
容量等によっては他のパルス数のサイクロコンバータの
使用も可能である。

なお図中の符号ＩＪＩＩ＋　＋　”８１４＋”ＩＥｌ＋
”ｌＩｍ＋　”！１３１＋”！１１１１２は循環電流制
御用のりアクドルを示している。

ところで、従来のサイクロコンバータは、例えば第２図
の変換装置３１を例にとると、端子ｕｌ、ｖｌ、ｗｌ側
を三相電源からのＵ、Ｖ。

Ｗ相側に、端子ａ１．．．ｌ）ｌを負荷側に接続して、
負荷側の周波数が電源の周波数よりも小さくなるように
設けるのが普通であるが、本発明の装置の構成上の特長
の１つは従来方式とは逆に、端子ａｌ、ｂｌを電源側に
、端子ｕｌ、ｖｌ。

ｗｌを負荷側に接続して、負荷側の周波数ｆＭが電源側
の周波数１８以上となるように設けら扛ていることであ
る。

３台の周波数変換装置３１，３２．３３の対応する出力
端子同士ｕｌ、ｕ２．ｕ３ｊｖｌ。

ｖ２．ｖ３　＋ｗｌ、ｗ２．ｗ３は相互に接続され、そ
れぞれ誘導機２の３つの端子に接続されている。

誘導機２の端子には無効電力源５が接続されておシ、こ
の無効電力源５は固定容量のコンデンサ５１と、可制御
スイッチとりアクドルＬＸとから成る無効電力調整装置
５２とで構成さｎている。

この無効電力調整装置５２は、その可制御スイッチの制
御角によってこの装置５２からの遅れ無効電力量を連続
的に調整でき、こ扛によりコンデンサ５１の進相無効電
力量を必要な量だけ打消すことができるようになってい
る。すなわち、誘導機２の端子から見ｎば、等価な可変
容量コンデンサを構成していることになる。

ところで、第２図の周波数変換装置３では、その制御方
式を必要に応じて従来より知らｎている非循環電流非対
称制御、非循環電流対称制御、循環電流対称制御と変更
することにより、変換装置３の誘導機２側の無効電力Ｑ
ｃを連続的に変化できる。すなわち、周波数変換装置３
に無効電力調整装置５２の機能を合わせ持たせることが
できるので、この場合は無効電力調整装置５２を別個に
設置することが不要となり、装置を簡単化できる。

第３図は以上を考慮して構成した実施例を示したもので
あるが、この第３図には、転流のための制御回路７およ
び電動機速度の閉ループ制御のための制御回路８の実施
例も合わせて示しである。

この第３図で、三相電源のＵ、Ｖ、Ｗ相を受ける端子１
１，１２，１３．変圧器４１，４２゜４３、周波数変換
装置３，３１，３２，３３゜誘導機２および進相コンデ
ンサ５１は第２図のそ扛らと機能は全く同じであるから
、ここでは主回路の説明は省略し、制御回路７，８の動
作原理について述べる。

制御回路は、周波数変換装置３１．　３２．３３を構成
する可制御スイッチへの制御信号を発生するための制御
回路７と、電動機速度の閉ループ制御を行なう場合に、
外部速度指令部ＶＣからの速度指令値と、速度検出部９
からの速度の実際値とから最適な入力電流指令値と周波
数指令値とを発生させるための制御回路８とから成って
いる。

そして、連動する切換スイッチｓｗ、、ｓｗ。

が端子ｍ側に倒扛ている場合には、制御回路８は装置か
ら切離さｎ１装置の動作には無関係となる。この場合は
入力電流の大きさ、交流機側の周波数は外部入力電流指
令部ＣＣ９外部周波数指令部ＦＣで設定される。こｎら
の切換スイッチｓｗ、、ｓｗ、が端子ｍ側にある場合の
動作が本装置の動作の基本である故、以下この場合の動
作を説明する。

なお、制御回路７は周波数変換装置３１，３２゜３３の
ための３つの制御回路７１．　７２．　７３で構成さし
ておシ、各回路７１，７２．７３は同じ回路構成となっ
ているので、以下制御回路７１について説明する。

外部入力電流指令部ＣＣおよび外部周波数指令部ＦＣに
より周波数変換装置の入力電流の大きさおよび交流機２
側で発生させようとする周波数ｆＭに相当するそ扛ぞｆ
の指令値を発生させる。

この周波数ｆＭの指令値は基準波発振回路７４に入力さ
扛、周波数ｆＭＯ三相基準波を発生する。

もし、いわゆる余弦波制御を用いて周波数変換装置３を
制御しようとする場合には、基準波発振回路７４では従
来より知ら扛ている三相余弦波を発生させ扛ばよい。

一万、電源１のＵ相電圧はＵ相電圧検出回路１０１によ
って適当な大きさに変圧、絶縁、雑音の除去１位相調整
、波形整形などの処理を施さｎて、ひずみの少い正弦波
となり、移相回路７１１に導か扛る。

上記のように処理さｆ′１．たＵ相電圧は移相回路７１
１において外部入力力率指令部ＰＣからの指令値に従っ
て必要な位相角だけ位相が変えら扛、乗算器７１２によ
り外部入力電流指令部ＣＣより与えら牡た振幅の信号と
乗算さｎて、Ｕ和周波数変換装置３１の入力電流波形の
指令値が形成さｎる。

Ｕ和周波数変換装置３１の入力電流ｊ＋ｕの実際値（ｉ
＋ｕ検出値）は電流検出器１１１で検出、絶縁、振幅調
整、雑音の除去などの処理の後、比較点７１３に導かれ
、」−述のようにして求めたｉ＋ｕ指令値と比較さｎｌ
こ扛により比較点７１３から両者の誤差信号が出力さ扛
る。

この誤差信号は増幅・補償回路７１４を経て一つは直接
に、もう一つは極性反転回路７１５を通った後、そｎぞ
ｎ比較回路７１６１．７１６２に導かｎる。

こ【らの比較回路７１６１．７１６２においては、先に
基準波発振回路７４で発生さ扛た基準波と回路７１４あ
るいは７１５の出力とが比較さｎｌその出力は転流制御
回路を構成する点弧パルス発生回路７１７１．７１７２
に送ら扛る。

こｎらの回路７１７１，７１７２では、パルス分配、始
動・停止、保護などの機能をもたせるための論理的な処
理の後、パルス増幅、絶縁などが行なわｎて、回路７１
７１からは周波数変換装置３１の正群周波数変換部（以
下「１）−コンバータ」という。）　３１１用の点弧パ
ルスを出力し、回路７１７２からは周波数変換装置３１
の負群周波数変換部（以下「Ｎ−コンバータ」という。

）３１２用の点弧パルスを出力する。

なお、第３図中の符号１０２，１０３はそｎぞｆＬ、ｖ
相電圧検出回路、Ｗ相電圧検出回路を示しており、こ扛
らの回路１０２，１０３で検出さ扛た信号が処理さ扛る
過程は、前述のごとく、回路１０１で検出さ扛た信号が
処理さ扛る過程とほぼ同じである。

また、第３図中の符号１１２，１１３はそｎぞｆｉＶ相
電流検出回路、Ｗ相電流検出回路を示しており、こしら
の回路１１２，１１３で検出さｎた信号が処理される過
程は、前述のごとく、回路１１１で検出さｎた信号が処
理さ扛る過程とほぼ同じである。

ここで、周波数変換装置３１，３２．３３の制御に普通
用いら扛る従来の制御方式と本発明の方式との大きな相
違点について説明すると、その相違点は次の点にある。

まず、従来の方式では、比較回路７１６１や７１６２な
どの基準波であるＵ、Ｖ、Ｗ相の各基準波はそｎぞｎ周
波数変換装置の端子１１１　（＝ｕ２＝ｕ３）、ｖｌ（
＝ｖ２＝ｖ３）、ｗｌ（＝ｗ２＝ｗ３）側の常圧に同期
させる必要があるため、端子ｕｌ＋Ｖ１．ｗｌ側の電圧
を検出、絶縁。

雑音除去１位相補償などの処理の後、必要な各相の基準
波を作り出さなけｎばならない。

こ扛に対して、本発明の方式では、この基準波を端子ｕ
ｌ、ｖｌ、Ｗｌ側の電圧とは全く独立に外部周波数指令
部ＦＣから周波数を設定できる基準波発振回路７４で与
えている。このため、端子ｕｌ、ｖｌ、ｗｌ側の電圧を
検出、絶縁などするための回路が全く不要になり、制御
回路が簡単になる。さらに重要な点は端子ｕｌ。

ｖｌ、ｖｌ側の電圧と基準波との位相差が無効電力を最
適にする角度に自動的に定まり、周波数変換装置３に無
効電力の自動調整機能をもたせることができ、こｎによ
り駆動系の安定性が極めて良好となる。

なお、Ｕ、Ｖ、Ｗ相が商用電源のように周波数、電圧と
もほぼ一定とみなさｎる電源の場合には、第３図の制御
回路７の移相回路は各相位に一台ずつ計３台を用いる必
要はなく、第４図の構成が実用的である。

すなわち、Ｕ相電圧検出器１０１で得らｎたＵ相電圧検
出値は移相回路７０１に導かｎｌここで外部入力力率指
令部ＰＣからの指令値に応じて位相が調整さ扛る。回路
７０１の出力のうち、一つは直接に乗算器７１２に送ら
扛、入力電流の振幅信号（入力電流制御回路８２の出力
）と掛は合わさｎてｉ＋ｕの基準値となる。

回路７０１の他の出力は１２０°移相回路７０２を経て
１２０°位相推移の後、乗算器７２２およびさらにもう
一台の１２０°移相回路７０３に導か扛る。

この回路７０３の出力はＵ相電圧検出値（回路７０１の
入力）に対して２４０°位相が異っており、こｎが乗算
器７３２の入力となる。

このようにして、乗算器７２２，７３２の出力がそｎぞ
ｎ　ｉ＋ｖ、　ｉ＋ｗの基準値となる。

ところで、交流機の速度を外部の速度指令値に常に一致
させて運転しようとする際には、閉ループ制御系を構成
する必要がある。

第３図の連動する切換スイッチｓｗ、　、　ｓｗ。

を端子ｎ側に倒した場合が本装置による閉ループ制御系
実施例の一例である。

以下、第３図の制御回路８の動作を説明する。

誘導機２の速度検出部９で得られた速度の実際値（速度
検出信号）と外部速度指令部ＶＣからの速度の指令値と
は比較点８１で比較さｎｌその差が入力電流制御回路８
２へ送ら扛、周波数変換装置３の入力電流１＋ｕ、　ｊ
＋ｖ、　ｊ＋ｗ　　の必要な大きさすなわち入力電流指
令値が決定される。

同時にこ牡らの速度検出信号と速度の指令値とは周波数
制御回路８３に導か扛、与えらｎた条件の下で誘導機２
を最適な条件で運転するための誘導機側周波数ｆＭの指
令値が決定される。

上述の構成によシ、誘導機２を容易に高周波で駆動でき
る。したがって、従来から広く使用さ扛ている汎用の２
極機、４極機などを用いれば容易に高速運転ができる。

一般に出力が同じで６７１．ば回転数が高くなる程、電
動機は小形になるから高速駆動を行なえば、電動機の小
形化をはかることができる。

さらに本発明の方式では、外部入力力率指令部ＰＣを用
いて変換装置３の電源１側からみた逆起電力波形を任意
の交流波形に調整できるから、こｎ’６電源電圧と同じ
周波数の正弦波にして、その位相を調整す扛ば、電源側
電流中の高調波を減少でき、入力力率の調整ができる。

なお、電動機を高速運転する必要がない場合でも、本方
式を用いて１２極機、２４極機などの多極電動機を駆動
すｎば、通常の回転数範囲で、電源側の特性の優汎た交
流機可変速駆動装置となる。

また、本発明の制御回路の構成から、制御回路の基準波
を誘導機の端子電圧に同期させなくてもすむために、外
部の負帰還回路を用いなくとも無効電力の自動調整機能
を発揮し、誘導機の負荷が変動しても誘導機の端子電圧
は一定に保持できる。。

ところで、本方式では、電源１側からみた逆起電力波形
を任意の交流波形にできることは上述のとおりであるが
、交流のみならず直流にもできる。

そこで第２，３図の周波数変換装置３１のみを用い、そ
の端子ａｌ、ｃ１間に直流電源を接続す汎ば、直流電源
を用いて誘導機を高周波駆動できる。この方式について
は後述する。

したがって、本発明の装置によ扛ば、誘導機２に並列に
接続した進相コンデンサ５１から誘導機２の励磁電流と
運転に必要な無効電力および周波数変換に必要な無効電
力を供給し、さらに、誘導機２側の周波数を電源１側の
周波数よシ高めることにより、外部入力力率指令部ＰＣ
からの指令と相まって、周波数変換装置３の電源１側か
らみた逆起電力波形を電源１と周波数が等しいひずみの
少い正弦波にすることができ、その位相を任意に変える
ことができるために、交流電源側電流中の高調波の含有
率が少なく、力率が任意に調整できる。

従来の交流機の可変速駆動系の技術的に大きな問題点の
１つは、電源側電流が方形波状であるために、高調渡分
が多く、その上、速度を下げるにつれて力率が大幅に低
下する点である。

本発明の方式によ扛ば、この問題点は完全に解決できる
。

第２の効果は上述のとおり、周波数変換に必要な無効電
力を誘導機２側から供給しているために、周波数変換装
置を構成が簡単な他励変換装置とすることができ、これ
により大容量化。

高効率化が可能になる点である。

従来、誘導機を高周波駆動するに際し、逆阻止３端子サ
イリスタのような自己消弧能力のない可制御スイッチン
グ素子を用いて周波数変換装置を構成しようとす扛ば、
可制御スイッチング素子を消弧するための転流回路が必
要になシ、いわゆる自励転流形の変換装置が必要である
。

この自励転流形変換装置は回路構成が複雑で、転流に伴
う損失の増加が避けら扛ないため、大容量化に問題があ
る。

一万、可制御スイッチング素子としてパワートランジス
タ、ＧＴＯサイリスタ等の自己消弧能力をもつ素子を用
い扛ば、変換装置は簡単化できるが、素子の電力処理能
力に限界があるために大容量化は難かしい。

さらに、これらの自励変換装置を用いた駆動方式では、
商用の交流電源を整流して直流に変換した後、自励式周
波数変換装置により再び交流に変換するという２段の電
力変換を行って任意の周波数の交流を得る間接変換のた
め、効率の低下は避けら扛ない。

こ扛に対して、本発明の方式では、商用周波数から直接
に高周波に変換できるため、先に述べた他励式周波数変
換装置の使用と相まって高効率化が容易である。

第３の効果は、本方式では、誘導機２に並列に進相コン
デンサ５１が接続さ扛、誘導機２のインダクタンスと共
振状態になっているため、誘導機側の電圧・電流波形と
もに正弦波にできる点にある。

従来の交流電動機の可変速駆動方式では電源側電流のみ
ならず、電動機側電流にも多くの高調波が含まれている
ため、トルク脈動を生じ、負荷との共振が問題になって
いる。

本方式によ扛ばこの問題も解決できる。

第５〜１０図は本発明の第２実施例としての交流機の速
度制御装置を示すもので、第５図はその主回路構成図、
第６図はその一変形例を示す主回路構成図、第７図はそ
の制御系を示すブロック図、第８，９図はいずれもその
制御系の変形例を示すブロック図、第１０図（ａ）〜（
ｃ）はその作用を説明するだめの説明図であり、第５〜
１０図中、第１〜４図と同じ符号はほぼ同様部分を示し
ている。

第２．３図において、周波数変換装置３のうちの１台の
み、たとえば変換装置３１のみを用い、その電源側端子
ａｔ、ｃ１間に直流電源１′を接続すれば、第２．３図
に示す装置で直流電源１′から誘導機２を高周波駆動で
きる。

第５図は第２図の周波数変換装置３１のみを用い、その
端子ａｌ、ｃ１間に直流電源１′を接続した例である。

誘導機２．進相コンデンサ５１゜無効電力調整装置５２
の動作や機能は第２図のそ扛らと全く同じである。

第６図は第５図の周波数変換装置３に無効電力調整機能
をもたせて無効電力調整装置５２をとシ除き、構成の簡
単化を図った、よシ実用的な構成例で、第３図の周波数
変換装置３１のみを用いて、その端子ａｌ、ｃ１間に直
流電源１′を接続した場合に相当する。

第５図、第６図の構成とも、誘導機２が電動機として運
転する場合にはＰ−コンバータ３１１が発電機として運
転あるいは回生制動時にはＮ−コンバータ３１２がそれ
ぞ扛電源１′と誘導機２との間の周波数変換を行なう。

主回路の動作原理、基本特性は前述の第１実施例の場合
と本質的には異ならないので説明は省略する。

制御回路も入力力率の調整部分や三相発振回路などの多
少の変更のみで、基本的には第３図の制御方式が第６図
の構成に対してもそのまま適用できる。

第７図は第３図の制御回路７．８を直流駆動用に変更し
た例である。

この場合、入力力率の調整回路は不要であるから、第３
図の回路７１１，７１２は第７図の回路７では除か扛、
連動するスイッチＳＷ、　。

ＳＷ２が端子ｍ側に倒扛たときには、入力電流指令部Ｃ
Ｃで設定さ′ｎだ指令値と、寸た、端子ｎ側に倒ｆ′し
たときには、入力電流制御回路８２で得られた指令値と
、直流入力電流検出部ＤＤからの検出値とが比較点７１
３に導か扛比較される。回路７１４以降回路７１７１，
７１７２までの動作は第３図のそ扛らと全く同じである
。

一方、基準波発振回路７４は切換スイッチｓｗ、、ｓｗ
２が端子ｍ側にあるときは周波数指令部ＦＣからの信号
を入力し、また端子Ｉ］側に倒扛たときには周波数制御
回路８３で得ら扛た最適周波数の指令値を入力して、そ
の入力信号に対応した周波数の基準波を発生する。

制御回路８０機能も第３図の制御回路８のそｎと全く同
じである。

第８図はよ、！ｌｌｌ簡単化された制御回路の例で、特
に精密な速度制御を必要としないが、誘導機２を高速で
駆動しようとする場合に適した方式以下、この制御回路
の動作を説明する。

外部発振回路としての電圧制御パルス発振回路７５は、
ａ点に加えら扛た直流信号に応じた周波数のパルスを発
生するもので、このパルスは、−万はパルス遅延回路７
６を経て転流制御回路を構成する点弧パルス発生回路７
７１へ送ら牡るとともに、他方は直接に転流制御回路を
構成する点弧パルス発生回路７７２へ送られ、パルス分
配、始動・停止、保護などの論理処理。

増幅、絶縁の後、それぞ′ｉ″Ｌ、Ｐ−コンバータ３１
１゜Ｎ−コンバータ３１２に送られる。

第１０図は定常状態でのＰ−コンバータ３１１およびＮ
−コンバータ３１２の可制御スイッチング素子ＴＰ１　
％　’ｒｐｓ　、　ＴＮＩ　％　ＴＮ６の導通順序と、
誘導機端子電圧ｅｇ、　ｅｖ、　ｅｗとの関係を示した
ものである。第１０図より明らかに、回路７７１゜７７
２では通常の整流回路と全く同じ１２００点弧パルスを
発生させればよい。

しかしながら、前述の第１実施例でも述べたとおシ、本
制御方式では、従来のごとく、点弧パルスの位相を誘導
機２の端子電圧に同期させて外から与えるのではなく、
全く独立なパルス発振回路７５で与えるように構成され
ているので、運転状態に応じて自動的に点弧位相αＰ、
αＮが決まる点に特徴がある。

すなわち、外部から与えるのはパルス発振回路７５から
の発振周波数ｆＭおよび点弧位相差設定回路としての位
相差調整回路７８からのＰ−コンバータ３１１の点弧位
相とＮ−コンバータ３１２の点弧位相との差２βである
。

とのβによって直流電源電圧Ｖｄｃと誘導機端子電圧（
線間電圧実効値）ＶＭの関係が定まる。

すなわち、ｖｄＣ＝　Ｋ　′ｖＭｓｉｎβ（Ｋは変換装
置の構成と制御方式とによって決まる定数で、第６図の
回路を第１０図の方式で制御した場合には、Ｋ　＝　３
　（ｒ／π）の関係があり、このβにより誘導機端子電
圧ＶＭを調整できる。そこで、位相差調整回路としての
電圧制御回路７４を用いて、速度調整信号の大きさに応
じてパルス遅延回路のパルス遅扛角２βを適当に変化さ
せ扛ば、例えば誘導機側の周波数ｆｙと電圧■やとの関
係をＶＭ／　ｆｙ　＝一定に保つなどの運転ができる。

以上は、いわゆる対称制御を用いた場合について述べた
が、Ｐ−コンバータ３１１．Ｎ−コンバータ３１２間の
循環電流が減少して、対称制御の動作範囲を外ｎた場合
には、前述の第１実施例でも述べたように、非対称制御
に切換扛ば、進相コンデンサ容量を一定に保ったままで
、より低周波域までの運転が可能になる。

また、第９図のように誘導機２の速度検出値と速度指令
値とを比較点８１において比較し、その差を速度制御回
路８２で増幅、補償などの処理の後、第８図の速度調整
信号としてａ点に印加す扛ば、速度の閉ループ制御が可
能である。

上述の構成により、直流電源１′から、他励転流形層波
数変換装置を用いて誘導機を高周波駆動できる。

また、始動に際しては、点弧パルスの周波数が、誘導機
２のインダクタンスと進相コンテンサ芥量との共振周波
数以上になるように電圧制御パルス発振回路の周波数を
決定する。

なお、本主回路構成のま１で直流電源１′ではなく、単
相交流電源でも運転できる。

しかし、単相交流はその周波数をｆｓとするとｆｓの２
倍の周波数で脈動する電力であシ、又周波数変換装置自
体にはエネルギー蓄積機能をもっていないため、平滑電
力である平衡三相出力を得るためには、入・出力の瞬時
電力の差、すなわち２ｆｓの脈動電力を吸収・放出する
ためのエネルギー蓄積要素が必要である。この脈動電力
の処理機能を無効電力調整装置５２にもたせることがで
きるため、単相電源で運転する際には第５図の実施例が
適する。

このように、この第２実施例の装置にょ扛ば、前述の第
１実施例とほぼ同様の効果ないし利点が得らｎるほか、
交流機側の周波数が高いため入力電流は脈動の少ない直
流とすることができ、さらに主回路、制御回路とも従来
の方式に比べて極めて簡素な構成とすることができる。

なお、上述の各実施例において、誘導機２を発電機とし
て作用させる場合は、誘導機側が電源となり電源１．１
′側が負荷側となる。

また、広範囲の無効電力調整を必要とする場合には周波
数変換装置３と無効電力源５の無効電力調整装置５２と
の双方で無効電力の調整を行なうようにしてもよい。

さらに、交流機として、誘導機を用いる代わりに、同期
機を用いてもよい。

以上詳述したように、本発明の交流機の速度制御装置に
よれば、次のような効果ないし利点が得ら扛る。

α）交°流機と、単相または三相の交流電源、または直
流電源とを他励式周波数変換装置を介して接続し、さら
に交流機に並列に接続した固定容量のコンデンサのみに
より、あるいは可制御スイッチを用いた無効電力調整装
置と固定容量のコンデンサとからなる無効電力源から、
交流機の励磁電流を供給して交流機の端子電圧を電源電
圧以上、且つ、その周波数を電源周波数以上の高周波に
して他励式周波数変換装置の転流無効電力を交流機側か
ら供給して交流機を可変速運転するという簡素な構成で
、交流機を電源系統へ悪影響を及ぼすことなく高い信頼
性で高速運転することができるので、揚水発電の代用と
して使用可能なフライホイールエネルギー貯蔵システム
、高速グラインダ、遠心分離機やプロワファン等幅広く
適用できる。

（２）交流機（１１１１の周波数を高周波にし、かつ他
励式周波数変換装置の転流無効電力を交流機ＩＩＩから
供給したことにより外部入力力率指令部の作用と相まっ
て交流電源で駆動する際には、その電源側電流波形を正
弦波状に制御し、かつ、その位相を電源電圧の位相に対
して進み遅牡任意に設定して運転することができるので
、必要に応じて例えば系統の特定高調波を除去できるよ
うな波形に入力電流を制御することができ、これにより
良好な入力力率となるように調整できるばかシでなく入
力電流中の高調波を少なくできる。

（３）他励式周波数変換装置と無効電力調整装置との制
御（無効電力調整装置を変換装置で兼用する場合は、こ
の他励式周波数変換装置の制御）にあたっては、外部か
ら全く独立した交流機側の周波数を与える他制運転のた
め、制御回路が簡単になり、さらに周波数変換装置に無
効電力の自動調整機能をもたせることができ、こしによ
シ駆動系の安定性が極めて良好となる。

（４）他励式周波数変換装置の制御に対しては、対称制
御、非対称制御、循環電流制御９部分循環電流制御など
と制御方式を変更して、他励式周波数変換装置自体に無
効電力調整機能をもたせて、別置の無効電力調整装置を
省略することもでき、且つ、進相コンデンサ容量の低減
化が図扛ることも可能にしている。

（５）電源として直流電源を用いる場合は、外部発振回
路と点弧位相差設定回路とによる簡単な制御系を用いた
場合でも、高い信頼性で速度制御を行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１〜４図は本発明の第１実施例としての交流機の速度
制御装置を示すもので、第１図はその原理を説明するた
めの全体構成図、第２図はその主回路構成図、第３図は
その制御系を含めた全体構成図、第４図はその制御系の
変形例を示す要部構成図であり、第５〜１０図は本発明
の第２実施例としての交流機の速度制御装置を示すもの
で、第５図はその主回路構成図、第６図はその一変形例
を示す主回路構成図、第７図はその制御系を示すブロッ
ク図、第８，９図はいずれもその制御系の変形例を示す
ブロック図、第１０図（ａ）〜（ｃ）はその作用を説明
するための説明図である。 １・・交流電源、１′・・直流電源、２・・交流機とし
ての誘導機、３・・他励式周波数変換装置、５・・無効
電力源、７，８・・制御回路、９・・速度検出部、１１
，１２．１３・・端子、３１．３２．３３・・他励式周
波数変換装置、４１．４２．４３・・変圧器、５１・・
固定容量コンデンサ、５２・・無効電力調整装置、７１
．７２．７３・・制御回路、７４・・基準波発振回路、
７５・・外部発振回路としての電圧制御パルス発振回路
、７６・・パルス遅延回路、７８・・点弧位相差設定回
路としての位相差調整回路、８１・・比較点、８２・・
入力電流制御回路、８３・・周波数制御回路、１０１゜
１０２．１０３・・電圧検出回路、１１１゜１１２、．
１１３・・電流検出器、３１１・・Ｐ−コンバータ、３
１２・・Ｎ−コンバータ、４１１．４２１，４３１・・
変圧器の一次巻線、４１２．４２２，４３２・・変圧器
の二次巻線、７０１．７０２，７０３，７１１・・移相
回路、７１２・・乗算器、７１３・・比較点、７１４・
・増幅・補償回路、７１５・・極性反転回路、７２２．
７３２・・乗算器、７７１，７７２・・転流制御回路を
構成する点弧パルス発生回路、７１６１．７１６２・・
比較回路、７１７１゜７１７２・・転流制御回路を構成
する点弧パルス発生回路、ＣＣ・・外部入力電流指令部
、ＤＤ・・直流入力電流検出部、ＦＣ・・外部周波数指
令部、ＰＣ・・外部式１カカ率指令部、ｓｗ、　、　ｓ
ｗ、・・切換スイッチ、ＶＣ・・外部速度指令部。 代理人　弁理士　飯　沼　義　彦 第１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）交流機側の周波数を電源側の周波数以上とすべく
   、電源と交流機との間に他励式周波数変換装置が設けら
   れるとともに、上記交流機の端子電圧を電源電圧以上に
   保持して上記他励式周波数変換装置の転流無効電力を上
   記交流機側から供給すべく、無効電力調整機能を有する
   無効電力源が設けられたことを特徴とする、交流機の速
   度制御装置。 ＋２１　　上記交流機が誘導機である特許請求の範囲第
   １項に記載の交流機の速度制御装置。 （３）上記交流機が同期機である特許請求の範囲第１項
   に記載の交流機の速度制御装置。 （４）上記他励式周波数変換装置が正群周波数変換部と
   負群周波数変換部とで構成された特許請求の範囲第１項
   に記載の交流機の速度制御装置。 （５）上記無効電力源が固定容量コンデンサと無効電力
   調整装置とで構成された特許請求の範囲第１項に記載の
   交流機の速度制御装置。 （６）交流機側の周波数を電源側の周波数以上とすべく
   、交流電源と交流機との間に他励式周波数変換装置が設
   けられるとともに、上記交流機の端子電圧を電源電圧以
   上に保持して上記他励式周波数変換装置の転流無効電力
   を上記交流機側から供給すべく、無効電力調整機能を有
   する無効電力源が設けられ、上記他励式周波数変換装置
   における交流電源側逆起電力波形を正弦波状に制御しか
   つ同交流電源側逆起電力波形の位相を上記交流電源の電
   圧波形の位相に対して進み遅れ可能に制御すべく、外部
   入力力率指令部が上記他励式周波数変換装置の転流制御
   回路に接続されたことを特徴とする、交流機の速度制御
   装置。 （７）　　交流機側の周波数を電源側の周波数以上とす
   べく、電源と交流機との間に他励式周波数変換装置が　
   設けられるとともに、上記交流機の端子電圧を電源電圧
   以上に保持して上記他励式周波数変換装置の転流無効電
   力を上記交流機側から供給すべく、無効電力調整機能を
   有する無効電力源が設けられ、上記他励式周波数変換装
   置における転流制御回路への点弧パルス発生のための信
   号を外部から制御すべく、外部周波数指令部が、同外部
   周波数指令部からの周波数指令に応じ出力周波数を調整
   できる基準波発振回路を介して、上記転流制御回路に接
   続されるとともに、外部入力電流指令部が」二記転流制
   御回路に接続されたことを特徴とする、交流機の速度制
   御装置。 （８）上記無効電力源が固定容量コンデンサと無効電力
   調整装置とで構成された特許請求の範囲第７項に記載の
   交流機の速度制御装置。 （９）上記無効電力調整装置による無効電力の調整が、
   上記外部周波数指令部からの周波数指令と上記外部入力
   電流指令部からの入力端子指令とに基づき　制御される
   特許請求の範囲第８項に記載の交流機の速度制御装置。 ＋１ＣＩ　　上記他励式周波数変換装置が上記無効電力
   調整装置を兼用し、上記外部周波数指令部からの周波数
   指令と上記入力電流指令部からの入力電流指令とに基づ
   いて、上記他励式周波数変換装置のみで無効電力の調整
   を行なう特許請求の範囲第８項に記載の交流機の速度制
   御装置。 ｆｉ＋１　　上記外部周波数指令部からの周波数指令と
   上記入力電流指令部からの入力電流指令とに基づき、上
   記の無効電力源（ｌこおける無効電力調整装置と上記他
   励式周波数変換装置とで無効電力の調整を行なう特許請
   求の範囲第８項に記載の交流機の速度制御装置。 α２　直流電源と交流機との間に、互いに対をなす正群
   周波数変換部と負群周波数変換部とから成る他励式周波
   数変換装置が設けられるとともに、上記交流機の端子電
   圧を電源電圧以上に保持して上記他励式周波数変換装置
   の転流無効電力を上記交流機側から供給すべく、無効電
   力調整機能を有する無効電力源が設けられ、上記他励式
   周波数変換装置における転流制御回路への点弧パルス発
   生のだめの信号を外部から制御すべく、外部発振回路と
   、上記の正群周波数変換部と負群周波数変換部との点弧
   位相差を設定する点弧位相差設定回路とが、上記他励式
   周波数変換装置の転流制御回路に接続されたととを特徴
   とする、交流機の速度制御装置。