JPS594325A - アナログスイツチ回路 - Google Patents
アナログスイツチ回路Info
- Publication number
- JPS594325A JPS594325A JP11322582A JP11322582A JPS594325A JP S594325 A JPS594325 A JP S594325A JP 11322582 A JP11322582 A JP 11322582A JP 11322582 A JP11322582 A JP 11322582A JP S594325 A JPS594325 A JP S594325A
- Authority
- JP
- Japan
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- signal
- output
- analog
- digital
- sampling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 25
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 22
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 241000158147 Sator Species 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はアナログスイッチ回路に関し、特にディジタル
・アナログコン／セータ等から発生されるアナログ信号
をサンプリングする場合に用いられるアナログスイッチ
回路の改良に関するものである。
・アナログコン／セータ等から発生されるアナログ信号
をサンプリングする場合に用いられるアナログスイッチ
回路の改良に関するものである。
近年、電子技術の急速な発達に伴なって、オーディオ装
置もディジタル化される傾向にある。
置もディジタル化される傾向にある。
例えばＰＯＭオーディオに於ｉては、アナログの音声信
号をＰＯＭ信号に変換して取ル扱りことが行なわれてい
る。この場合、ディジタル化されたオーディオ信号は、
終段に於いて必ずアナログ信号に変換する必要があシ、
このためにディジタル信号をアナログ信号に変換するデ
ィジタル・アナログコンノ々−夕が用いられている。
号をＰＯＭ信号に変換して取ル扱りことが行なわれてい
る。この場合、ディジタル化されたオーディオ信号は、
終段に於いて必ずアナログ信号に変換する必要があシ、
このためにディジタル信号をアナログ信号に変換するデ
ィジタル・アナログコンノ々−夕が用いられている。
しかしながら、仁のディジタル・アナログコンノ々−夕
は、入力信号の変更時に一定の出力不安定期間が生ずる
ために、その出力信号をそのままロー／ｊ！スフイルタ
を介して使用するわけにはいかない。つｔｂ、出力不安
定期間に於いては出力信号に第１図（、）に示すように
ノイズが多く含まれることになシ、これが変換したアナ
ログ信号に悪影響を与えてしまう。
は、入力信号の変更時に一定の出力不安定期間が生ずる
ために、その出力信号をそのままロー／ｊ！スフイルタ
を介して使用するわけにはいかない。つｔｂ、出力不安
定期間に於いては出力信号に第１図（、）に示すように
ノイズが多く含まれることになシ、これが変換したアナ
ログ信号に悪影響を与えてしまう。
このために、ディジタル・アナログ変換に際しては、第
１図（ｂ）に示すディジタル入力信号に同期したサンプ
リング信号を用いてディジタル・アナログ変換出力の安
定期間をサンプリングすることによシ、第１図（Ｃ）に
示すように不安定部分を除去した信号を取シ出すことが
行なわれている。
１図（ｂ）に示すディジタル入力信号に同期したサンプ
リング信号を用いてディジタル・アナログ変換出力の安
定期間をサンプリングすることによシ、第１図（Ｃ）に
示すように不安定部分を除去した信号を取シ出すことが
行なわれている。
しかし、このディジタル・アナログコンバータの出力信
号をサンプリングするアナログスイッチ回路は、ノイズ
を発生させずにアナログ信号をサンプリングする必要が
あるために、従来は高価なアナログスイッチ回路が用い
られている。また、このようにディジタル・アナログコ
ンバ−タのアナログ出力をサンプリングして安定部分の
みを欧シ出すと、そのサンプリング出力が幅の狭いパル
ス状となる事から、この信号をロー／ぞスフィルタを介
してアナログ信号に戻しても歪が多く含まれたものとな
ってしまう。
号をサンプリングするアナログスイッチ回路は、ノイズ
を発生させずにアナログ信号をサンプリングする必要が
あるために、従来は高価なアナログスイッチ回路が用い
られている。また、このようにディジタル・アナログコ
ンバ−タのアナログ出力をサンプリングして安定部分の
みを欧シ出すと、そのサンプリング出力が幅の狭いパル
ス状となる事から、この信号をロー／ぞスフィルタを介
してアナログ信号に戻しても歪が多く含まれたものとな
ってしまう。
従って、本発明による目的は、通常のトランジスタを用
いてノイズを発生させずに出力が取シ出せるとともに、
その出力信号をローパスフィルタを介してアナログ信号
に戻した場合に於ける歪率を低減することが出来るアナ
ログスイッチ回路を提供することである。以下、図面を
用いて本発明によるアナログスイッチ回路を詳細に説明
する。
いてノイズを発生させずに出力が取シ出せるとともに、
その出力信号をローパスフィルタを介してアナログ信号
に戻した場合に於ける歪率を低減することが出来るアナ
ログスイッチ回路を提供することである。以下、図面を
用いて本発明によるアナログスイッチ回路を詳細に説明
する。
第２図は本発明によるアナログスイッチ回路の一実施例
を示す回路図であって、ディジタル・アナログ変換回路
の出力信号をサンプリングした後にローノぞスフィルタ
を介してアナログ信号に変換する場合に適用したもので
ある。同図に於いてＯＢはＰＯＭ磁気再生装置等から供
給されるディジタル化されたｎビットの信号を入力とし
てアナログ値に変換するディジタル・アナログコンバー
タ、Ｒ１＊Ｒ２はディジタル・アナログコンノ々−夕Ｏ
Ｂの出力側に直列接続された抵抗、０１は抵抗Ｒｉの出
力側とアース間に接続されたコンデンサ、Ｃりは抵抗Ｒ
２の出力側とアース間に接続されたコンデンサ、Ａは抵
抗几３ ｐ Ｒ’４とコンデンサ０３等によって増幅回
路を構成する演算増幅器であって、抵抗Ｒ１＃ Ｒ２を
介して供給されるディジタル・アナログコンノ々−夕Ｏ
Ｂの出力信号を増幅してローパスフィルタＬＰに供給す
る。Ｑは抵抗Ｒ３の入力側とアース間に接続されたサン
プリング制御用のトランジスタ、Ｒ＋、。
を示す回路図であって、ディジタル・アナログ変換回路
の出力信号をサンプリングした後にローノぞスフィルタ
を介してアナログ信号に変換する場合に適用したもので
ある。同図に於いてＯＢはＰＯＭ磁気再生装置等から供
給されるディジタル化されたｎビットの信号を入力とし
てアナログ値に変換するディジタル・アナログコンバー
タ、Ｒ１＊Ｒ２はディジタル・アナログコンノ々−夕Ｏ
Ｂの出力側に直列接続された抵抗、０１は抵抗Ｒｉの出
力側とアース間に接続されたコンデンサ、Ｃりは抵抗Ｒ
２の出力側とアース間に接続されたコンデンサ、Ａは抵
抗几３ ｐ Ｒ’４とコンデンサ０３等によって増幅回
路を構成する演算増幅器であって、抵抗Ｒ１＃ Ｒ２を
介して供給されるディジタル・アナログコンノ々−夕Ｏ
Ｂの出力信号を増幅してローパスフィルタＬＰに供給す
る。Ｑは抵抗Ｒ３の入力側とアース間に接続されたサン
プリング制御用のトランジスタ、Ｒ＋、。
鳥はトランジスタＱに対するカットオフバイアス用の抵
抗、Ｒ？はサンプリング信号Ｖｃが供給される入力端Ｉ
ＮとトランジスタＱの４−スとの間に接続されたペース
電流決定用の抵抗である。
抗、Ｒ？はサンプリング信号Ｖｃが供給される入力端Ｉ
ＮとトランジスタＱの４−スとの間に接続されたペース
電流決定用の抵抗である。
このように構成されたアナログスイッチ回路に於いて、
ｎピットのディジタル信号によって表わされるオーディ
オ信号が供給されると、ディジタル・アナログコンノ々
−夕ＯＢはとのディジタル入力信号を第１図（、）で示
した様に対応するアナログ値に変換して出力する。この
場合、ディジタル警アナ四グコン／々−夕ＯＢの出力は
、変換開始時の不安定期間に於いてオーバーシュート等
が生じてノイズが含まれた状態となる。
ｎピットのディジタル信号によって表わされるオーディ
オ信号が供給されると、ディジタル・アナログコンノ々
−夕ＯＢはとのディジタル入力信号を第１図（、）で示
した様に対応するアナログ値に変換して出力する。この
場合、ディジタル警アナ四グコン／々−夕ＯＢの出力は
、変換開始時の不安定期間に於いてオーバーシュート等
が生じてノイズが含まれた状態となる。
一方、入力端ＩＮＫは、第１図（ｂ）に示す様にディジ
タル入力信号に同期し、かつディジタル入力信号の周期
に対してし の範囲程度の期間にわたって安定期間を指
定するサンプリング信号Ｖｃが供給されている。従って
、サンプリング信号Ｖｃの１Ｈ＃期間に於いては、トラ
ンジスタＱがオンとなるために、抵抗Ｒ１を介して供給
されるディジタル・アナログコンバータ夕ＯＢの出力が
すべてアースに落されることになる。次にサンプリング
信号Ｖｃが”Ｌ”になると、トランジスタＱが抵抗Ｒ６
を介して供給される電源−Ｂによって逆バイアスされて
オフとなる。この結果、ディジタル・アナログコンノ々
−夕ＯＢの出力信号は、抵抗Ｒ１＋ Ｒ２を介して演算
増幅器Ａに供給されることになる。従って、このアナロ
グスイッチ回路に於いては、サンプリング信号Ｖｃの“
Ｌ”期間に於いてのみサンプリング出力が送出されるこ
とになシ、このサンプリング期間をディジタル・アナロ
グコンバータ夕ＯＢの出力が安定する期間に選定するこ
とによシ、ノイズ成分を除いた信号成分のみが取シ出せ
ることに々る。
タル入力信号に同期し、かつディジタル入力信号の周期
に対してし の範囲程度の期間にわたって安定期間を指
定するサンプリング信号Ｖｃが供給されている。従って
、サンプリング信号Ｖｃの１Ｈ＃期間に於いては、トラ
ンジスタＱがオンとなるために、抵抗Ｒ１を介して供給
されるディジタル・アナログコンバータ夕ＯＢの出力が
すべてアースに落されることになる。次にサンプリング
信号Ｖｃが”Ｌ”になると、トランジスタＱが抵抗Ｒ６
を介して供給される電源−Ｂによって逆バイアスされて
オフとなる。この結果、ディジタル・アナログコンノ々
−夕ＯＢの出力信号は、抵抗Ｒ１＋ Ｒ２を介して演算
増幅器Ａに供給されることになる。従って、このアナロ
グスイッチ回路に於いては、サンプリング信号Ｖｃの“
Ｌ”期間に於いてのみサンプリング出力が送出されるこ
とになシ、このサンプリング期間をディジタル・アナロ
グコンバータ夕ＯＢの出力が安定する期間に選定するこ
とによシ、ノイズ成分を除いた信号成分のみが取シ出せ
ることに々る。
この場合、コンデンサＯ１＋０寞と抵抗Ｒ４が無い場合
に於ける演算増幅器人から出力されるサンプリング出力
信号は、前述した様に該サンプリング期間に於けるディ
ジタル・アナログコン／マー夕ＯＢの出力信号を抜き取
った状態の第３図（ｂ）に示すスパイク状のノイズを含
んだ信号波形となり、本来再生されるべきサンプリング
出力信号波形（、）との間に大きな異なシが生じてしま
う。これは、トランジスタＱのペース・コレクタ間容量
及び演算増幅器人のスルーレート特性に依るものである
。
に於ける演算増幅器人から出力されるサンプリング出力
信号は、前述した様に該サンプリング期間に於けるディ
ジタル・アナログコン／マー夕ＯＢの出力信号を抜き取
った状態の第３図（ｂ）に示すスパイク状のノイズを含
んだ信号波形となり、本来再生されるべきサンプリング
出力信号波形（、）との間に大きな異なシが生じてしま
う。これは、トランジスタＱのペース・コレクタ間容量
及び演算増幅器人のスルーレート特性に依るものである
。
そして、このサンプリング出力信号は、ローパスフィル
タＬＰによシアナログ信号として再生されるが歪を発生
してしまう。これに対し、第２図に示す様にコンデンサ
ＣＩ＋”ｍｓ抵抗Ｒ１＋Ｒ１を設けることによってサン
プリング出力波形を後段回路のスルーレート特性に合せ
ることが出来、を九第３図（ｂ）に示すような波形にお
けるスパイク状のノイズを除去することができる。
タＬＰによシアナログ信号として再生されるが歪を発生
してしまう。これに対し、第２図に示す様にコンデンサ
ＣＩ＋”ｍｓ抵抗Ｒ１＋Ｒ１を設けることによってサン
プリング出力波形を後段回路のスルーレート特性に合せ
ることが出来、を九第３図（ｂ）に示すような波形にお
けるスパイク状のノイズを除去することができる。
例えば抵抗Ｒ，ｔ Ｉ ａ、とコンデンサＣ２のみを設
けてコンデンサＣ１を除去した場合には、充放電作用が
加わってサンプリング出力信号の波形は第３図（ｃ）に
示す様に全体に丸みを有するものとなる。
けてコンデンサＣ１を除去した場合には、充放電作用が
加わってサンプリング出力信号の波形は第３図（ｃ）に
示す様に全体に丸みを有するものとなる。
従って、このよう々サンプリング出力信号を口、ｅスフ
イルタＬＰを介してアナログ信号に戻すと、歪率が大幅
に改善されることになる。そして、コンデンサＣ１を附
加することによって第３図（ｄ）に示すような波形とな
シ歪率がよシ低下することになる。またサンプリング出
力レベルの低下も抑えることができる。
イルタＬＰを介してアナログ信号に戻すと、歪率が大幅
に改善されることになる。そして、コンデンサＣ１を附
加することによって第３図（ｄ）に示すような波形とな
シ歪率がよシ低下することになる。またサンプリング出
力レベルの低下も抑えることができる。
次に、コンデンサＣ１の有無に対する特性について考え
て見る。まず、抵抗”１ ｔ ｕｚの抵抗値をＲ′（２
）、コンデンサＣ１の容量を２０ （Ｆ） 、コンデン
サ０鵞の容量を０（Ｆ）とすると、その等価回路は第４
図に示す様になる。ここで、ディジタル拳アナログコン
バータＯＢの出力信号をＶｏとし、コンデンサＯ，の出
力側に於ける信号をＶ、とすると、Ｖｏは、 ｄ（ｈ ここで、初期値ｔ＝ｏ、ｑ茸＝ ０ 、−＝ ｏよｉ ヱ＝ｖｔよシ そし−Ｃ１コンデンサＣ１が無い場合に於いては、Ｖ１
＝ （１−ｅ −２０” ） Ｖｏ −−−（２）ここ
で、上記第（１）（２１式を時定数ＯＲ′ｆ：）ξラメ
ータとしてグラフに示すと第５図に示す様になる。
て見る。まず、抵抗”１ ｔ ｕｚの抵抗値をＲ′（２
）、コンデンサＣ１の容量を２０ （Ｆ） 、コンデン
サ０鵞の容量を０（Ｆ）とすると、その等価回路は第４
図に示す様になる。ここで、ディジタル拳アナログコン
バータＯＢの出力信号をＶｏとし、コンデンサＯ，の出
力側に於ける信号をＶ、とすると、Ｖｏは、 ｄ（ｈ ここで、初期値ｔ＝ｏ、ｑ茸＝ ０ 、−＝ ｏよｉ ヱ＝ｖｔよシ そし−Ｃ１コンデンサＣ１が無い場合に於いては、Ｖ１
＝ （１−ｅ −２０” ） Ｖｏ −−−（２）ここ
で、上記第（１）（２１式を時定数ＯＲ′ｆ：）ξラメ
ータとしてグラフに示すと第５図に示す様になる。
ここで、第５図に示す直線にはスルーレート特性の限界
を示し、その下側が使用可能範囲となる。そして、曲＠
ａはコンデンサｏ１１ ａ、を設けた場合に於ける０Ｒ
＝Ｉ８の特性である。また曲線ｂｙｅはコンデンサＣＩ
を無くしてＯＲを２８、］、５Ｓ、Ｉｓ、０．５８とし
た場合に於ける各特性である。ここで、コンデンサＣ１
をｉする場合に於いては、０Ｒ＝ＩＳとすることによっ
て、曲ｐａで示す様にステップ電圧ｖｏヲスルーレート
特性に近づけることが出来るが、コンデンサ０重が無い
場合には０Ｒ＝２Ｓ以上に設定しなければ曲＃ｂで示す
様にスルーレート特性に近づけることが出来ない。この
ように、第５図からも明らかな様に、上記（１）式で示
すコンデンサ自を設けた場合の特性の方が特性の面およ
び出力レベルに於いても有利であることがわかる。また
、トランジスタＱのベース、コレクタ間の接合容置によ
シサンプリング信号Ｖｃが抵抗■、を介して供給される
デジタルアナログコン／セータＯＢの出力にスノぐイク
状のノイズとして混入するが、コンデンサ０１を設けた
場合にはそのノイズを除去することができ、これに伴な
つてスイッチング素子として通常のトランジスタＱの使
用が行なえることになる。
を示し、その下側が使用可能範囲となる。そして、曲＠
ａはコンデンサｏ１１ ａ、を設けた場合に於ける０Ｒ
＝Ｉ８の特性である。また曲線ｂｙｅはコンデンサＣＩ
を無くしてＯＲを２８、］、５Ｓ、Ｉｓ、０．５８とし
た場合に於ける各特性である。ここで、コンデンサＣ１
をｉする場合に於いては、０Ｒ＝ＩＳとすることによっ
て、曲ｐａで示す様にステップ電圧ｖｏヲスルーレート
特性に近づけることが出来るが、コンデンサ０重が無い
場合には０Ｒ＝２Ｓ以上に設定しなければ曲＃ｂで示す
様にスルーレート特性に近づけることが出来ない。この
ように、第５図からも明らかな様に、上記（１）式で示
すコンデンサ自を設けた場合の特性の方が特性の面およ
び出力レベルに於いても有利であることがわかる。また
、トランジスタＱのベース、コレクタ間の接合容置によ
シサンプリング信号Ｖｃが抵抗■、を介して供給される
デジタルアナログコン／セータＯＢの出力にスノぐイク
状のノイズとして混入するが、コンデンサ０１を設けた
場合にはそのノイズを除去することができ、これに伴な
つてスイッチング素子として通常のトランジスタＱの使
用が行なえることになる。
なお、上記回路に於いて、演算増幅善人にゲインを持た
せる場合には抵抗Ｒ’３ ｙ Ｒ４の調整によって設定
シ、ローパスフィルタの特性を持たせる場合にはコンデ
ンサ０３を接続する。
せる場合には抵抗Ｒ’３ ｙ Ｒ４の調整によって設定
シ、ローパスフィルタの特性を持たせる場合にはコンデ
ンサ０３を接続する。
以上説明した様に、本発明によるアナログスイッチ回路
によれば、アナログスイッチをトランジスタで構成した
安価な回路であシながら。
によれば、アナログスイッチをトランジスタで構成した
安価な回路であシながら。
サンプリング出力信号を低歪化することが出来る優れた
効果を有する。
効果を有する。
第１図（ａ）〜（Ｃ）は従来のアナログスイッチ回路を
説明するための波形図、第２図は本発明によるアナログ
スイッチ回路の一実施例を示す回路図、第３図はＫｚ図
に示す回路の動作を説明するための各部波形図、第４図
は第２図の等価回路図、第５図は第２図に示す回路の特
性図である。 ＯＢ・・・ディジタル書アナ四グコンパータ、Ａｏ、・
演算増幅器、ＬＰ・・・ローノぞスフィルタ、 Ｒ１
゜Ｒ７・・・抵抗、 ０１−０．・・・コンデンサ％
Ｑ・・・トランジスタ。
説明するための波形図、第２図は本発明によるアナログ
スイッチ回路の一実施例を示す回路図、第３図はＫｚ図
に示す回路の動作を説明するための各部波形図、第４図
は第２図の等価回路図、第５図は第２図に示す回路の特
性図である。 ＯＢ・・・ディジタル書アナ四グコンパータ、Ａｏ、・
演算増幅器、ＬＰ・・・ローノぞスフィルタ、 Ｒ１
゜Ｒ７・・・抵抗、 ０１−０．・・・コンデンサ％
Ｑ・・・トランジスタ。
Claims (1)
- アナログ信号が中継される入力端と出力端との間に直列
°接続された第１．第２抵抗と、この第１抵抗の出力側
とアース間に接続された第１コンデンサと、前記第２抵
抗の出力卸とアース間に接続された第２コンデンサと、
前記第２抵抗の入力側とアース間に接続され、常時はオ
ン状部を維持するとともにサンプリング信号の供給時の
みオフされるトランジスタとを備えたことを特徴とする
アナログスイッチ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11322582A JPS594325A (ja) | 1982-06-30 | 1982-06-30 | アナログスイツチ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11322582A JPS594325A (ja) | 1982-06-30 | 1982-06-30 | アナログスイツチ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS594325A true JPS594325A (ja) | 1984-01-11 |
Family
ID=14606733
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11322582A Pending JPS594325A (ja) | 1982-06-30 | 1982-06-30 | アナログスイツチ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS594325A (ja) |
-
1982
- 1982-06-30 JP JP11322582A patent/JPS594325A/ja active Pending
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