JPS6096179A - パルス幅変調インバ−タの制御装置 - Google Patents
パルス幅変調インバ−タの制御装置Info
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- JPS6096179A JPS6096179A JP58200808A JP20080883A JPS6096179A JP S6096179 A JPS6096179 A JP S6096179A JP 58200808 A JP58200808 A JP 58200808A JP 20080883 A JP20080883 A JP 20080883A JP S6096179 A JPS6096179 A JP S6096179A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は可変電圧、可変周波数の交流電源を得るインバ
ータの制御回路に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）方
式を使用したインバータの制御装置に関する。
ータの制御回路に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）方
式を使用したインバータの制御装置に関する。
従来ＰＷＭインバータの制御装置は第１図に示すように
正弦波或は階段波などの変調波を発生させる回路１０、
三角波、鋸歯状波などの搬送波を発生させる回路１１及
び上記の両者の信号を比較してパルス幅変調（以下ＰＷ
Ｍと記す）信号を発生さぜるＰＷＭ信号波形合成回路１
２とで構成されていた。回路１１には出力電圧の利用率
向上をねらって回路１０から出力される変調波の周波数
に応じてその周波数が可変にできるような機能を付加し
たυ、また出力電圧の波形率を改善するために搬送波の
周波数を高くできるようにしたりすることが必要なため
、その回路構成は複雑になるだけでなく、周波数変化範
囲が広くとれる高価な発振器を使用する必要があった。
正弦波或は階段波などの変調波を発生させる回路１０、
三角波、鋸歯状波などの搬送波を発生させる回路１１及
び上記の両者の信号を比較してパルス幅変調（以下ＰＷ
Ｍと記す）信号を発生さぜるＰＷＭ信号波形合成回路１
２とで構成されていた。回路１１には出力電圧の利用率
向上をねらって回路１０から出力される変調波の周波数
に応じてその周波数が可変にできるような機能を付加し
たυ、また出力電圧の波形率を改善するために搬送波の
周波数を高くできるようにしたりすることが必要なため
、その回路構成は複雑になるだけでなく、周波数変化範
囲が広くとれる高価な発振器を使用する必要があった。
本発明は上記の点に鑑み発明されたもので搬送波発生回
路を付加することなく、ＰＷＭ信号を発生することがで
きるＰＷＭインバータの制御装置を提供するにある。
路を付加することなく、ＰＷＭ信号を発生することがで
きるＰＷＭインバータの制御装置を提供するにある。
本発明は、一定周期毎に変調波となる正弦波の値をめ、
この値とこの一定周期毎に波高値を与えるような仮想上
の三角波との交点を演算によシ導出し、その結果をプロ
グラマブルタイマに設定してこのタイマよ、９ＰＷＭ信
号を直接出力するととによシ従来の搬送波発生回路を省
略するようにしたものである。
この値とこの一定周期毎に波高値を与えるような仮想上
の三角波との交点を演算によシ導出し、その結果をプロ
グラマブルタイマに設定してこのタイマよ、９ＰＷＭ信
号を直接出力するととによシ従来の搬送波発生回路を省
略するようにしたものである。
以下本発明の実施例について詳細に説明をする。
第２図は本発明のパルス幅変調インバータの制御装置を
示す図である。第２図に於て所望の周波数指令ｆＲはポ
テンショメータ２０を通して発せられ、■／Ｆ変換器２
１に導入される。Ｖ／Ｆ変換器２１からはｆ、の値に比
例した周期を持つパルス列が発生し、このパルスはカウ
ンタ２４のクロック端子（Ｋ）にクロック信号として導
入される。
示す図である。第２図に於て所望の周波数指令ｆＲはポ
テンショメータ２０を通して発せられ、■／Ｆ変換器２
１に導入される。Ｖ／Ｆ変換器２１からはｆ、の値に比
例した周期を持つパルス列が発生し、このパルスはカウ
ンタ２４のクロック端子（Ｋ）にクロック信号として導
入される。
カウンタ２４はこのクロック信号によってカウントアツ
プされて行き、正弦波の周期に相当するデータにカウン
タの値が到達するとパルスＴ１がカウンタ２４から出力
される。この信号はカウンタ２４のリセット端子（Ｒ）
に導入され、この信号によってカウンタの内容がリセッ
トされる。そしてまたクロックによって再びカウントア
ツプして行く。このような動作がカウンタ２４の回路に
よって周期的に繰返されることになる。正弦波の位相θ
はこのカウンタの内容をマイクロコンピュータ２３によ
って読み取ることによって得られる。なノマイクロコン
ピュータである。
プされて行き、正弦波の周期に相当するデータにカウン
タの値が到達するとパルスＴ１がカウンタ２４から出力
される。この信号はカウンタ２４のリセット端子（Ｒ）
に導入され、この信号によってカウンタの内容がリセッ
トされる。そしてまたクロックによって再びカウントア
ツプして行く。このような動作がカウンタ２４の回路に
よって周期的に繰返されることになる。正弦波の位相θ
はこのカウンタの内容をマイクロコンピュータ２３によ
って読み取ることによって得られる。なノマイクロコン
ピュータである。
一方−ｑ イクロコンピュータ２３は上記の位相Ｏから
正弦波の値をめ、電圧指令１（ＨをＡ／Ｄ変換器２２を
通して読み込み、後に説明する演算式を使用してＰＷＭ
信号を得る基本となるパルス幅基準信号−のパルス幅を
３相分求め、プログラマブルタイマ２５にセットする。
正弦波の値をめ、電圧指令１（ＨをＡ／Ｄ変換器２２を
通して読み込み、後に説明する演算式を使用してＰＷＭ
信号を得る基本となるパルス幅基準信号−のパルス幅を
３相分求め、プログラマブルタイマ２５にセットする。
タイマ２５からは上記のデータに基づいてパルス幅基準
信号Ｔ。
信号Ｔ。
及びこの信号と１２０° 、２４０°位相差の持つ入
□）し
の信号各を有する方形波信号Ｅｓを発生する。ラッチ回
路２６は上記の信号Ｔｕ （Ｔｖ 、 Ｔｗ ）をクロ
ック入力として信号Ｆ、ｇをデータ入力とするフリップ
フロップ回路で構成されており、Ｔｖ（Ｔｖ、Ｔｗ ）
の信号の立下り時点でＥｓのデータを取込み、３相のＰ
ＷＭ信号Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗが得られるようになっている
。−１だこれらの信号はマイクロコンピュータ２３から
出力されるソフトサプレス信号Ｓ、によってしゃ断する
ことも可能である。
路２６は上記の信号Ｔｕ （Ｔｖ 、 Ｔｗ ）をクロ
ック入力として信号Ｆ、ｇをデータ入力とするフリップ
フロップ回路で構成されており、Ｔｖ（Ｔｖ、Ｔｗ ）
の信号の立下り時点でＥｓのデータを取込み、３相のＰ
ＷＭ信号Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗが得られるようになっている
。−１だこれらの信号はマイクロコンピュータ２３から
出力されるソフトサプレス信号Ｓ、によってしゃ断する
ことも可能である。
以下本発明の制御装置による変調方式について第３図、
第４図を用いて更に詳細に説明をする。
第４図を用いて更に詳細に説明をする。
第３図は振幅比ＫＨ（＝正弦波の波高値Ｅ１と仮想三角
波の波高値Ｈとの比）が１よシ小さい場合、第４図は振
幅比が１よシ大きい場合をそれぞれ示す−ｂなお図中の
三角波は説明の便宜のため描かれたものであっていずれ
も仮想上のものである。
波の波高値Ｈとの比）が１よシ小さい場合、第４図は振
幅比が１よシ大きい場合をそれぞれ示す−ｂなお図中の
三角波は説明の便宜のため描かれたものであっていずれ
も仮想上のものである。
以下第３図に示す記号を使用してＰＷＭ信号（Ｅ ｕ）
を得るまでを説明する。
を得るまでを説明する。
周期τＣを持つ信号ＩＲＱ毎にその時の正弦波の値、例
えば第３図に示す信号ＩＲＱの１番目の時点（破線で示
す正弦波を基準に考えた位相で表わした場合θりに対応
した破線で示す正弦波の値Ａ持Ｂｘ ｓｉｎθ１をめ、
これを用いて点Ａ、Ｂ間の時間τ−を下記に示す式によ
ってめパルス幅基準信号のパルス幅とする。
えば第３図に示す信号ＩＲＱの１番目の時点（破線で示
す正弦波を基準に考えた位相で表わした場合θりに対応
した破線で示す正弦波の値Ａ持Ｂｘ ｓｉｎθ１をめ、
これを用いて点Ａ、Ｂ間の時間τ−を下記に示す式によ
ってめパルス幅基準信号のパルス幅とする。
・・・・・・・・・（１）
なお上記の（１）式でめられたτ−の値は従来の変調方
式（破線で異す正弦波と三角波との交点Ｂ′から得られ
る）値と多少異なるがこれは正弦波の周波数（ｆｌ ）
に比較して信号■几Ｑの周期τＣを十分短かく（例えば
１／τｃ＞５ｆｔ）なるようにすれば実用上問題ないこ
とが確かめられている。
式（破線で異す正弦波と三角波との交点Ｂ′から得られ
る）値と多少異なるがこれは正弦波の周波数（ｆｌ ）
に比較して信号■几Ｑの周期τＣを十分短かく（例えば
１／τｃ＞５ｆｔ）なるようにすれば実用上問題ないこ
とが確かめられている。
本発明では１几Ｑの１の時点でマイクロコンピュータ２
３で（１）式を使用してτ−の値を演算する。
３で（１）式を使用してτ−の値を演算する。
この演算が終了すると、この値はプログラマブルタイマ
２５にセットされ、このプログラマブルタイマ２５から
は第３図に示すＨレベルのパルス幅基準信号Ｔｏが発生
し、時間τ−経過後、この信号はＨレベルからＬレベル
に変る。
２５にセットされ、このプログラマブルタイマ２５から
は第３図に示すＨレベルのパルス幅基準信号Ｔｏが発生
し、時間τ−経過後、この信号はＨレベルからＬレベル
に変る。
又前述のようにマイクロコンピュータ２３は周期τＣ毎
にＨレベル及びＬレベルの信号を有する方形波信号Ｅｓ
を発生するが、これは仮想上の三角波の負の傾斜部分に
相当する区間（信号ＩＲＱの１と２の区間）をＬレベル
信号とし、次の正の傾斜部分に相当する区間（信号ＩＲ
Ｑの２と３の区間）をＨレベル信号とするような仮想上
の三角波の傾斜の正負に応じてＬレベルとＨレベルを交
互に繰返す信号りを信号ＩＲＱの１．２．３・・・の各
時点で発生させたものに相当する。なお図中の信号Ｅｓ
は仮想三角波の傾斜が負及び正に応じてＬレベル及びＨ
レベルとしたがこの逆即ちＨレベル及びＬレベルでも構
わない。この場合次に述べるＰＷＭ信号が反転したもの
となるだけである。
にＨレベル及びＬレベルの信号を有する方形波信号Ｅｓ
を発生するが、これは仮想上の三角波の負の傾斜部分に
相当する区間（信号ＩＲＱの１と２の区間）をＬレベル
信号とし、次の正の傾斜部分に相当する区間（信号ＩＲ
Ｑの２と３の区間）をＨレベル信号とするような仮想上
の三角波の傾斜の正負に応じてＬレベルとＨレベルを交
互に繰返す信号りを信号ＩＲＱの１．２．３・・・の各
時点で発生させたものに相当する。なお図中の信号Ｅｓ
は仮想三角波の傾斜が負及び正に応じてＬレベル及びＨ
レベルとしたがこの逆即ちＨレベル及びＬレベルでも構
わない。この場合次に述べるＰＷＭ信号が反転したもの
となるだけである。
本発明のＰＷＭ信号は上記の過程で得られた信号Ｅｓ
、Ｔυに基づいて形成する。即ち信号Ｔ。
、Ｔυに基づいて形成する。即ち信号Ｔ。
の立下シ時点（第３図の矢印で示す時点）で信号ＥＩＩ
のデータ（Ｈレベル或はＬレベル）を取込み、これをＰ
ＷＭ信号とする。
のデータ（Ｈレベル或はＬレベル）を取込み、これをＰ
ＷＭ信号とする。
この過程を第３図を使って具体的に説明する。
信号ＩＲＱの１と２の区間は仮想三角波の傾斜は負とな
っているのに対応して方形波信舟ＥｓはＬレベルの信号
となっている。τ一時間経過後タイレベルからＬレベル
になる。この信号のＬレベルは次のタイマ出力パルス幅
基準信号が立下る時点まで保持されることになる。
っているのに対応して方形波信舟ＥｓはＬレベルの信号
となっている。τ一時間経過後タイレベルからＬレベル
になる。この信号のＬレベルは次のタイマ出力パルス幅
基準信号が立下る時点まで保持されることになる。
そこで次に信号ＩＲＱの２及び３０区間でＰＷＭ信号を
形成する方法について述べる。
形成する方法について述べる。
信号ＩＲＱの２の時点でも１の時点でめた方法と同じよ
うにしてタイマに七ッ卜すべきパルス幅基準信号のパル
ス幅τやをめる。即ちＩＲＱの２の時点で正弦波の位相
の０２をめ、次にとの位相に対応した正弦波の値Ｃ（＝
Ｅ＋ ｓｉｎθ２）をめて下記の式にしたがってＣＤの
区間（＝τや）ヲマイクロコンピュータ２３で演算する
。
うにしてタイマに七ッ卜すべきパルス幅基準信号のパル
ス幅τやをめる。即ちＩＲＱの２の時点で正弦波の位相
の０２をめ、次にとの位相に対応した正弦波の値Ｃ（＝
Ｅ＋ ｓｉｎθ２）をめて下記の式にしたがってＣＤの
区間（＝τや）ヲマイクロコンピュータ２３で演算する
。
τ、 ＝ −（１＋Ｋｎ −５ｉｎ ０２ ） −（２
）但し Ｋ Ｈ＝ Ｅ １／ Ｈ ここで（１） 、 （２）の各式を比較してみると、第
２項目の式の符号が方形波信号Ｅｓの符号（Ｈレベルか
Ｌレベル）によって変化しているだけであるため（１）
、（２）両者を同一に扱えることが分る。（２）式の演
算の結果得られたパルス幅基準信号のパルス幅τ、はプ
ログラマブルタイマ２５にセットされ、この時タイマ出
力パルス幅基準信号ＴＵはＬレベルからＨレベルになｐ
時間τや経過後この信号はＬレベルに変化する。この時
Ｔｕの信号がＬレベルに変化する立下シ時点で信号Ｅｓ
を取込む。この結果第３図に示すようにＰＷＭ信号Ｅυ
はＬレベルからＨレベルに変化する。
）但し Ｋ Ｈ＝ Ｅ １／ Ｈ ここで（１） 、 （２）の各式を比較してみると、第
２項目の式の符号が方形波信号Ｅｓの符号（Ｈレベルか
Ｌレベル）によって変化しているだけであるため（１）
、（２）両者を同一に扱えることが分る。（２）式の演
算の結果得られたパルス幅基準信号のパルス幅τ、はプ
ログラマブルタイマ２５にセットされ、この時タイマ出
力パルス幅基準信号ＴＵはＬレベルからＨレベルになｐ
時間τや経過後この信号はＬレベルに変化する。この時
Ｔｕの信号がＬレベルに変化する立下シ時点で信号Ｅｓ
を取込む。この結果第３図に示すようにＰＷＭ信号Ｅυ
はＬレベルからＨレベルに変化する。
信号ＩＲＱ２の時点以降のＰＷＭ信号は上述した手法を
繰返すことによって得られ第３図に示す波形になる。
繰返すことによって得られ第３図に示す波形になる。
以上はパルス幅基準信号ＴＵの立上シ時点で方形波信号
Ｅ＋＋を取込んでＰＷＭ信号を形成する方法を述べたが
、上記のパルス幅基準信号Ｔυを反転した信号Ｔυで取
込んでも良い。この場合信号〒Ｕの立上りで方形波信号
Ｅ ｓ を淑ｉａｔことになる。
Ｅ＋＋を取込んでＰＷＭ信号を形成する方法を述べたが
、上記のパルス幅基準信号Ｔυを反転した信号Ｔυで取
込んでも良い。この場合信号〒Ｕの立上りで方形波信号
Ｅ ｓ を淑ｉａｔことになる。
要するにプログラマブルタイマ２５にセットされた値に
対応した時間経過後取込むように゛するわけである。
対応した時間経過後取込むように゛するわけである。
次に上記のＰＷＭ変調方式を使用して電圧利用率を上げ
る場合について第４図を用いて述べる。
る場合について第４図を用いて述べる。
第３図に示すＰＷＭ信号Ｅｕを用いた場合出力電圧が最
大となるのは振幅比ＫＨ（−Ｅｌ／Ｈ）が１の時である
。これ以上電圧を増加させるには振幅比Ｉ（Ｈを１以上
にすれば良い。第４図はこの場合の正弦波と三角波との
関係ケ示したものである。
大となるのは振幅比ＫＨ（−Ｅｌ／Ｈ）が１の時である
。これ以上電圧を増加させるには振幅比Ｉ（Ｈを１以上
にすれば良い。第４図はこの場合の正弦波と三角波との
関係ケ示したものである。
信号１几Ｑ４，５の時点では仮想三角波の波高値Ｈは正
弦波の波高値Ｅ、 、ｌ：りも小さくなシ、そのため振
幅比１ぐ■は１よシ大きくなっている。
弦波の波高値Ｅ、 、ｌ：りも小さくなシ、そのため振
幅比１ぐ■は１よシ大きくなっている。
そこでこの時点でのＰＷＭ信号の形成法にライめる。こ
の時Ｋｎｓｉｎθ４の値は１よシも大きくなるためパル
ス幅基準信号のパルス幅τやの値は信号■几Ｑの周期τ
Ｃの値よ如も大きくなるが、この時点ではこの値をプロ
グラマブルタイマ２５にセットする。
の時Ｋｎｓｉｎθ４の値は１よシも大きくなるためパル
ス幅基準信号のパルス幅τやの値は信号■几Ｑの周期τ
Ｃの値よ如も大きくなるが、この時点ではこの値をプロ
グラマブルタイマ２５にセットする。
次にＩＲＱの５の時点では仮想三角波の傾斜が負すなわ
ち方形波信号値が負となるため（１）式を使用してτ−
の値をめることになる力へこの場合信号ＩＲＱの５の時
点での位相θ４を読み込みＫ Ｈ−ｓｉｎθ５の値をめ
ると、この値は１よシも犬きくなシτ−の値は負となる
。そこでこの場合はτ−の値をゼロとして、プログラマ
ブルタイマ２５にセットするのをやめることにする。即
ちτ−の値は条件τ−ｆＱを満足するものとする。
ち方形波信号値が負となるため（１）式を使用してτ−
の値をめることになる力へこの場合信号ＩＲＱの５の時
点での位相θ４を読み込みＫ Ｈ−ｓｉｎθ５の値をめ
ると、この値は１よシも犬きくなシτ−の値は負となる
。そこでこの場合はτ−の値をゼロとして、プログラマ
ブルタイマ２５にセットするのをやめることにする。即
ちτ−の値は条件τ−ｆＱを満足するものとする。
このようにするとプログラマブルタイマ２５には前の時
点即ち信号ＩＲＱの４の時点で演算されたデータτやが
プログラマブルタイマ２５に格納されていることになり
τ。時間経過後タイマの出力が第４図のＧ点でＨレベル
からＬレベルに変化する。この場合τやの値はτＣよシ
も太きいため、Ｇ点は信号ＥｌｌがＬレベルとなってい
る状態に存在することになシ第４図に示すようにＰＷＭ
信号Ｅｔ＋に符号の変化が生じなくなり、このため電圧
が大きくなる。このような区間がＰＷＭ信号中に増加す
るにつれて出力電圧が増えていくことになる。この場合
電圧の調整は振幅比Ｉ（Ｈを変えることによって行うこ
とができ、簡易な手法で出力電圧の利用率を増加させる
ことができる。
点即ち信号ＩＲＱの４の時点で演算されたデータτやが
プログラマブルタイマ２５に格納されていることになり
τ。時間経過後タイマの出力が第４図のＧ点でＨレベル
からＬレベルに変化する。この場合τやの値はτＣよシ
も太きいため、Ｇ点は信号ＥｌｌがＬレベルとなってい
る状態に存在することになシ第４図に示すようにＰＷＭ
信号Ｅｔ＋に符号の変化が生じなくなり、このため電圧
が大きくなる。このような区間がＰＷＭ信号中に増加す
るにつれて出力電圧が増えていくことになる。この場合
電圧の調整は振幅比Ｉ（Ｈを変えることによって行うこ
とができ、簡易な手法で出力電圧の利用率を増加させる
ことができる。
第５図は正弦波の位相をめる一つの手法を示したもので
ある。メモリ内に１周期（３６０°）分の正弦波のデー
タを格納しておく。正弦波の位相は３６０°分の正弦波
のデータ量に相当するカウンタを用意してその値を読み
取ることによって得るようにする。このようにすること
によシカウンタの内容と位相が同一になるため位相演算
が容易になる。（例えばメモリに正弦波１周期分のデー
タを２′。個格納する場合は１０ピツ）（−２”）の容
量を持つカウンタを用意して、この出力値から位相をめ
るようにすれば良い。）第５図の中程に示す信号は第２
図に示すカウンタ２４の動作を示す信号で、このカウン
タはＶ／Ｆ変換器２１から出力されるパルスでカウント
される。このカウンタは正弦波が１サイクル経過する毎
にリセットされ、初期の状態に戻シ、再度１サイクル経
過するまでカウントアツプして行く一連の動作を繰返す
ことになる。この１サイクル周期（第５図のＴ１のパル
スの周期）はカウンタ２４に入力される上記のパルスの
周期を可変にすれば変ることになる。即ちＰＷＭインバ
ータの基本周波数はこのパルスの周波数を変えることに
よって調整することができる。
ある。メモリ内に１周期（３６０°）分の正弦波のデー
タを格納しておく。正弦波の位相は３６０°分の正弦波
のデータ量に相当するカウンタを用意してその値を読み
取ることによって得るようにする。このようにすること
によシカウンタの内容と位相が同一になるため位相演算
が容易になる。（例えばメモリに正弦波１周期分のデー
タを２′。個格納する場合は１０ピツ）（−２”）の容
量を持つカウンタを用意して、この出力値から位相をめ
るようにすれば良い。）第５図の中程に示す信号は第２
図に示すカウンタ２４の動作を示す信号で、このカウン
タはＶ／Ｆ変換器２１から出力されるパルスでカウント
される。このカウンタは正弦波が１サイクル経過する毎
にリセットされ、初期の状態に戻シ、再度１サイクル経
過するまでカウントアツプして行く一連の動作を繰返す
ことになる。この１サイクル周期（第５図のＴ１のパル
スの周期）はカウンタ２４に入力される上記のパルスの
周期を可変にすれば変ることになる。即ちＰＷＭインバ
ータの基本周波数はこのパルスの周波数を変えることに
よって調整することができる。
また３相分の位相はＵ相の位相θＵからθＵ＋１２０°
、θｕ＋２４０°などの演算を行い、これに３６０°の
周期性を考慮することにより容易にめることができる。
、θｕ＋２４０°などの演算を行い、これに３６０°の
周期性を考慮することにより容易にめることができる。
以下第２図のハードウェアを使用して３相のＰＷＭ信号
を得る手順を第６図のフローチャートを利用して具体的
に説明する。
を得る手順を第６図のフローチャートを利用して具体的
に説明する。
先ず制御電源が投入されると主ルーチンが起動し初期設
定処理が実行される。ここではワークエリアの初期化、
プログラマブルタイマ２５の初期化及びソフトサプレス
信号Ｓ、を発生してＰＷＭ信号を停止する処理などＰＷ
Ｍ制御処理を実行するだめの初期設定を行う。次に周波
数指令ｆＲを取込み、この値が指令値としての下限値Ｄ
’ｔ）ｍｕＩと比較され、その結果この値以下の場合ね
マイクロコンピュータ２３の出力ポートからサプレス信
号Ｓ、を発生し、ＰＷＭ信号を停止したままの状態にす
る。ｆＲが（ｆｔ）ｍｍよシも大きくなると、ＰＷＭタ
イマ起動処理を行う。ここではマイクロコンピュータ２
３に内蔵されているカウンタ（ＰＷＭタイマ）に三角波
の１／２周期に相当するデータτＣを設定し、第３図、
第４図に示す信号ＩＲＱが得られるようにする。この信
号はＰＷＭ制御処理を実行する割込み信号となる。
定処理が実行される。ここではワークエリアの初期化、
プログラマブルタイマ２５の初期化及びソフトサプレス
信号Ｓ、を発生してＰＷＭ信号を停止する処理などＰＷ
Ｍ制御処理を実行するだめの初期設定を行う。次に周波
数指令ｆＲを取込み、この値が指令値としての下限値Ｄ
’ｔ）ｍｕＩと比較され、その結果この値以下の場合ね
マイクロコンピュータ２３の出力ポートからサプレス信
号Ｓ、を発生し、ＰＷＭ信号を停止したままの状態にす
る。ｆＲが（ｆｔ）ｍｍよシも大きくなると、ＰＷＭタ
イマ起動処理を行う。ここではマイクロコンピュータ２
３に内蔵されているカウンタ（ＰＷＭタイマ）に三角波
の１／２周期に相当するデータτＣを設定し、第３図、
第４図に示す信号ＩＲＱが得られるようにする。この信
号はＰＷＭ制御処理を実行する割込み信号となる。
この処理が終了すると（ｆｔ）”に対応した電圧指令値
（Ｋｎ）ｍを基にて−（或はτ＋）を３相分演算し、プ
ログラマブルタイマ２５に設定する。
（Ｋｎ）ｍを基にて−（或はτ＋）を３相分演算し、プ
ログラマブルタイマ２５に設定する。
更にマイクロコンピュータ２３から信号Ｅｌｌ （Ｈレ
ベル或はＬレベルの何れかの信号）をラッチ回路２６に
送信する。この後ソフトサプレス信号を解除してＰＷＭ
インバータのゲートにこの信号を送信する。
ベル或はＬレベルの何れかの信号）をラッチ回路２６に
送信する。この後ソフトサプレス信号を解除してＰＷＭ
インバータのゲートにこの信号を送信する。
この処理が終了すると割込み信号が発生するのを待つ。
次に割込み信号が発生するとＰＷＭ信号を発生するため
の下記に述べる割込みルーチンが実行される。
の下記に述べる割込みルーチンが実行される。
先ず信号Ｅｌｌの符号を反転してその符号をワークエリ
アに格納する。次にＡ／Ｄ変換器２２を起動し電圧指令
値ＫＭを取込む。カウンタ２４からはＵ相の正弦波の位
相θＵを読み取り、この値を基に■相の正弦波の位相θ
Ｖを演算し、正弦波テーブルから上記の位相に対応した
正弦波ｓｉｎθυ。
アに格納する。次にＡ／Ｄ変換器２２を起動し電圧指令
値ＫＭを取込む。カウンタ２４からはＵ相の正弦波の位
相θＵを読み取り、この値を基に■相の正弦波の位相θ
Ｖを演算し、正弦波テーブルから上記の位相に対応した
正弦波ｓｉｎθυ。
ｓｉｎ Ｏｖをめる。次にＥｓの符号（予め仮想三角波
の傾斜の正負に対応させたもの、例えば正ならばＨレベ
ル、負ならばＬレベルという具合に）を判定する。この
例だと、Ｅｓの符号が負の場合はｓｉｎθＵ ＋ Ｓｉ
ｎθＶの符号を反転し、その逆の場合はダミー処理を実
行する。
の傾斜の正負に対応させたもの、例えば正ならばＨレベ
ル、負ならばＬレベルという具合に）を判定する。この
例だと、Ｅｓの符号が負の場合はｓｉｎθＵ ＋ Ｓｉ
ｎθＶの符号を反転し、その逆の場合はダミー処理を実
行する。
ここでダミー処理はｓｉｎθＵ ＋ Ｓｌ［ｌθＶをそ
のままにしておく処理である。この処理を設けたのは正
側及び負側に入る分岐処理の各時間を同一にしてＰＷＭ
信号の波形の対称性を確保するためである。
のままにしておく処理である。この処理を設けたのは正
側及び負側に入る分岐処理の各時間を同一にしてＰＷＭ
信号の波形の対称性を確保するためである。
次に上記のｓｉｎθυ、 ｓｉｎθＶ及び電圧指令Ｋｇ
に基づいてＫ Ｉ（・ｓｉｎθｕ 、 ＫＨ−ｓｉｎθ
Ｖの演算し、更にこれらのデータを基に３相平衡条件を
考えてＫ Ｈ−ｓｉｎθｗ （”” Ｏ−Ｋｎ ｓｉｎ
θｔ＋ Ｋｎ・５ｉｎ０ｖ）をめ、３相分のＰＷＭ信号
を形成するだめの基本データをイ４Ｉる。これよシプロ
グラマブルタイマＫｎ・ｓｉｎθｗ））をめ、これらの
値の正負を判定して、正の場合は得られたその値を、負
の場合は前回のままの値とする。即ち今回得られたデー
タをセットするのをやめる。
に基づいてＫ Ｉ（・ｓｉｎθｕ 、 ＫＨ−ｓｉｎθ
Ｖの演算し、更にこれらのデータを基に３相平衡条件を
考えてＫ Ｈ−ｓｉｎθｗ （”” Ｏ−Ｋｎ ｓｉｎ
θｔ＋ Ｋｎ・５ｉｎ０ｖ）をめ、３相分のＰＷＭ信号
を形成するだめの基本データをイ４Ｉる。これよシプロ
グラマブルタイマＫｎ・ｓｉｎθｗ））をめ、これらの
値の正負を判定して、正の場合は得られたその値を、負
の場合は前回のままの値とする。即ち今回得られたデー
タをセットするのをやめる。
以上演算過程によって得られたＥｌｌ、ＴＵ。
Ｔｖ、Ｔｗの各データをそれぞれラッチ回路２６、及び
プログラマブルタイマ２５にセットして主ルーチンに戻
る。、ＰＷＭ信号は上記の割込みルーチンをτＣの周期
毎に行うことによって得られる。
プログラマブルタイマ２５にセットして主ルーチンに戻
る。、ＰＷＭ信号は上記の割込みルーチンをτＣの周期
毎に行うことによって得られる。
ここでは仮想三角波の周期を一定、即ちτＣを一定とし
たがτＣの値を使用目的に合せて変更することも容易で
ある。この場合主ルーチンのＰＷＭ制御処理起動待ち処
理内でとのτＣの値を変更すれば良い。即ち出力電圧の
半サイクル中のパルス数はこのτＣと同じなため、パル
ス数切替もソフトウェア上容易に扱えることになる。
たがτＣの値を使用目的に合せて変更することも容易で
ある。この場合主ルーチンのＰＷＭ制御処理起動待ち処
理内でとのτＣの値を変更すれば良い。即ち出力電圧の
半サイクル中のパルス数はこのτＣと同じなため、パル
ス数切替もソフトウェア上容易に扱えることになる。
以上本発明によれば三角波などの搬送波発生回路を付加
することなく、簡易な構成でＰＷＭ信号を発生すること
ができ、しかもソフト上で容易に搬送波の周波数を変え
ることができる。更にはＰＷＭ制御回路の構成を変更す
ることなしにＰＷＭインバータのパワースイッチング素
子の特性に最適なスイッチング周波数を選択することが
できるため汎用性に富むインバータが得られるという効
果がある。
することなく、簡易な構成でＰＷＭ信号を発生すること
ができ、しかもソフト上で容易に搬送波の周波数を変え
ることができる。更にはＰＷＭ制御回路の構成を変更す
ることなしにＰＷＭインバータのパワースイッチング素
子の特性に最適なスイッチング周波数を選択することが
できるため汎用性に富むインバータが得られるという効
果がある。
第１図は従来のＰＷＭ信号を得る基本構成図、第２図は
本発明の実施例を示す構成図、第３図は本発明によりＰ
ＷＭ信号を得る原理を示すもので振幅比が１以下の場合
を示す図、第４図は本発明によ、ＩＰＷＭ信号を得る原
理を示すもので振幅比が１以上の場合を示す図、第５図
は本発明を使用した場合の位相をめる手法を示す図、第
６図は本発明の実施例に於けるソフトウェア構成を示す
フローチャート図である。 １０・・・変調波発生回路、１１・・・搬送波発生回路
、１２・・・ＰＷＭ信号波形合成回路、２０・・・ポテ
ンショメータ、２１・・・Ｖ／Ｆ変換器、２２・・・Ａ
／Ｄ変換器、２３・・・マイクロコンピュータ、２４・
・・カウンタ、２５・・・プログラマブルタイマ、２６
・・・ラッチ回路。 代理人 弁理士 高橋明夫 紅 １ 記
本発明の実施例を示す構成図、第３図は本発明によりＰ
ＷＭ信号を得る原理を示すもので振幅比が１以下の場合
を示す図、第４図は本発明によ、ＩＰＷＭ信号を得る原
理を示すもので振幅比が１以上の場合を示す図、第５図
は本発明を使用した場合の位相をめる手法を示す図、第
６図は本発明の実施例に於けるソフトウェア構成を示す
フローチャート図である。 １０・・・変調波発生回路、１１・・・搬送波発生回路
、１２・・・ＰＷＭ信号波形合成回路、２０・・・ポテ
ンショメータ、２１・・・Ｖ／Ｆ変換器、２２・・・Ａ
／Ｄ変換器、２３・・・マイクロコンピュータ、２４・
・・カウンタ、２５・・・プログラマブルタイマ、２６
・・・ラッチ回路。 代理人 弁理士 高橋明夫 紅 １ 記
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、インバータをパルス幅変調された信号によシ駆動す
るためのパルス幅変調インバータの制御装置に於て、一
定周期τＣ毎にＨレベル及びＬレベルの信号を有する方
形波信号を発生する方形波信号発生手段、周波数指令に
応じ所望の周波数を有する変調波の位相θを演算する位
相演算手段、電圧指令に応じ所望の振幅比Ｋｎを演算す
る電圧指令演算手段、及び方形波発生手段の信号発生に
同期し、その周期τｃ１位相演算手段によシ演算される
位相θ、及び電圧指令演算手段により演算される振幅比
ＫＩ＋により下記の式により演算されるパルス幅Ｔを持
つパルス幅基準信号を発生させるパルス幅基準信号演算
手段を備え、方形波発生手段よシ得られる信号値をパル
ス幅基準信号演算手段から出力されるパルス幅基準信号
に同期して取り込むことによりパルス幅変調信号を形成
するととを特徴とするパルス幅変調インバータの制御装
置。 （方形波発生手段よシ発生されるレベルに応じて演算式
（１）、 （２）を交互に適用する。）
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200808A JP2510485B2 (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
| US06/664,773 US4562524A (en) | 1983-10-28 | 1984-10-25 | Control apparatus for PWM inverter |
| DE8484112921T DE3465670D1 (en) | 1983-10-28 | 1984-10-26 | Method and apparatus for controlling pwm inverter |
| EP84112921A EP0140348B2 (en) | 1983-10-28 | 1984-10-26 | Method and apparatus for controlling pwm inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58200808A JP2510485B2 (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6096179A true JPS6096179A (ja) | 1985-05-29 |
| JP2510485B2 JP2510485B2 (ja) | 1996-06-26 |
Family
ID=16430534
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58200808A Expired - Lifetime JP2510485B2 (ja) | 1983-10-28 | 1983-10-28 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4562524A (ja) |
| EP (1) | EP0140348B2 (ja) |
| JP (1) | JP2510485B2 (ja) |
| DE (1) | DE3465670D1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0374176A (ja) * | 1989-08-11 | 1991-03-28 | Fujitsu General Ltd | Ｐｗｍ波形出力方法 |
| JP2007152998A (ja) * | 2005-12-01 | 2007-06-21 | Mazda Motor Corp | 車両の下部車体構造 |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1983
- 1983-10-28 JP JP58200808A patent/JP2510485B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-10-25 US US06/664,773 patent/US4562524A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-10-26 EP EP84112921A patent/EP0140348B2/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-10-26 DE DE8484112921T patent/DE3465670D1/de not_active Expired
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3465670D1 (en) | 1987-10-01 |
| EP0140348A1 (en) | 1985-05-08 |
| EP0140348B2 (en) | 1993-06-16 |
| EP0140348B1 (en) | 1987-08-26 |
| US4562524A (en) | 1985-12-31 |
| JP2510485B2 (ja) | 1996-06-26 |
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