JPS6122505B2 - - Google Patents

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JPS6122505B2
JPS6122505B2 JP52084407A JP8440777A JPS6122505B2 JP S6122505 B2 JPS6122505 B2 JP S6122505B2 JP 52084407 A JP52084407 A JP 52084407A JP 8440777 A JP8440777 A JP 8440777A JP S6122505 B2 JPS6122505 B2 JP S6122505B2
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JP
Japan
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coil
current
circuit
capacitor
transistor
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Yoshio Ishigaki
Tamiji Nagai
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Sony Corp
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Priority to FR7820992A priority patent/FR2397753A1/fr
Priority to NLAANVRAGE7807595,A priority patent/NL189023B/xx
Priority to DE2831033A priority patent/DE2831033C2/de
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    • H03K4/60—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor
    • H03K4/62—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as a switching device
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
    • H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04N3/23—Distortion correction, e.g. for pincushion distortion correction, S-correction
    • H04N3/233—Distortion correction, e.g. for pincushion distortion correction, S-correction using active elements

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Details Of Television Scanning (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はピンクツシヨン歪の補正回路に適用し
て好適な電流制御回路に関する。
ピンクツシヨン歪を補正する回路として第１図
で示すようなものが知られている。図において、
１は水平発振回路を示し、その出力はスイツチン
グトランジスタQaに供給される。L1は水平偏向
コイルを示し又、３はダンパー用のダイオード、
４は共振用のコンデンサである。又、５はＳ字補
正用のコンデンサである。
水平偏向コイルL1にはコイル６ａを介し直流
電源７が供給されるが、その電源路上には可変イ
ンピーダンス素子として動作する制御トランジス
タQbが直列に接続され、そのベース端子に垂直
周期のパラボラ波状補正信号Spが供給される。
この補正信号Spで電源電圧がパラボラ波状に変
調されることによつてピンクツシヨン歪の補正が
なされるものである。
ところで、このように獄成された従来の補正回
路にあつては直流電源路上に可変インピーダンス
素子たるトランジスタQbを接続する関係上、電
力損失が大きい。又上述の電源路に接続されたコ
イル６ａを利用してこれより高圧出力HVを得よ
うとする場合即ち図で示すようにフライバツク用
のトランス６を設け、１次コイルを上述のコイル
６ａとして使用すると共に、その２次コイル６ｂ
に得られる高圧出力を整流回路８にて直流電圧に
変換して端子９より所望とする電圧出力電圧HV
を得ようとする場合には、１次コイル６ａは供給
される電源電圧そのものが補正信号Spによつて
変調されているために高圧出力電圧HVがパラボ
ラ波状に変動し、常に一定な高圧出力電圧を得る
ことができない。そのためこのように補正回路を
構成した場合には、画面に明暗の歪が発生するの
でこの補正回路を利用して高圧出力電圧をとるこ
とは望ましくない。
又、図面には示していないが、ピンクツシヨン
歪の補正回路として更に可飽和リアクタを使用し
たものがあるが、この場合にはインダクタンスを
垂直周期の補正信号Spで変調するため、水平偏
向コイルL1に流れるコイル電流の直線性が劣化
すると共に、高圧出力電圧がパラボラ波状に変動
する。したがつてこのような補正回路を利用して
高圧出力電圧をとることは上述と同様に望ましく
ない。
本発明はこのような点を考慮し、特に極めて簡
単な構成により電力損失が少なくしかも直線性を
劣化させることのない、更には高圧出力電圧を容
易に形成できる電流制御回路を提案するものであ
る。
第２図以下を参照しながら本発明を詳細に説明
しよう。但し、本例では上述たようにピンクツシ
ヨン歪補正回路に適用した場合である。
第２図はこのピンクツシヨン歪補正回路に適用
した場合の一例を示すものであつて、本発明にお
いては第１、第２のコイルL1，L2を設け、これ
ら第１、第２のコイルL1，L2及び第１のスイツ
チング素子Q1が直列に接続され、第１、第２の
コイルL1，L2の接続中点ｌには第２のスイツチ
ング素子Q2が接続されると共に、これらスイツ
チング素子Q1，Q2の共通の電流通路内本例では
接続点ｌとスイツチング素子Q2のコレクタとの
間に充放電用のコンデンサ１１が接続され、第１
又は第２のスイツチング素子Q1，Q2におけるス
イツチング位相を相対的に制御してコンデンサ１
１の端子電圧を制御することにより第１又は第２
のコイルL1，L2に流れる電流を制御するように
したものである。
ここにおいて、第１のコイルL1は第１図にお
いて説明した水平偏向コイルである。従つて第１
のスイツチング素子たるトランジスタQ1は第１
におけるトランジスタQaと対応する。
又、１６はフライバツクトランスを示し、その
１次コイル１６ａの一端には電源１８が接続さ
れ、その他端は偏向コイルL1に接続される。ス
イツチング素子であるトランジスタQ1又はQ2の
何れか一方、この例ではトランジスタQ2のベー
スに位相制御回路２０が設けられ、ここに供給さ
れるスイツチング信号が上述した補正信号Spに
よつて位相変調されるようになされている。
尚、第２図において１３ａ，１３ｂはダンパー
用のダイオード、１４ａ，１４ｂは共振用のコン
デンサである。又、１２は比較的容量の大きいコ
ンデンサである。
この第２図に示した基本回路の動作を次に説明
するも、第２図の等価回路は第３図Ａの如くな
り、更にその等価回路は第３図Ｂの如く表わすこ
とができる。従つて、以後はこの第３図Ｂの等価
回路に基づいて説明すことにしよう。
第１のトランジスタQ1に供給されるスイツチ
ング信号をSaとし、同様に第２のスイツチング
トランジスタQ2に供給されるスイツチング信号
をSbとした場合、これらは何れも水平周期の矩
形波信号であり、その位相関係は第４図Ａ，Ｂで
示すようにθａの位相差を有するものとする。
スイツチング信号Saによつて偏向コイルL1の
両端には第４図Ｃで示すパルス状電圧P1が発生
し、偏向コイルL1には同図Ｄで示すようなコイ
ル電流（偏向電流）ＩL1が流れることになる。こ
のコイル電流ＩL1にあつて、ｉD1はダンパーダイ
オード１３ａを流れるダンパー電流であり、同様
にｉT1はトランジスタQ1を流れる電流である。
そして又、破線で示した電流ｉpは偏向コイルL1
とコンデンサ１４ａとの間に流れる共振電流であ
るが、以下説明する例ではこの共振電流ｉPを省
略して説明することにする。
同様にしてスイツチング信号Sbを供給すれ
ば、第２のコイルL2の両端には第４図Ｅで示す
パルス状電圧P2が発生し、同図Ｆで示すコイル電
流ＩL2が流れる。ここにおいて、ｉD2はダイオー
ド１３ｂを流れるダンパー電流で、ｉT2はトラン
ジスタQ2を流れる電流である。
このようなコイル電流ＩL1，ＩL2の流れによつ
てコンデンサ１１には次のような電圧が充電され
ることになる。
第５図を参照して説明するが、第２のコイル
L2に流れる電流ＩL2を基準にして考察した場合、
第３図Ｂに示す矢印ｂ方向がコンデンサ１１に対
する充電方向である。従つて、偏向コイルL1に
流れるコイル電流ＩL1に関しては、矢印ａ方向が
コンデンサ１１に対する充電電流となるから、第
４図Ｄで示す波形を考えた場合、ダンパー電流ｉ
D1が充電電流となる。
そのためコイル電流ＩL2を基準にし、これに他
方のコイル電流ＩL1の極性を合せた場合、第５図
Ａの如くなる。従つてコイル電流ＩL1は破線の如
く表わすことができる。
区間T1は何れも充電状態で、区間T2に至ると
コイル電流ＩL1のみ放電され区間T3に至つて始
めてコイル電流ＩL1，ＩL2とも放電状態となる。
そのためこれらコイル電流ＩL1及びＩL2を合成し
たときのコンデンサ１１の充放電流は概略第５図
Ｂの如くなる。
この図より明らかなように第４図Ａ，Ｂで示す
ような即ち、スイツチング信号Saに対して他方
のスイツチング信号Sbがθａだけ位相差（スイ
ツチング位相差）がある場合には充電電流ＩCの
方が放電電流ＩDより大きくなる。
スイツチング位相θを上述よりも更に大きく、
例えば第６図で示すように位相差θｂとした場合
には、同図Ｃ，Ｄで示すような電流が流れる結
果、同図Ｅのようなコンデンサ電流となり、この
場合には充電電流ＩCと放電電流ＩD等しい。
位相差を更に増し、第６図Ｆで示すようにθC
のようにした場合には、同図Ｇの如き関係とな
り、その結果放電電流ＩDの方が充電電流ＩCより
も大きく、第６図Ｈのような関係となる。
これら第５図、第６図をみた場合スイツチング
信号Saに対し、位相差がθｂとなるスイツチン
グ信号Ｓbcのときを境にしてそれよりも小さい位
相差の場合には充電電流ＩCが増加し、逆に大き
くなるにつれ放電電流ＩDの方が増加する傾向に
ある。位相差θｂとはスイツチング信号SbがSa
に対し丁度180゜ずれている場合である。
ところで、コンデンサ１１の端子電圧ＥOは充
電電流の大小で決まるので、位相差θに対する端
子電圧ＥOの関係は第７図直線２３のようにな
る。θｂの位相差のときの端子電圧ＥObは電源電
圧の1/2となる。又、コイル電流ＩL1，ＩL2とコ
ンデンサの端子電圧ＥOとの関係は電源１８の電
圧をＥSとし、トレース期間をＴSとした場合に
は、(1)式及び(2)式のような関係にある。即ち ＩL1＝ＥＯ／ＬＯ１・ＴS ……(1) ＩL2＝（ＥＳ／ＬＯ２−ＥO）・ＴS ……(2) ＬO1，ＬO2：コイルL1，L2のインダクタンス これら式より明らかなようにコイル電流ＩL1はコ
ンデンサ１１の端子電圧ＥOに比例して増加する
ことがわかる。これに対し、第２のコイルに流れ
るコイル電流ＩL2は逆比例する。
従つてスイツチングトランジスタQ2に対する
スイツチング信号Sbは位相を補正信号ＳPでパラ
ボラ波状に変調すれば、コンデンサ１１の端子電
圧ＥOも同様に変調されるため、コイル電流即ち
水平偏向電流ＩL1をパラボラ波状に変調できる
（第７図参照）。
補正信号ＳPを供給した場合の各コイルに流れ
る電流波形を第８図に示す。電流ＩOは第３図Ａ
に示すコイル１６ａに流れる電流波形である。こ
のように上述した構成で、補正信号ＳPに対応し
た波形をなすコイル電流ＩL1を得ることができる
と共に、フライパツクトランス１６の１次コイル
１６ａには補正信号によつてその振幅が全く変化
を受けない電流ＩOを流すことができる。
ところで、以上の実施例では他方の信号Sbの
位相を一方の信号Saに対して進ませた場合であ
るが、遅らせた場合には同様に関係により第９図
曲線２２の特性が得られ、従つてパラボラ波状の
信号Spにより上述と同様の効果が得られる。
第１０図はピンクツシヨン歪補正回路の具体例
を示す。前掲図と対応する部分には同一符号を付
し、その説明は省略する。
図において、３０は水平ドライブ回路を示しド
ライブ用のトランジスタＱcを有する。３１はド
ライブトランスである。又、２０は位相制御回路
の一例を示し、本例では１対のトランジスタＱ
d，Ｑeより構成されたモノマルチバイブレータを
使用した場合で、一方のトランジスタＱeのベー
スには水平発振器１で得たパルス信号Ｓaに基づ
くトリガ信号が供給される。即ち、２５は微分回
路を示し、その正の微分パルスはダイオード２６
を通じてトランジスタＱeのベースに供給され
る。
尚、このモノマルチバイブレータの時定数は主
として時定数回路２７によつて決定される。可変
抵抗器２８は水平方向の画面サイズを調整するた
めのものである。又、抵抗器２９はピンクツシヨ
ン歪の調整用の抵抗器である。
４０はトランジスタQ2に対する駆動回路であ
つて、駆動用のトランジスタＱf及び駆動トラン
ジスタ４１を有する。
尚、ビーム電流が増え、高圧出力電圧HVが低
下した場合には、画面のサイズが大きくなるの
で、これを一定にすることが必要となつてくる。
本例ではフライバツクトランス１６の２次コイル
１６ｂ側に抵抗器４５を設け、この抵抗器４５を
流れるビーム電流に応じて上述した位相制御回路
２０の位相を制御する。これによつて、水平偏向
コイルL1に流れる電流ＩL1を制御して画面サイズ
の一定化を行うようにしている。抵抗器４５の端
子間電圧はビーム電流によつて変化するためこの
端子間電圧を上述したモノマルチバイブレータの
一方のトランジスタＱdに供給すれば、ビーム電
流に応じてトランジスタＱdのベース電圧が変化
する。従つて例えばビーム電流が増加すると、そ
れに伴つてコイル電流ＩL1が減少するため、画面
サイズを常に一定にすることができる。
尚、トランジスタＱdのベースには更にスイツ
チング用のトランジスタQ2におけるエミツタ電
圧も供給されるようになつているが、これは放電
現象による保護対策である。このループを形成す
ることにより放電によつてトランジスタQ2を流
れる電流が過大になつたことを検出し、即座にモ
ノマルチバイブレータの位相を制御することによ
つてフライバツクトランス系の能動素子を保護す
るようにしている。
以上説明したように本発明の構成によれば、極
めて簡単な構成でピンクツシヨン歪の補正をする
ことができる。そして、この構成によつて電力損
失を大巾に減少できる。勿論コイル電流即ち水平
偏向電流ＩL1の直線性を劣化させるこはない。第
１１図に示す実施例は電源１８の電圧を安定化す
るために更に１次側に電圧安定化回路５０を設け
た場合である。この安定化回路５０は基本的には
先程の共振回路と同様にスイツチング用のトラン
ジスタＱgを有し、このトランジスタＱgと並列に
コンデンサ５１及び第３のコイルL3が接続され
る。５２はダンパ用のダイオード、５３は共振用
のコンデンサである。高圧出力電圧HV（又は検
出コイルをコイル１６に設け、これより得た検出
コイル電圧）を電圧検出回路５４に供給し、その
変動分を検出した後、この変動分に対応して位相
制御回路５５を駆動し、その変化分をトランジス
タＱgに供給すれば、高圧出力の電圧HVが変動す
ることに伴つてトランジスタＱgに対する位相制
御が行われる。その結果、コンデンサ５１の両端
電圧を常に一定にすることができる。その他の動
作については前述したと同様であるので詳細な説
明は省略する。
尚、本発明の適用例はピンクツシヨン歪の補正
回路に限定されないことは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のピンクツシヨン歪補正回路の一
例を示す接続図、第２図は本発明による電流制御
回路をピンクツシヨン歪補正回路に適用した場合
の基本的な回路構成図、第３図はその等価回路
図、第４図〜第９図はその動作説明に供する波形
図、第１０図は第２図の具体的な回路構成図、第
１１図は本発明の他の実施例を示す接続図であ
る。 L1，L2は第１及び第２のコイル、Q1，Q2は第
１及び第２のスイツチング素子、１１は充放電用
のコンデンサ、１６はフライパツクトランス、２
０は位相制御回路である。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 第１及び第２のコイルを直列接続するととも
    に上記第２のコイルに直列に第１のコンデンサを
    接続し、上記第１及び第２のコイルの接続中点に
    第２のコンデンサの一端を接続し、この第２のコ
    ンデンサの他端と上記第１及び第２のコイルと第
    １のコンデンサとの直列回路の両端との間に各々
    第１及び第２のスイツチング素子を接続し、上記
    第１のスイツチング素子に並列に第１のダンパー
    ダイオードと第１の共振用コンデンサとの並列回
    路を接続し、上記第２のスイツチング素子に並列
    に第２のダンパーダイオードと第２の共振用コン
    デンサとの並列回路を接続し、上記第１又は第２
    のスイツチング素子のスイツチング位相を制御し
    て上記第２のコンデンサの端子電圧を制御するこ
    とにより、上記第１又は第２のコイルに流れる電
    流を制御するようにした電流制御回路。
JP8440777A 1977-07-14 1977-07-14 Current control circuit Granted JPS5419324A (en)

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